JP5568986B2 - 超音波伝播時間測定システム - Google Patents

Description

（関連出願についての記載）
本願は、先の日本特許出願２００７−２２４８５９号（２００７年８月３０日出願）並びに、日本特許出願２００８−１５９１５１号（２００８年６月１８日出願）の優先権を主張するものであり、前記先の出願の全記載内容は、本書に引用をもって繰込み記載されているものとみなされる。
本発明は超音波発信源から所定位置に至る超音波の伝播時間を測定する方法及び超音波の伝播時間測定システムに関する。

超音波を用いた従来の位置検出方法の一例として電子ペンシステムが特許文献１に記載されている。この位置検出システムは一定周期で一定波形の超音波信号と赤外線トリガー信号を固定周期で送信する機能を有する電子ペンと、送信された２つの信号を受信する受信部からなり、受信部はトリガー信号の到達時点と超音波の到達時点とから電子ペンの位置を特定する。

米国特許第６１１８２０５号明細書

以下の分析は発明者らによって与えられる。
超音波発信源から送信される超音波信号は、人に聞こえない可聴帯域以上の周波数が用いられるため、少なくとも２０ｋＨｚ以上であることが必要である。この周波数帯域の信号を十分な音圧で発生させる手段としては、小型高剛性の振動板を電磁的に振動駆動する所謂スピーカーが知られているが小型化が困難なこと、電流駆動であるため消費電力が大きいことなどから電子ペンなどの小型の可動物体に実装することは困難である。そのため、超音波発信源として電圧駆動である圧電素子を用いることが広く行われている。

この圧電素子は、電圧駆動型であるため一般的に消費電力が小さいが、十分な音圧を確保するためには音響インピーダンスの低い共振体と組み合わせて用いられることが多い。しかしながら共振現象を利用した場合、一定の位相・周波数・ゲインで超音波を発信できるが、それ以外の周波数での送信ゲインはかなり低く、各種の変調方式を利用することが困難である。また、単独の圧電素子においても機械的なＱが高く残留振動が長引くため、変調方式の如何を問わず変調波に追従した超音波を発信することが困難である。

一方、伝播時間計測を連続的に行うためには、一定周期のトリガー信号に基づいて超音波を同期発信する必要がある。この周期を例えば２０ｍｓとすると、この単一又はバースト信号は５０Ｈｚの可聴音として聞こえるようになる。このような可聴音はできるだけ排除することが好ましい。

本発明の目的は、可動物体に搭載される圧電または磁歪素子からなる超音波発信体に生じる残留振動の影響を排除し、該超音波発信体から送出される超音波信号の各周期において受信部に最初に到達する直接波の伝播時間を正確に測定することを可能にし、超音波信号の反射波の影響を受けない可動物体の位置検出方法およびシステムを提供することである。また、本発明のさらなる目的は狭帯域の超音波を使用することにより低コストの位置検出方法およびシステムを可能にすることである。

本発明の第一の視点において、本発明に係る超音波伝播時間測定システムは、送信タイミングを表す電磁波信号を送出する電磁波送信手段と、前記電磁波信号の送出と同時に自己相関性の高い擬似ランダム信号に基づいて超音波を変調することにより超音波駆動信号を生成する手段と、該超音波駆動信号により駆動され、該超音波駆動信号の基本周波数より高い周波数の超音波信号を送出する圧電又は磁歪素子からなる超音波送信手段と、前記電磁波信号を検出する電磁波受信手段と、送出された前記超音波信号を検出する超音波受信手段と、前記超音波駆動信号と同じ波形をモデル波形とし、検出された超音波信号と該モデル波形との間で相関値を算出し、算出された相関値の主ピーク値を検出し、前記電磁波信号の検出時点と該主ピーク値の検出時点とから超音波伝播時間を算出するデータ処理手段と、を具備することを特徴とする。

本発明の他の視点において、本発明に係る超音波伝播時間測定システムは、送信タイミングを表す電磁波信号を送出する電磁波送信手段と、前記電磁波信号の送出と同時に自己相関性の高い擬似ランダム信号に基づいて超音波を変調することにより超音波駆動信号を生成する手段と、該超音波駆動信号の周波数より高い周波数、特に１．５倍以上の周波数、に共振点を有し該超音波駆動信号により駆動され超音波信号を送出する圧電又は磁歪素子からなる超音波送信手段と、前記電磁波信号を検出する電磁波受信手段と、送出された前記超音波信号を検出する超音波受信手段と、前記超音波駆動信号と同じ波形をモデル波形とし、検出された超音波信号と該モデル波形との間で相関値を算出し、算出された相関値の主ピーク値を検出し、前記電磁波信号の検出時点と該主ピーク値の検出時点とから超音波伝搬時間を算出するデータ処理手段を具備することを特徴とする。

前記超音波送信手段は、前記超音波駆動信号の周波数の実質的に整数倍の周波数に共振点を有することが好ましい。

前記超音波送信手段は、前記超音波駆動信号の周波数の実質的に偶数倍の周波数に共振点を有することが好ましい。

前記超音波受信手段は、圧電素子、磁歪素子又はマイクロフォンのいずれかからなることが好ましい。

前記変調された超音波駆動信号は該擬似ランダム信号の１ビット当たり超音波のＭ周期（Ｍ≧１の整数）が割り当てられていることが好ましい。変調とは、位相変調の他、周波数変調や振幅変調を含む。

好適な実施形態として、前記超音波送信手段は該駆動信号の周波数の実質的に２Ｎ倍（Ｎは正の整数）の周波数に共振点を持つ構造体であることができる。

前記超音波駆動信号は前記擬似ランダム信号により変調（例えば位相変調）された信号であり、該変調された超音波駆動信号は該擬似ランダム信号の１ビット当たり前記Ｍに等しい数の超音波の周期が割り当てられている。

前記超音波駆動信号は信号の先頭と少なくとも位相変調点に発生することが好ましい。

また、前記超音波駆動信号は信号の先頭と位相変調点にのみ発生することが好ましい。

また、前記超音波送信手段の共振周波数における振動ゲインは前記超音波駆動信号の周波数における振動ゲインより大きいことが好ましい。

また、超音波受信手段は超音波駆動信号の周波数以上の周波数帯域を有することが好ましい。

さらに前記超音波受信手段は前記超音波駆動信号の２Ｎ倍（即ち偶数倍）の周波数までの周波数帯域を有することができる。

擬似ランダム信号はＭ系列データであることが好ましい。このようにＭ系列データのビット列を選択することによって、残留振動が小さく、相関性向上が期待できるため、より高速高精度な超音波伝播時間計測が可能となる。

電磁波信号は赤外線であることが好ましい。

また、超音波送信手段は可動物体に装着することができる。可動物体とは、例えば電子ペンやロボットでありうる。

Ｍ系列データは４次の特性多項式から生成される１５ビットからなる符号であって、かつビット列の末尾が少なくとも２ビット以上同じであることが好ましい。

Ｍ系列データは４次の特性多項式から生成される１５ビットからなる符号であって、かつビット列の末尾が１１１１あるいは０００であることが好ましい。

さらにＭ系列データは４次の特性多項式から生成される１５ビットからなる符号であって、かつビット列の末尾が１１１１０００の並びとなっていることが好ましい。

前記超音波送信手段を構成する超音波生成回路中に、可聴域の駆動信号を除去するための濾波器を有することが好ましい。このように超音波発信器を構成する駆動回路中に濾波器を加えることにより、可聴域に発生する音波強度を抑制することができ、人に対するストレス低減が期待できる。

前記超音波送信手段を構成する超音波生成回路中に、少なくとも該超音波発信周期に相当する周波数領域の音波を除去するための濾波器を有することが好ましい。

前記超音波送信手段を構成する超音波生成回路中に、少なくともＭ系列符号の変調周期に相当する周波数領域の音波を除去するための濾波器を有することが好ましい。Ｍ系列ビット列を選択することで、更にその効果を高めることが可能となる。

超音波生成回路中に濾波器を有する超音波送信手段から空間に放出された直後の音波を、相関計算を行う上でのモデル波形とすることが好ましい。

Ｍ系列データは４次の特性多項式から生成される１５ビットからなる符号であって、かつビット列の末尾が１１１１あるいは０００の並びとなっていることが静音化を実現するためには好ましい。

Ｍ系列データは４次の特性多項式から生成される１５ビットからなる符号であって、かつビット列の末尾が１１１１０００の並びとなっていることが、静音化を実現するためには好ましい。

以上述べたように、Ｍ系列変調モデル波の周波数に対して、より高い周波数領域、例えば１．５倍以上或いは特にその２Ｎ倍の周波数領域において送受信ゲインの高い圧電変換素子を選択することによって、良好な変調特性で超音波送信波を狭帯域化することが可能となり、結果として小型省電力で低コスト且つ、高速高精度な超音波伝播時間計測を実現することができる。また、送信超音波の周波数が駆動周波数より高いため変調波の再現性が高く、受信波とモデル波の相関性を高めることが可能となる。

本発明に係る超音波伝播時間測定システムの一実施例のブロック図である。 Ｍ系列データで位相変調された超音波駆動信号の波形図の１例である。 Ｍ系列位相変調超音波駆動信号の波形図と該駆動信号の周波数の２倍の共振周波数を持つ圧電素子から送信された超音波信号の波形図の１例である。 加振点と共振点において圧電素子が持つ振動ゲインを示す図の１例である。 同じビットが末尾に連続するＭ系列データにて変調された超音波受信信号の１例を示す図である。 Ｍ系列データで変調された超音波送信波形と参照波形との相関値時刻暦波形の１例を示す図である。 Ｍ系列データで変調された超音波送信波形と参照波形との相関値時刻暦波形の他の例を示す図である。 Ｍ系列位相変調超音波駆動信号の波形図と駆動信号の周波数の３倍の共振周波数を持つ圧電素子から送信された超音波信号の波形図である。 Ｍ系列位相変調超音波駆動信号の波形図と駆動信号の周波数の１．５倍の共振周波数を持つ圧電素子から送信された超音波信号の波形図である。 Ｍ系列位相変調超音波駆動信号において、位相変調点のみ送信器側の圧電素子を駆動した場合の超音波送信波形図である。 Ｍ系列ビット列によって変調された超音波周波数特性を示す図である。 図１１に対して高域通過濾波器を挿入した場合の送信波の周波数特性を示す図である。 図１１に対してＭ系列に依存する分周周波数領域にノッチフィルタを挿入した場合の送信波の周波数特性を示す図である。 参照波形を濾波されていない送信波とした場合の相関値を示す図である。 参照波形を濾波された送信波とした場合の相関値を示す図である。 Ｍ系列ビット列を選択することによって、超音波発信強度が変化する１例を示す図である。 Ｍ系列ビット列を選択することによって、超音波発信強度が変化する他の例を示す図である。 電子ペン側の超音波駆動回路に組み込んだ濾波回路の構成を示す図である。

符号の説明

１ 電子ペン
２ 送信部
３ 受信部
１１ スイッチ
１０１ 制御回路
１０２ Ｍ系列生成回路
１０３ 超音波駆動回路
１０４ 超音波送信器（圧電素子または磁歪素子）
１０５ 赤外線駆動回路
１０６ 赤外線送信器
２０１ 超音波受信器（圧電素子、磁歪素子又はマイクロフォン）
２０２ サンプリング回路
２０３ 赤外線受信器
２０４ 検出回路
２０５ メモリ
２０６ データ処理回路

次に、本発明を実施するための最良の形態について電子ペンシステムを例にとり図１乃至７を参照して詳細に説明する。なお、本発明はロボットシステムにおいて超音波発信部を障害物に設置し受信部をロボットに設置することにより障害物までの距離を算出することによる回避行動の制御、医療看護システムにおいて超音波発信体を患者に装着しその居場所の特定を可能とする。

また、超音波の変調方式については、擬似ランダム信号で自己相関性の高いＭ系列信号を用いて位相変調を行った場合を示しているが、その他の変調方式についても同様な効果が期待できる。更に変調の基本となる信号系列は擬似ランダム信号で自己相関性が高い信号系列であればよく、いわゆるＧｏｌｄ系列信号でも同様な効果が期待できる。

図１は本発明に係る超音波伝播時間測定システムの一実施例であり、本発明の超音波位置計測システムを利用する電子ペンシステムのブロック図を示す。このシステムはスイッチ１１を有する電子ペン１に装着された送信部２と、この送信部から離れた所定の位置に設置された受信部３から構成される。送信部２は制御回路１０１、Ｍ系列生成回路（又はＭ系列ビット列格納メモリ）１０２、超音波駆動回路１０３、超音波送信器（圧電素子または磁歪素子）１０４、赤外線駆動回路１０５、赤外線送信器１０６とから構成される。

Ｍ系列生成回路１０２は制御回路１０１から供給されるＭ系列初期条件に基づき特性多項式により決定されるＭ系列を生成する。Ｍ系列生成回路１０２は例えば４次の特性多項式ｆ（ｘ）＝ｘ^４＋ｘ＋１、あるいはｆ（ｘ）＝ｘ^４＋ｘ^３＋１の性質を持つ４ビットシフトレジスタを有し系列長が１５ビットのビット列を生成する。４ビットの初期条件を変更することにより、データの並びが巡回的にシフトした１５通りの異なるデータが得られる。図２はＭ系列により位相変調された超音波駆動信号の波形の１例を示す。１５ビットのＭ系列データ「０００１００１１０１０１１１１」の各１ビットを基本波の１周期に対応させている。０の場合は反転位相とし、１の場合は順位相としたもので、変調波は基本波１５周期分の長さとなる。なお、Ｍ系列の詳細は、柏木濶著「Ｍ系列とその応用」（１９９６年３月２５日，昭晃堂）等に記述されている。

制御回路１０１は電子ペン１が具備するスイッチ１１が押されると、まず時間計測の基準となるトリガー信号とＭ系列の４ビット初期条件データを赤外線駆動回路１０５とＭ系列生成回路１０２に供給する。赤外線駆動回路１０５は制御回路１０１からの信号に基づき赤外線駆動用信号を生成する。赤外線送信器１０６はこの赤外線駆動回路１０５の出力により駆動され赤外線を電子ペン１から空間に送出する。

一方、Ｍ系列生成回路１０２は制御回路１０１から供給された初期条件に基づきＭ系列ビット列を生成し、これを超音波駆動回路１０３に供給する。超音波駆動回路１０３はこのＭ系列により超音波信号を位相変調し超音波駆動信号として超音波送信器１０４に供給する。超音波送信器１０４はこの駆動信号により駆動され、赤外線送信器１０６の送信タイミングに同期して、Ｍ系列位相変調された超音波信号を空間に送出する。従って、赤外線信号と超音波信号は電子ペンから同時に受信部に向け発射される。実際に電子ペンとして機能させるため、スイッチが押されている間、一定周期で上記動作を繰り返す。

制御回路１０１はＣＰＵ等で構成されるため、各信号波形は矩形波が多く用いられる。時間計測の基準となる赤外線トリガー信号については、受信器側でのサンプリングに対する時間ズレを小さくし計測誤差を最小にするためには可能な限り矩形波であることが好ましいが、超音波信号に関しては、超音波送信器１０４が圧電素子（または磁歪素子）で構成されることが多く、圧電素子そのものがＬ、Ｃ成分を含むため空間へ送出される超音波は駆動波形が矩形波であっても擬似的な正弦波となる。なお、送信側の波形については、上記送信器の特性を考慮し、正弦波、矩形波、三角波、台形波であっても、特に問題は生じない。

受信部３は超音波受信器（圧電素子、磁歪素子又はマイクロフォン）２０１、サンプリング回路２０２、赤外線受信器２０３、検出回路２０４、メモリ２０５とデータ処理回路２０６とから成る。

超音波受信器（圧電素子、磁歪素子又はマイクロフォン）２０１は電子ペン１から送信された超音波信号を受信しこれを電気信号に変換する。サンプリング回路２０２はこの超音波信号を一定間隔でサンプルし位相変調Ｍ系列超音波データとしてメモリ２０５に格納する。

赤外線受信器２０３は電子ペン１からの赤外線信号を受信しこれを電気信号に変換する。検出回路２０４は赤外線受信器２０３の出力からトリガーパルスを検出するとトリガーパルスの到来時刻をメモリ２０５に格納する。また、検出回路２０４はＭ系列初期条件データを検出するとこれをメモリ２０５に格納する。

Ｍ系列初期条件を赤外線信号に含ませる代わりに、所定のＭ系列の初期条件に基づき予め生成した位相変調Ｍ系列超音波モデル波形をメモリ２０５に格納し、赤外線トリガー信号が到来するとデータ処理回路２０６がこのＭ系列モデル波形を読出すようにしてもよい。

データ処理回路２０６はメモリ２０５からトリガーパルス到来を示すデータを読出すと格納されているＭ系列初期データからＭ系列モデル波形を生成しさらにこのモデル波形を送信部２と同様に超音波で位相変調し、送信側の超音波駆動信号と同じ波形の位相変調超音波Ｍ系列モデル波形を生成する。データ処理回路２０６はこの位相変調超音波モデル波形とメモリ２０５に格納されている位相変調超音波受信波形との間で相関処理を行う。データ処理回路２０６は相関値の最初のピーク（主ピーク）を検出すると、トリガーパルス到達時刻からこの相関値ピークを検出した時点までの経過時間、即ち電子ペン１からの受信部３に至る超音波信号の伝播時間を算出する。

具体的にはメモリ２０５に格納されているトリガー検出時刻をサンプリング開始時刻（ｔ）に設定し、位相変調Ｍ系列超音波データをメモリ２０５から読み出し、この読み出したデータと先に生成した位相変調Ｍ系列超音波モデル波形との間で数式（１）に基づきサンプリング開始時刻（ｔ）における相関値Ｃ（ｔ）を算出する。

数式（１）において、ｉは整数値でサンプリング時刻変数であり、Ｎはモデル波形のサンプリング数、ｒ（ｉ）はサンプリング時刻ｉのモデル波形の値、ｆ（ｉ＋ｔ）はサンプリング時刻（ｉ＋ｔ）の受信波形の値である。

次に得られた相関値からピーク値を探索する。ピーク値が検出されなければ、サンプリング開始時刻（ｔ）を単位量１だけインクリメントし同様にピーク値探索を繰り返す。相関ピーク値が検出されると、該相関ピーク値の検出時点における変数ｔに対応するサンプリング時刻をメモリ２０５から読み出す。最後にデータ処理回路２０６はトリガー検出時刻とピーク値検出時刻とから電子ペン１から受信部３に至る超音波の伝播時間を算出する。赤外線トリガーパルスを受信したサンプリング時刻を０とし、サンプリング周期をＤＴとすると、超音波伝播時間はｔ×ＤＴとして算出できる。

このような超音波による信号伝播系における周波数領域は２０ｋＨｚないし１００ｋＨｚであり送受信デバイスとして比較的周波数帯域の広い振動板の振動／静電容量検出を用いたスピーカー／マイクが考えられるが、特に送信デバイスとして使用する場合、これらのデバイスは高価であり、小型で省電力なものは感度が非常に低い。一方、安価な圧電素子は振動ゲインが高い共振周波数付近のみで使用が可能となる。従って、安価な圧電素子はＭ系列信号で超音波を変調するために必要な充分な周波数帯域を有するとは言い難い。Ｍ系列信号の周波数帯域を狭帯域化する手法として、同一位相波を複数連続させる方法がある。

圧電素子の共振周波数を４０ｋＨｚとし、Ｍ系列の各１ビットに超音波のＭ（Ｍ≧１の整数）周期を割り当て位相変調すると、必要な周波数帯域は４０ｋＨｚを中心として片側４０／Ｍ（ｋＨｚ）、即ち、両サイドで（４０／Ｍ）×２（ｋＨｚ）となる。この周波数帯域はＭ＝３〜４でＱ値の低い圧電素子であれば十分カバーできる領域である。

しかし、Ｍの値を高くすると信号伝送にかかる時間が増加し、高速性が要求される応用には不向きであるが、低速で十分な応用においてＭの値を大きくすることは有効な方法である。また、相関ピーク探索計算を行う際に、原理的に主ピークのゲインの（Ｍ−１）／Ｍ倍の値を持つ（Ｍ−１）個の相関副次ピークが主ピークの両側に生じるため、特に反射波と直接波の時間差が小さい場合、この副次ピークの重畳によって主ピークの位置の特定が困難となるため、可能な限りＭの値は小さくする方が好ましい。

また、Ｍ＝１とした場合、位相変調超音波受信波とＭ系列モデル波との相関値が大きく下がらないことが確認でき、ビット位置誤差に対して敏感な周波数帯域を実験的に検討した結果、位相変調された送信超音波信号は位相変調（位相切替）点付近において超音波駆動波形に十分な追従性を持つことが確認できた。また、高周波領域にゲインが高い圧電素子のほうが相関ピーク値のＳ／Ｎ比が高く、従って良好な相関値検出特性を有することが判明した。

図３はビット列「１０１１０」で周波数２０ｋＨｚの超音波を位相変調した駆動波形（点線）と、共振周波数４０ｋＨｚの圧電素子１０４から空間に４０ｋＨｚの位相変調超音波波形（実線）が送出された場合の両波形を示す。駆動波形の位相切替点Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３に同期して送信波形の位相が変化し、これにより送信波形の駆動波形に対する追従性は良好であることが分かる。

更に、駆動波形が同相で連続的に変化している点Ａ１で両波形は互いにほぼ同相となり圧電素子の超音波ゲインは増幅される一方、両波形がほぼ逆相になる点Ｄ１で圧電素子の超音波ゲインは減衰し、結果的に超音波の送信出力レベルは均一になることが分かる。これは、圧電素子の共振周波数における残留振動が、この共振周波数の１／２の周波数で駆動される振動によって減衰されていることを示している。このように位相（切替）変調点における超音波送信波形の超音波駆動電圧波形に対する追従性能を維持すると同時に送信超音波に含まれる残留振動を抑制するために、圧電素子の駆動周波数に関し圧電素子の共振周波数を２Ｎ倍（Ｎ≧１）に設定すればよい結果が得られる。

相関ピーク探索を行うための受信側のＭ系列モデル波形は、位相変調（切替）点での追従性が優先されるため、受信部３は送信側が圧電素子１０４を駆動するＭ系列位相変調超音波駆動波形と全く同じ波形をＭ系列モデル波形として使用し、受信した超音波波形との間で相関値を算出する。

ここで、図４に示すように、空間に送出される超音波の周波数を加振周波数ではなく、圧電素子の共振周波数と同じにするには、加振状態における音波の周波数特性において、圧電素子１０４の共振周波数における振幅ゲインを加振周波数における振幅ゲインより高くすればよい。実際には加振電圧を増減して調整するか、圧電素子に対して共振周波数でダンピングをかけることによって実現できる。

また、超音波受信器２０１は超音波駆動信号の周波数の２Ｎ倍までの周波数帯域を有することが好ましい。

以上の様に、圧電素子の共振周波数が駆動周波数の２Ｎ倍であるとき、最も良好な性能が得られるが、Ｎ倍（即ち整数倍）であっても、ゲインの変動が大きくなるが位相変調部分は図８（図８では３倍の共振周波数の場合を示した）の様に明確に現れるため、超音波伝播時間計測を行うことは可能である。

また、整数倍でなく、少なくとも高い周波数であれば、原理的には超音波伝播時間計測は可能である。図９は圧電素子の共振周波数が駆動周波数の１．５倍の周波数の場合の例であり、ゲイン変動も大きく、位相変調点とそうでない点との差はやや不明瞭で、安定性、精度はそれなりに低くなる傾向にあるが、位相変調点とそうでない点との差は明らかに存在し、その差を強調することによって超音波伝播時間計測は可能となる。

また、図１０に示すように示すように少なくとも位相変調点のみで送信器側の圧電素子を駆動する場合においても、相関値は低下するが、残留振動の影響も抑制され、更に駆動信号波数をほぼ半減できるため、全体的な消費電力を削減できる。

また、先に記載したＭ系列データ列のうち、同じビットが連続する場合、図５に示すように送信される音波の周波数が圧電素子１０４の共振周波数から、圧電素子駆動周波数に近づき、かつそのエネルギーゲインが小さくなる。反対に、データ列が異なるビットとなる位相変調点においては、位相変調部分が高周波成分を持つため圧電素子駆動周波数より高い音波を励振する割合が高いため、高周波側に存在する圧電素子の共振点で音波が送信されることになり、送信される音波の周波数が圧電素子１０４の共振周波数に近づき、かつそのエネルギーゲインが大きくなる。従って、残留振動を抑制するためには、Ｍ系列データ列の末尾に同じビットが連続する場合の方が好ましく、ビットが異なる末尾の場合、残留振動が大きくなり好ましくない。

更に末尾に同じビットが連続する数が多くなるに従って残留振動が小さくなり、実際の受信波形と参照波形との相関性が向上する。４次の特性多項式から生成されるデータ列では、２ビット連続する部分は６〜７箇所存在し、３ビット連続する部分は「０００」の１箇所、４ビット連続する場合は「１１１１」の１箇所存在するが、末尾が「００」、「１１」よりは「０００」、更に「１１１１」の方がより効果的である。

次に、式（１）に示す相関値の時刻暦データ列の例を相関波形と呼び、図６及び図７に示す。図６は「１００１１０１０１１１１０００」のビット列で変調したもの、図７は「１０００１００１１０１０１１１」のビット列で変調したものである。１５ビットのＭ系列信号に対する一般的な相関波形は、主ピーク以外にサイドピークがその前後に生じるが、ビット列の取り方によって、図６と図７程度の差が発生する。これは理想的な場合であるが、実際の受信波形において、周囲の雑音、反射波等が重畳された場合、そのゲインは主ピークゲインに近づく場合が生じてしまい、ピーク検出を行うアルゴリズムによっては、誤検出の原因となる可能性が高い。実際に１５種類のビット列に対して相関波形を求めた結果、ビット列の前半、後半で位相変調点数の差が大きいほどサイドピークゲインが小さくなることが判明した。

従って、特性多項式ｆ（ｘ）＝ｘ^４＋ｘ＋１から生成されるビット列のうち「１１１１０００」となるデータ列がＭ系列１５ビットの先頭となる「１１１１０００１００１１０１０」あるいは末尾となる「１００１１０１０１１１１０００」の場合及び特性多項式ｆ（ｘ）＝ｘ^４＋ｘ^３＋１から生成されるビット列のうち「０００１１１１」となるデータ列がＭ系列１５ビットの先頭となる「０００１１１１０１０１１００１」あるいは末尾となる「０１０１１００１０００１１１１」の場合の方が他の１３種類のデータ列に比べて、相関波形においてサイドピークのゲインが低くなるため、より受信波到達時刻の精度を向上させることが可能となる。

更に先に述べたようにＭ系列データ列の末尾に同じビットが連続する場合の方が、残留振動が抑制されるため、本発明におけるＭ系列ビット列としては、「１００１１０１０１１１１０００」あるいは「０１０１１００１０００１１１１」の方が、残留振動が小さく、相関波形のサイドピークも小さくなるため、より高速高精度な超音波伝播時間を測定することが可能となる。

最後に、電子ペンシステムを例にとった本発明の実施例について、図１１乃至１８を参照して詳細に説明する。

図１８は、電子ペンの圧電素子駆動回路中に組み込まれた濾波回路を示す。図１８（ａ）は低域をカットするペン先の濾波回路の１例であり、図１８（ｂ）は特定の周波数帯域のみをカットするペン先の濾波回路の１例である。濾波回路は圧電素子を駆動するための昇圧回路の前に組み込んでしまうと、昇圧器（トランス等コイルが用いられることが多い）の特性が加わるため、昇圧後の回路に組み込むことが好ましい。また、高圧部であるため、部品の耐圧に注意し可能な限り受動部品で構成させることが好ましい。

図１１は、濾波器がない場合の電子ペンから放射される超音波の周波数特性を示す。Ｍ系列ビット列にて変調された超音波駆動信号は、実質的に図１１（ａ）に示された矩形波に近い特性を有している。従って「１０」、「０１」のビットパターン部分は駆動信号周波数に等しいが、「１１００」や「００１１」部分は１／２の周波数で駆動されているに等しくなる。同様に１／３、１／４の周波数成分が駆動周波数に含まれている。したがって空間に放出される超音波信号も駆動周波数の１／２、１／３、１／４の周波数成分の音圧が高いため、それらの周波数が可聴域にある場合、人に聞こえるようになる。

Ｍ系列で変調された超音波は最低でも１５波存在し、これまでよく用いられていた１〜３波のバースト波に対して波数が多く音波のエネルギーも大きくなるため、電子ペン等の応用においては人にストレスを与える場合が生じる。また、超音波発信周期は１０〜２０ｍｓであることが多く、この周期で発生する超音波はマクロに見ると５０〜１００Ｈｚの音になる。この音も人にはジリジリといった音に聞こえるため、やはり人によってはストレス要因になりうる。

従って、まず図１２の様に、駆動周波数以上を通過させ、それ以下の音波を抑制するフィルタを挿入すると、駆動周期及び超音波駆動周波数の分周周波数ともダンピングされ、人に聞こえる音圧は大幅に抑制されることになる。但しこの超音波発信信号は低域の周波数成分を持たないため、位相変調部分のゲインが小さくなって、相関値が下がる傾向にある。

従って、図１３に示すように、問題となる周波数領域のみにフィルタリングを行うと、欠落する周波数成分が小さくなり、全体的なシステムパフォーマンスの低下を最小限度にして、静音化を実現することが可能になる。但し、コストアップ要因になるため、最も効果の高い周波数を選別することが肝要である。

図１４、１５は、欠落する周波数成分を補填する意味で、相関計算を行う参照波形を、フィルタリングされた後の超音波発信波形とした場合の効果を示す１例である。図１４は参照波形にフィルタがない場合、図１５は参照波形にフィルタがある場合をそれぞれ示す。図１４、１５を比較することにより、参照波形をフィルタリング後の発信波形とすることで、相関値の最大ピークとその前のピークのゲイン差が０．１から０．４へ拡大している結果、相関計算によるピーク探査の精度が向上する可能性が高いことがわかる。

図１６、１７はＭ系列ビット列によって、超音波発信信号の音圧が変化していることを示す例である。いずれも図中に示すＭ系列ビットパターンを用いた場合の、電圧変化を時系列で示したものである。図１６、１７により、Ｍ系列ビット列の末尾が連続同ビット連続するほど音圧ピークが小さくなっていることが分かり、更に最後のビット列が「１１１１０００」となっている場合（図１６（ａ））ほど、音圧ピークが小さくなっている。このようにＭ系列ビット列を選択することによっても静音化を実現することができる。

なお、上記の特許文献の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。以上、本発明を上記実施の形態に即して説明したが、本発明は、上記実施の形態の構成のみに限定されるものでなく、本発明の範囲内で当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。

Claims (26)

1. 送信タイミングを表す電磁波信号を送出する電磁波送信手段と、
   前記電磁波信号の送出と同時に自己相関性の高い擬似ランダム信号に基づいて超音波を変調することにより超音波駆動信号を生成する手段と、
   該超音波駆動信号により駆動され、該超音波駆動信号の基本周波数より高い周波数の超音波信号を送出する圧電又は磁歪素子からなる超音波送信手段と、
   前記電磁波信号を検出する電磁波受信手段と、
   送出された前記超音波信号を検出する超音波受信手段と、
   前記超音波駆動信号と同じ波形をモデル波形とし、検出された超音波信号と該モデル波形との間で相関値を算出し、算出された相関値の主ピーク値を検出し、前記電磁波信号の検出時点と該主ピーク値の検出時点とから超音波伝播時間を算出するデータ処理手段と、を具備することを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
2. 請求項１において、前記超音波送信手段は、前記超音波駆動信号の周波数より高い周波数に共振点を有することを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
3. 請求項２において、前記超音波送信手段は、前記超音波駆動信号の周波数の実質的に整数倍の周波数に共振点を有することを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
4. 請求項３において、前記超音波送信手段は、前記超音波駆動信号の周波数の実質的に偶数倍の周波数に共振点を有することを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
5. 請求項１乃至４のいずれかにおいて、前記超音波受信手段は、圧電素子、磁歪素子又はマイクロフォンのいずれかからなることを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
6. 請求項１乃至５のいずれかにおいて、前記変調された超音波駆動信号は該擬似ランダム信号の１ビット当たり超音波のＭ周期（Ｍ≧１の整数）が割り当てられていること特徴とする超音波伝播時間測定システム。
7. 請求項１乃至５のいずれかにおいて、前記超音波駆動信号を生成する手段は前記超音波を位相変調することを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
8. 請求項１乃至７のいずれかにおいて、前記超音波駆動信号は信号の先頭と少なくとも位相変調点に発生することを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
9. 請求項１乃至７のいずれかにおいて、前記超音波駆動信号は信号の先頭と位相変調点のみに発生することを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
10. 請求項１乃至９のいずれかにおいて、前記擬似ランダム信号はＭ系列データであることを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
11. 請求項１乃至１０のいずれかにおいて、前記超音波送信手段の共振周波数における振動ゲインは前記超音波駆動信号の周波数における振動ゲインより大きいことを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
12. 請求項１乃至１０のいずれかにおいて、前記電磁波信号は赤外線であることを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
13. 請求項１乃至１１のうちのいずれかにおいて、前記超音波受信手段は前記超音波駆動信号の周波数以上の周波数帯域を有することを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
14. 請求項１３において、前記超音波受信手段は前記超音波駆動信号の周波数の偶数倍までの周波数帯域を有することを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
15. 請求項１乃至１４のうちのいずれかにおいて、前記超音波送信手段は可動物体に装着されていることを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
16. 請求項１５において、前記可動物体は電子ペンであることを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
17. 請求項１５において、前記可動物体はロボットであることを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
18. 請求項１０記載のＭ系列データにおいて、Ｍ系列データは４次の特性多項式から生成される１５ビットからなる符号であって、かつビット列の末尾が少なくとも２ビット以上同じであることを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
19. 請求項１８記載のＭ系列データにおいて、Ｍ系列データは４次の特性多項式から生成される１５ビットからなる符号であって、かつビット列の末尾が１１１１あるいは０００であることを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
20. 請求項１９記載のＭ系列データにおいて、Ｍ系列データは４次の特性多項式から生成される１５ビットからなる符号であって、かつビット列の末尾が１１１１０００の並びとなっていることを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
21. 請求項１乃至２０のいずれかにおいて、前記超音波送信手段を構成する超音波生成回路中に、可聴域の駆動信号を除去するための濾波器を有することを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
22. 請求項１乃至２１のいずれかにおいて、前記超音波送信手段を構成する超音波生成回路中に、少なくとも前記超音波送信手段により送出される超音波信号の発信周期に相当する周波数領域の音波を除去するための濾波器を有することを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
23. 請求項１乃至２２のいずれかにおいて、前記超音波送信手段を構成する超音波生成回路中に、少なくともＭ系列符号の変調周期に相当する周波数領域の音波を除去するための濾波器を有することを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
24. 請求項１乃至２３のいずれかにおいて、超音波生成回路中に濾波器を有する超音波送信手段から空間に放出された直後の音波を、相関計算を行う上でのモデル波形とすることを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
25. 請求項２１乃至２４のいずれかにおいて用いられるＭ系列データにおいて、Ｍ系列データは４次の特性多項式から生成される１５ビットからなる符号であって、かつビット列の末尾が１１１１あるいは０００の並びとなっていることを特徴とする超音波伝播時間測定システム。
26. 請求項２１乃至２５のいずれかにおいて用いられるＭ系列データにおいて、Ｍ系列データは４次の特性多項式から生成される１５ビットからなる符号であって、かつビット列の末尾が１１１１０００の並びとなっていることを特徴とする超音波伝播時間測定システム。

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