JP5697797B2 - 平面回路−導波管変換器 - Google Patents

Description

本発明は、平面回路−導波管変換器に関する。

従来の平面回路−導波管変換器の構造として、単層の誘電体基板上に設けた１対の信号線導体で構成する差動線路を方形パッチ導体に接続し、パッチ導体の共振を利用し、基板上方に配置した導波管へ信号を変換するものが提案されている（例えば、非特許文献１）。
また、多層基板内層に同軸モード−導波管モード変換器を備え、差動モードを導波管モードに変換する変換器について開示されている（例えば、特許文献１）。

特開２０１０−２０６３９０号公報

Ziqiang Tong and, Andreas Stelzer, "A Millimeter-waveTransition from Microstrip to Waveguide Using A Differential Microstrip Antenna"European Microwave Conference 2010 pp.660-663.

しかしながら、従来技術である非特許文献１では、単層の誘電体基板により簡素に構成できるものの、パッチ導体の共振を利用しているため、変換できる比帯域幅を広く確保することが困難である。
なお、非特許文献１では、広帯域化の施策として、パッチ導体を２個用いた構造が提案されており、パッチ導体１個に比べて広帯域化を実現しているが、反射特性が−１５ｄＢ以下の比帯域幅で８％程度と広帯域化に限界がある。

一方、特許文献１に示される構造においては、多層基板内層に設けた同軸モード−導波管モード変換器の比帯域により変換器の比帯域が決まり、一般的に前述のパッチ導体を使用する構造に比べて比帯域を広く確保できるものの、誘電体基板の複数の層を使用することから構造が複雑化し、製造ばらつき等の影響を受け易い。

このように、従来の平面回路−導波管変換器では、表層部のような簡易な層構成で広帯域化を実現することができない課題があった。

本発明は、表層部のような簡易な層構成で広帯域化を実現する平面回路−導波管変換器を得ることを目的とする。

本発明の平面回路−導波管変換器は、誘電体基板の一方の面に設けられた導体パターンと、導体パターンの一部をくり貫くように除去した第１の開口部と、第１の開口部の一端を外部へ延伸するように導体パターンを除去した第２の開口部と、第２の開口部と隔離され、第２の開口部を挟んで対向する位置に、第２の開口部の延伸方向と平行になるように導体パターンを除去した第３の開口部および第４の開口部と、第２の開口部と第３の開口部との間の領域に残留する導体パターンにより形成される第１の信号線導体と、第２の開口部と第４の開口部との間の領域に残留する導体パターンにより形成され、第１の信号線導体と共に平衡線路を構成する第２の信号線導体と、空洞を有し、第１の開口部を覆うように配置され、導体パターンと共に導波管を構成する金属体とを備えた。

本発明によれば、従来技術の共振を利用する変換器に比べ、広帯域化を実現することができる。また、単層基板あるいは多層基板の表層部のような簡易な層構成の実現と広帯域特性の両立を可能にする効果がある。

本発明の実施の形態１による平面回路−導波管変換器の構造を示す構成図である。 差動線路−導波管変換器のシミュレーションによる変換特性を示す特性図である。 本発明の実施の形態２による平面回路−導波管変換器の構造を示す構成図である。 本発明の実施の形態３による平面回路−導波管変換器の構造を示す構成図である。 本発明の実施の形態３による他の平面回路−導波管変換器の構造を示す構成図である。 本発明の実施の形態４による平面回路−導波管変換器の構造を示す構成図である。 本発明の実施の形態５による平面回路−導波管変換器の構造を示す構成図である。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１による平面回路−導波管変換器の構造を示す図であり、図１（ａ）は上面透視図、図１（ｂ）は図１（ａ）におけるＡ−Ａ´面についての断面図、図１（ｃ）は図１（ａ）におけるＢ−Ｂ´面についての断面図、図１（ｄ）は図１（ａ）におけるＣ−Ｃ´面についての断面図である。

図１に示すように、実施の形態１による平面回路−導波管変換器の構造は、誘電体基板１０の下面に接地導体１１が、誘電体基板１０の上面に接地導体（導体パターン）１２がそれぞれ設けられた構造を用いている。

ここで、接地導体１２は、導体の一部を長方形状にくり貫くように除去した開口部２０を有し、また、開口部２０の一方の短辺を、図１（ａ）の一方向へ延伸するように導体を除去した開口部２１と接続される。なお、図１では、開口部２０の（図中ｙ軸方向の）幅が、開口部２１の幅よりも大きい場合を図示しているが、これに限らず、開口部２０の幅は開口部２１の幅と同じであっても良く、小さくても良い。

開口部２１の一方の側面には、開口部２１の延伸方向とほぼ同一となる方向に延伸するように導体を除去した開口部２２が、開口部２１の他方の側面には、開口部２１の延伸方向とほぼ同一となる方向に延伸するように導体を除去した開口部２３が、それぞれ設けられている。

これら開口部２１、開口部２２および開口部２３により、信号線導体３１および信号線導体３２を形成し、信号線導体３１および信号線導体３２により、差動線路（平衡線路）７０を構成する。

接地導体１２と接地導体１１は、開口部２０の周囲において誘電体基板１０を貫通する柱状導体（接続導体）４１により導通されており、また、図１（ａ）に示すように、開口部２２および開口部２３の周囲においては、信号線導体３１および信号線導体３２の部分を避けて柱状導体４１により導通されている。

誘電体基板１０の上部には、開口部２０を覆うように金属ブロック（金属体）５０が搭載されている。金属ブロック５０は、内部に空洞５１を有しており、金属ブロック５０および接地導体１２を壁面とする導波管６０を構成する。

導波管６０は、図１（ａ）に示すｘ軸負方向へ延伸し、他の導波管回路と接続される。
図１（ｃ）に示すように、空洞５１のｘ軸正方向の端部は、信号線導体３１および信号線導体３２の上部に設けられた空孔５２を除いて金属ブロック５０により閉じられている。

金属ブロック５０と接地導体１２の導通に関しては、別途導電性材料を介して導通させる構造を用いても良く、また、金属ブロック５０と接地導体１２の間の隙間を許容し、特定の周波数において電気的短絡を実現しても良い。

ここで、空洞５１および導波管６０のｙｚ断面の形状は、図１（ｂ）に示すように、z軸方向寸法がＷ１、ｙ軸方向寸法がＨ１であり、Ｗ１＞Ｈ１の長方形形状としている。
このため、導波管６０の最低次のモード（基本モード）は、電界の向きがｙ軸方向となり、ｚ軸方向に電界の強弱の分布を有するＴＥ１０モードとなる。

信号線導体３１および信号線導体３２により構成される差動線路は、差動モードを伝送する場合、信号線導体３１と信号線導体３２の信号が各々逆位相の関係となり、図１（ａ）のＣ−Ｃ´面が電気壁境界条件となる。
このため、差動モードの電界分布の大部分は、信号線導体３１と信号線導体３２の間に生じ、電界の向きはｙ軸方向が支配的となる。

ＴＥ１０モードと差動モードを仲介する位置に存在する開口部２０は、ｙ軸方向への電界が支配的なスロットモードを伝送可能なスロット線路を構成することができる。
このため、開口部２０の電界の向きは、ＴＥ１０モードの電界の向き、および、差動モードの支配的電界の向きと同一方向であるｙ軸方向に設計することが可能となる。

従来技術においては、差動線路を方形のパッチ導体に接続し、パッチ導体の共振モードを利用し導波管モードとの変換を実現しているため、パッチ導体の共振帯域に制約を受け、比帯域が制限される課題があった。
図１に示した構成では、共振を利用せず、導波管モードからスロットモード、スロットモードから差動モードへの進行波変換が実現でき、前述のように、電界の支配的な向きを３者で揃えることが可能となるため、共振現象を利用する従来技術に比べて広帯域化が望める。

前述した効果を確認する目的で、図１に示した差動線路−導波管変換器を設計した。設計結果計算値を図２に示す。
図２において、Ｓ１１は、導波管側ポートのＴＥ１０モードの反射特性を、Ｓ２２（ｄｄ）は、差動線路側ポートにおいて差動モードの反射特性を、Ｓ２１（ｄ）は、ＴＥ１０モードから差動モードへの変換量をそれぞれ示している。
使用した誘電体基板１０の比誘電率は４．２、誘電体基板厚０．３６とした。
計算には有限要素法による３次元電磁界シミュレーションを用いた。
なお、図２の横軸は、中心周波数で規格化されており、図２の縦軸は、振幅をｄＢ表示としたものである。

図２より、各ポートの反射特性が−１５ｄＢ以下であり、導波管モードから差動モードへの変換量が良好となる帯域は、規格化周波数０．８５〜１．１５、つまり、比帯域幅３０％の広い帯域に渡って確保できていることがわかり、従来技術の８％に比べて、基板の層構成を維持したまま大幅に広帯域化が可能であることが確認できる。

図１に示す構成においては、導波管６０の断面形状が長方形の場合について説明したが、正多角形および円形を除く、任意の形状で良く、長辺方向と短辺方向の識別が可能であれば良い。
また、開口部２０の形状についても同様であり、正多角形および円形を除く、任意の形状で良く、長辺方向と短辺方向の識別が可能であれば良い。

開口部２０の長辺方向中点位置は、開口部２０の長辺方向短部の一方が短絡点となることから、短絡点から遠い位置であり、電界が強い位置である。また、該電界の向きは開口部２０の長辺方向中点位置における開口部２０の短辺方向となる。
図１では開口部２０の長辺方向中点位置における開口部２０の短辺方向、つまり、ｙ軸方向と、導波管６０の短辺方向が完全に一致している例について説明したが、これに限ったものではなく、両者の方向のなす角を９０度以外に選べば、スロットモードと導波管モードの結合は少なからずとも得ることができる。

図１に示した構成では、ｚｘ平面について対称な構造について示したが、非対称構造を用いても良い。
また、空洞５１は、中空である構造について説明したが、空洞５１の一部または全てを、比誘電率が１より大きい絶縁体により充填しても良い。この場合、同じ周波数においては導波管寸法の小型化が図れる。

図１においては、金属ブロック５０により導波管６０を構成したが、金属ブロック５０の代わりに表面に導体めっきを施した絶縁材料で代用しても良い。
また、導波管６０のｘｙ平面に平行な壁面を接地導体１２により構成している例について説明したが、該面も金属ブロック５０により構成しても良い。

図１においては、接地導体１１および柱状導体４１を配置した例について説明したが、接地導体１１および柱状導体４１が無くても、差動モード、スロットモードおよび導波管モードの伝搬は可能であり、接地導体１１および柱状導体４１が無い構造を採用しても良い。
この場合、スロットモードは、導波管６０が位置するz軸正方向に加え、z軸負方向へも結合させることができ、誘電体基板１０の裏面方向（−z軸方向）に新たに導波管を設けた構造を用いても良い。

図１において、導波管６０は、−ｘ軸方向に延伸した後、ｘｙ平面の任意の方向に曲がった構造を用いても良い。

以上より、実施の形態１による平面回路−導波管変換器は、共振を利用せず、導波管モードからスロットモード、スロットモードから差動モードへの進行波変換が実現でき、電界の支配的な向きを３者で揃えることが可能となるため、共振現象を利用する従来技術に比べて広帯域化が望める。
したがって、従来技術の課題であった簡素な層構成による実現と、広帯域特性の両立が可能となる。

実施の形態２．
図３は、本発明の実施の形態２による平面回路−導波管変換器の構造を示す図であり、図３（ａ）は上面透視図、図３（ｂ）は図３（ａ）におけるＡ−Ａ´面についての断面図、図３（ｃ）は図３（ａ）におけるＢ−Ｂ´面についての断面図、図３（ｄ）は図３（ａ）におけるＣ−Ｃ´面についての断面図である。

図３に示すように、接地導体１２は、導体の一部を長方形状にくり貫くように除去した開口部２５を有し、また、開口部２５の一つの角を、図３（ａ）の一方向へ延伸するように導体を除去した開口部２６と接続される。
開口部２６の一方の側面には、開口部２６の延伸方向とほぼ同一となる方向に延伸するように導体を除去した開口部２７が設けられている。
開口部２６および開口部２７は、共に長方形状に形成され、図３（ａ）のＣ−Ｃ´面に対してほぼ対称の位置に配置される。
これら開口部２６および開口部２７により、信号線導体３５を形成し、不平衡線路８０を構成する。

図１においては、信号線導体３１および信号線導体３２により、差動線路を構成する構造について示した。
図３においては、信号線導体３５のみにより構成する不平衡線路８０を用いた構造である。
不平衡線路８０の形態は、図３（ｃ）に示すように、グラウンド導体が、接地導体１１、信号線導体３５から隔離された接地導体１２、および柱状導体４１により構成され、信号線導体が信号線導体３５により構成されるグラウンデッドコプレーナ線路である。

その他の構造については、前述の実施の形態１と同様であり、その説明を省略する。
図３に示した構成の基本的な効果は、実施の形態１において述べた効果と同様であり、その説明を省略する。

図３に示した構造では、不平衡線路８０の電界は、信号線導体３５と周囲のグラウンド導体間に生じ、信号線導体３５と接地導体１２の間隔を近接させる、つまり、開口部２６および開口部２７のｙ軸方向寸法を縮小することにより、実施の形態１で述べた差動線路と同様、ｙ軸方向を向く電界が支配的となる。
このため、開口部２５のスロットモードの電界の向き、並びに導波管６０のＴＥ１０モードの電界の向きを同一方向に揃えることが可能となり、不平衡線路においても、実施の形態１と同様に広帯域特性の確保が可能となる。

図３の構造においては、不平衡線路８０の構造がｚｘ平面に対して対称な構造としているが、開口部２６と開口部２７のｙ軸方向寸法が異なった構造としても良く、信号線導体３５の中心が導波管６０の対称面ｚｘ平面上からｙ軸方向へシフトしていても良い。

図３の構造では、開口部２５は、ｚｘ平面に対して非対称な構造としているが、対称構造を採用しても良く、導波管６０の電界方向と開口部２５のスロットモード電界方向がおおよそ揃えることができれば任意の形状を採用しても良い。

以上より、実施の形態２による平面回路−導波管変換器は、不平衡線路と導波管の変換器においても、実施の形態１において説明した効果と同様な効果を得ることができる。

実施の形態３．
図４は、本発明の実施の形態３による平面回路−導波管変換器の構造を示す図であり、図４（ａ）は上面透視図、図４（ｂ）は図４（ａ）におけるＡ−Ａ´面についての断面図、図４（ｃ）は図４（ａ）におけるＢ−Ｂ´面についての断面図、図４（ｄ）は図４（ａ）におけるＣ−Ｃ´面についての断面図である。

図４に示すように、金属ブロック５３は、図１における金属ブロック５０の形状が異なり、導波管６０をｚ軸方向へ曲げるベンド６１を設け、ｚ軸方向に伝搬する導波管６２と接続した構造となっている。

その他の構造については、前述の実施の形態１と同様であり、その説明を省略する。
図４に示した構成の基本的な効果は、実施の形態１において述べた効果と同様であり、その説明を省略する。

図１の構造では、導波管の伝搬方向は誘電体基板１０の平面方向、即ち、ｘｙ面に限られるが、図４の構成によれば、平面回路から導波管モードに変換された信号を誘電体基板１０の厚み方向、つまり、ｚ軸方向への伝搬も可能となり、本構造は、形状を変更した金属ブロック５３を適用することで対応可能である。

本例では、導波管６２の引き出し方向は、ｘｙ面と９０度の方向、つまり、ｚ軸方向への引き出しについて説明したが、引き出し方向はこれに限らず、任意に選んで良く、図４の構成によれば、ｘｙ面と任意の角度を有する方向へ導波管信号を引き出すことが可能である。

図４においては、ベンド６１が直角構造となる例について示したが、図５に示すように、ベンド６１のコーナ部を、カットした構造となるような、金属ブロック５３の形状を採用しても良く、コーナカット部５４は、円弧状や階段状など、他の構造を採用しても良い。

以上より、実施の形態３による平面回路−導波管変換器は、実施の形態１において説明した効果に加え、導波管引き出し口を任意方向に選択することが可能となる。

実施の形態４．
図６は、本発明の実施の形態４による平面回路−導波管変換器の構造を示す図であり、図６（ａ）は上面透視図、図６（ｂ）は図６（ａ）におけるＡ−Ａ´面についての断面図、図６（ｃ）は図６（ａ）におけるＢ−Ｂ´面についての断面図、図６（ｄ）は図６（ａ）におけるＣ−Ｃ´面についての断面図である。

図６に示すように、金属ブロック５５は、図１における金属ブロック５０の形状が異なり、導波管６０の延伸方向がｚ軸方向となる構造である。

その他の構造については、前述の実施の形態１と同様であり、その説明を省略する。
図６に示した構成の基本的な効果は、実施の形態１において述べた効果と同様であり、その説明を省略する。

図４に示した構造では、導波管の引き出し方向をｘｙ面と異なる任意の方向に設定するために、ベンド６１を用いていた。
図６に示した構造によれば、ベンド構造が不要であり、構造の簡素化を図ることができる。

図６において、導波管６３のｘｙ断面の形状は、ｘ軸方向寸法がＷ２、ｙ軸方向寸法がＨ２であり、Ｗ２＞Ｈ２の長方形状としている。
このため、導波管６３の最低次のモード（基本モード）は、電界の向きがｙ軸方向となるＴＥ１０モードであり、実施の形態１で示した導波管６０の電界向きと同一方向を維持することが可能である。

本例では、導波管６３の引き出し方向を、ｚ軸方向に設定した例について説明したが、実施の形態２と同様、ｘｙ面と任意の角度を有する方向へ導波管６３の引き出し方向を設定しても良い。

以上より、実施の形態４による平面回路−導波管変換器は、実施の形態３において説明した効果に加え、金属ブロック構造の簡素化を図ることが可能となる。

実施の形態５．
図７は、本発明の実施の形態５による平面回路−導波管変換器の構造を示す図であり、図７（ａ）は上面透視図、図７（ｂ）は図７（ａ）におけるＡ−Ａ´面についての断面図、図７（ｃ）は図７（ａ）におけるＢ−Ｂ´面についての断面図、図７（ｄ）は図７（ａ）におけるＣ−Ｃ´面についての断面図である。

図７に示すように、金属ブロック５６は、図１における金属ブロック５０の形状が異なり、導波管６４の延伸方向がｙ軸方向となる構造である。

その他の構造については、前述の実施の形態１と同様であり、その説明を省略する。
図７に示した構成の基本的な効果は、実施の形態１において述べた効果と同様であり、その説明を省略する。

図７に示すように、導波管６４のｚｘ断面の形状は、ｘ軸方向寸法がＷ３、ｚ軸方向寸法がＨ３であり、Ｗ３＞Ｈ３の長方形状となる。
このため、導波管６４の最低次のモード（基本モード）は、電界の向きがｚ軸方向となり、ｘ軸方向に電界の強弱の分布を有するＴＥ１０モードである。

図６に示した構造では、導波管６３の引き出し方向をｚ軸方向に設定することが可能であり、ｚ軸方向へ引き出した後、ベンド構造を適用することで引き出し方向を任意の方向へ変えることが可能となるため、ｙ軸方向への伝送も可能である。
図７に示した構造によれば、ベンド構造が不要であり、構造の簡素化を図ることができると共に、電界の向きがｚ軸方向となるＴＥ１０モードに直接変換することができる。
つまり、電界の向きが誘電体基板１０の鉛直方向に向く導波管モードへの変換が可能となる。

本例では、導波管６４の引き出し方向を、ｙ軸方向に設定した例について説明したが、実施の形態３と同様、ｚｘ面と任意の角度を有する方向へ導波管６４の引き出し方向を設定しても良い。

以上より、実施の形態５による平面回路−導波管変換器は、実施の形態１において説明した効果に加え、電界の向きが誘電体基板１０の鉛直方向に向く導波管モードへの変換が可能となる。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

この発明に係る平面回路−導波管変換器は、誘電体基板上の導体パターンの一部を除去して形成した複数の開口部と、開口部の間の領域に残留する導体パターンにより形成された信号線導体と、開口部を覆うように配置され、導体パターンとともに導波管を構成する金属体とを備え、簡易な層構成の実現と広帯域特性との両立が可能なので、広帯域に対応した平面回路−導波管変換器に用いるのに適している。

１０ 誘電体基板、１１ 接地導体、１２ 接地導体（導体パターン）、２０〜２３，２５〜２７ 開口部、３１，３２，３５ 信号線導体、４１ 柱状導体（接続導体）、５０，５３，５５，５６ 金属ブロック（金属体）、５１ 空洞、５２ 空孔、５４ コーナカット部、６０，６２〜６４ 導波管、６１ ベンド、７０ 差動線路（平衡線路）、８０ 不平衡線路。

Claims (14)

1. 誘電体基板の一方の面に設けられた導体パターンと、
   前記導体パターンの一部をくり貫くように除去した第１の開口部と、
   前記第１の開口部の一端を外部へ延伸するように前記導体パターンを除去した第２の開口部と、
   前記第２の開口部と隔離され、該第２の開口部を挟んで対向する位置に、該第２の開口部の延伸方向と平行になるように前記導体パターンを除去した第３の開口部、および第４の開口部と、
   前記第２の開口部と前記第３の開口部との間の領域に残留する前記導体パターンにより形成される第１の信号線導体と、
   前記第２の開口部と前記第４の開口部との間の領域に残留する前記導体パターンにより形成され、前記第１の信号線導体と共に平衡線路を構成する第２の信号線導体と、
   空洞を有し、前記第１の開口部を覆うように配置され、前記導体パターンと共に導波管を構成する金属体
   とを備えた平面回路−導波管変換器。
2. 誘電体基板の一方の面に設けられた導体パターンと、
   前記導体パターンの一部をくり貫くように除去した第１の開口部と、
   前記第１の開口部の一端を外部へ延伸するように前記導体パターンを除去した第２の開口部と、
   前記第２の開口部と隔離され、該第２の開口部の延伸方向と平行になるように前記導体パターンを除去した第３の開口部と、
   前記第２の開口部と前記第３の開口部との間の領域に残留する前記導体パターンにより形成され、不平衡線路を構成する信号線導体と、
   空洞を有し、前記第１の開口部を覆うように配置され、前記導体パターンと共に導波管を構成する金属体
   とを備えた平面回路−導波管変換器。
3. 金属体は、第１の開口部の開口平面法線方向の少なくとも一方から該第１の開口部を覆うように配置したことを特徴とする請求項１記載の平面回路−導波管変換器。
4. 金属体は、第１の開口部の開口平面法線方向の少なくとも一方から該第１の開口部を覆うように配置したことを特徴とする請求項２記載の平面回路−導波管変換器。
5. 金属体は、導波管を、導体パターンの平面方向と平行方向へ延伸するように構成したことを特徴とする請求項１記載の平面回路−導波管変換器。
6. 金属体は、導波管を、導体パターンの平面方向と平行方向へ延伸するように構成したことを特徴とする請求項２記載の平面回路−導波管変換器。
7. 金属体は、導波管を、導体パターンの平面方向と平行方向へ延伸した後に、任意の方向へ延伸方向を変えるように構成したことを特徴とする請求項１記載の平面回路−導波管変換器。
8. 金属体は、導波管を、導体パターンの平面方向と平行方向へ延伸した後に、任意の方向へ延伸方向を変えるように構成したことを特徴とする請求項２記載の平面回路−導波管変換器。
9. 金属体は、導波管を、第１の開口部において、導体パターンの平面方向と平行方向以外に延伸するように構成したことを特徴とする請求項１記載の平面回路−導波管変換器。
10. 金属体は、導波管を、第１の開口部において、導体パターンの平面方向と平行方向以外に延伸するように構成したことを特徴とする請求項２記載の平面回路−導波管変換器。
11. 誘電体基板の他方の面に設けられた接地導体と、
    前記誘電体基板を貫通するように導体パターンと前記接地導体とを接続する接続導体
    とを備えたことを特徴とする請求項１記載の平面回路−導波管変換器。
12. 誘電体基板の他方の面に設けられた接地導体と、
    前記誘電体基板を貫通するように導体パターンと前記接地導体とを接続する接続導体
    とを備えたことを特徴とする請求項２記載の平面回路−導波管変換器。
13. 金属体の空洞に、比誘電率が１より大きい材料を配置したことを特徴とする請求項１記載の平面回路−導波管変換器。
14. 金属体の空洞に、比誘電率が１より大きい材料を配置したことを特徴とする請求項２記載の平面回路−導波管変換器。

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