JP5970194B2 - 半導体スイッチング素子の駆動回路並びにそれを用いた電力変換回路 - Google Patents

Description

本発明は、ワイドギャップ半導体のショットキーバリアダイオードを用いた電力変換回路における半導体スイッチング素子の駆動回路に関する。

近年、シリコン（Ｓｉ）よりバンドギャップが大きなワイドギャップ半導体材料として炭化ケイ素（ＳｉＣ）や、窒化ガリウム（ＧａＮ）などが注目を浴びてきている。これらワイドギャップ半導体材料はＳｉより約１０倍の高い絶縁破壊電界強度を持っているので、ワイドギャップ半導体材料を母材とする半導体素子では耐圧を確保するためのドリフト層をＳｉの１／１０程度まで薄くできる。このため、半導体素子の低オン電圧化が実現可能である。これにより、Ｓｉではバイポーラ素子しか使用できないような高耐圧領域でも、ＳｉＣなどのワイドギャップ半導体素子ではユニポーラ素子が使用でき、その結果、高速なスイッチングが可能となる。

以下、ワイドギャップ半導体として代表されるＳｉＣについて記述するが、他のワイドギャップ半導体でも同様である。

インバータなどの電力変換回路に用いるパワー半導体モジュールには、半導体スイッチング素子に並列に還流用のダイオードが接続されている。従来のパワー半導体モジュールでは、還流用のダイオードとしてＳｉ−ＰｉＮダイオードが使用されてきた。Ｓｉ−ＰｉＮダイオードはバイポーラ型の半導体素子であり、順方向バイアスで大電流を通電させる場合、伝導度変調により電圧降下が低くなるような構造となっている。しかし、ＰｉＮダイオードは、順方向バイアス状態から逆バイアス状態に至る過程で、伝導度変調によりＰｉＮダイオードに残留したキャリアが逆回復電流を発生するという特性を持つ。ＳｉのＰｉＮダイオードにおいては、残留するキャリアの寿命が長いため、逆回復電流が大きくなる。そのため、この逆回復電流により、半導体スイッチング素子のターンオン時の損失（Ｅｏｎ）や、ダイオードが逆回復したときに発生するリカバリ損失（Ｅｒｒ）が大きくなる。

次に、逆回復電流発生時のダイオードの端子電圧・電流波形について説明する。
図８は、半導体スイッチング素子である絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor：以下ＩＧＢＴと記す）およびＰｉＮダイオードによって上下アームが構成されるとともに、各ＩＧＢＴの駆動回路を備えた従来の電力変換回路を示し、図９は、図８の電力変換回路における逆回復電流発生時のダイオードの端子電圧、電流波形を示す。従来のＰｉＮダイオードを用いたパワーモジュールのインバータの主回路では、ＰｉＮダイオードの逆回復電流の減衰時の電流変化（逆回復ｄｉ／ｄｔ）と主回路の寄生インダクタンスＬとの積により、転流サージ電圧（ΔＶｐ＝Ｌ×逆回復ｄｉ／ｄｔ）が加わり、電源電圧（Ｅ）とサージ電圧（ΔＶｐ）の和（Ｅ＋ΔＶｐ）がＩＧＢＴの耐電圧を超えると、ＩＧＢＴを壊してしまう可能性がある。そのため、主回路の寄生インダクタンスの低減技術やノイズ低減技術が種々提案されている。

一方、ショットキーバリアダイオード（Schottky Barrier Diode：以下ＳＢＤと記す）はユニポーラ型の半導体素子であり、伝導度変調によるキャリア発生が殆どないので、インバータ回路で使用される場合、逆回復電流が非常に小さいため、ターンオン損失やリカバリ損失を小さくできる。従来のＳｉは絶縁破壊電界強度が低いため、高耐圧を持たせる構造でＳＢＤを作製すると通電時に大きな抵抗が生じるため、Ｓｉ−ＳＢＤでは耐圧２００Ｖ程度が限界であった。ところが、ＳｉＣはＳｉの１０倍の絶縁破壊電界強度を持つため、高耐圧のＳＢＤの実用化が可能となり、ターンオン時の損失（Ｅｏｎ）や、ダイオードが逆回復したときに発生するリカバリ損失（Ｅｒｒ）を低減することが可能になることが知られている。

しかしながら、ＳｉＣ−ＳＢＤを回路に適用した場合、自アームの半導体スイッチング素子がターンオンした際に対アームのダイオードの端子には電源電圧が印加され、ダイオードの接合容量と主回路の寄生インダクタンスにより共振電流が流れ、ＰｉＮダイオードに比べ、電圧振動やスイッチング時の電圧変化率が上昇する欠点がある。図１０はＳｉＣ−ＳＢＤを適用した場合のダイオードの端子電圧、電流波形である。電圧振動や電圧変化率が上昇すると、ノイズレベルの上昇、モータ絶縁材料の劣化が懸念されるため、低減技術が必要である。

ＰｉＮダイオードを適用したインバータにおいて、サージ電圧の低減方法として、ダイオードのリカバリ期間中に、リカバリしているダイオードと並列に接続された半導体スイッチング素子をターンオンし、瞬間的に上下アームを短絡する方式がある。そこで、サージ電圧が素子の耐圧付近まで上昇したときに短絡動作させる手法として、下記の二つが提案されている。

特許文献１ではスイッチング素子の端子電圧を検出し、端子電圧が閾値に達した時点で、ゲート容量を電流源で充電し、短絡させる方法が紹介されている。

特許文献２ではＩＧＢＴのコレクタ端子とゲート端子間にツェナーダイオードを接続するアクティブクランプ回路において、リカバリ発生時にＩＧＢＴのゲートを充電し、短絡させる手法が提案されている。

特開２００３−２１８６７５号公報 特開２００５−３２８６６８号公報

ＳｉＣ−ＳＢＤは、ＰｉＮダイオードに比べ、電圧振動、スイッチング時の電圧変化率が上昇する。しかし、従来技術の特許文献１、特許文献２ではサージ電圧が素子の耐圧付近まで上昇した場合にのみ有効であり、ＳｉＣ−ＳＢＤを適用した場合、サージ電圧が小さくとも電圧振動が大きくなるため、これを抑制することが難しい。

本発明は、上記の問題点を考慮してなされたものであり、電力変換回路にワイドギャップ半導体のＳＢＤを適用した場合に確実に電圧振動を低減できる半導体スイッチング素子の駆動回路を提供することを目的とする。

本発明による半導体スイッチング素子の駆動回路は、半導体スイッチング素子にフリーホイールダイオードとしてワイドギャップ半導体材料を母材とするショットキーバリアダイオードが並列に接続される上下アーム回路における半導体スイッチング素子のゲート電圧を制御するものであって、上記課題を解決するために、上下アームの一方における半導体スイッチング素子のゲート電圧がオフ時の値より上昇し始めてからオン時の値に達するまでの期間において、上下アームの他方における半導体スイッチング素子のゲート電圧を、オフ時の値から該オフ時の値よりも大きな値に変化させ、所定期間、前記オフ時の値よりも大きな値に制御するゲート電圧上昇回路を備える。

上下アームの一方の半導体スイッチング素子に電流が流れ始める前に他方のアームにおける半導体スイッチング素子のゲート電圧を上昇させ上下アームを短絡することにより、ワイドギャップ半導体材料を母材とするショットキーバリアダイオードを適用した電力変換回路における電圧振動を確実に低減することができる。

本発明の一実施例である電力変換回路および駆動回路。 駆動回路の動作を示す電流電圧波形例。 駆動回路の詳細な回路構成の一例。 本発明の他の実施例である電力変換回路および駆動回路。 本発明の他の実施例である電力変換回路および駆動回路。 サージ電圧、電圧変化率の電流依存性。 本発明の他の実施例である電力変換回路および駆動回路。 従来の電力変換回路および駆動回路。 Ｓｉ−ＰｉＮを適用した電力変換回路の電流・電圧波形。 ＳｉＣ−ＳＢＤを適用した電力変換回路の電流・電圧波形。

図１は本発明の一実施例である電力変換回路および駆動回路を示す。
本電力変換回路においては、スイッチング素子としてＩＧＢＴ２ａとＩＧＢＴ２ｂが互いに直列に接続される。ＩＧＢＴ２ａとＩＧＢＴ２ｂの直列接続回路は、一相分のハーフブリッジ回路を構成し、直列接続回路の両端は直流電源１に接続され、直列接続点は交流出力端子２４に接続される。ＩＧＢＴ２ａおよびＩＧＢＴ２ｂには、フリーホイールダイオードとして、それぞれＳｉＣ−ＳＢＤ３ａおよびＳｉＣ−ＳＢＤ３ｂが並列に接続される。すなわち、ＩＧＢＴ２ａとＳｉＣ−ＳＢＤ３ａの並列回路からなる上アームと、ＩＧＢＴ２ｂとＳｉＣ−ＳＢＤ３ｂの並列回路からなる下アームが直列に接続される。上下アームの直列接続回路の両端が直流電源１に接続され、直列接続点が交流出力端子２４に接続される。ここで、上アームは直流電源１の高圧側と交流出力端子２４の間に接続され、下アームは交流出力端子２４と直流電源１の低圧側に接続される。

ＩＧＢＴ２ａとＩＧＢＴ２ｂには、ゲート電圧を制御するために、それぞれ駆動回路３１ａと駆動回路３１ｂが接続される。駆動回路３１ａは、ゲート制御信号端子１２ａに与えられるスイッチング制御信号に従いＩＧＢＴ２ａのゲート電圧を制御するゲート回路４ａと、短絡制御信号端子２５ａに与えられる短絡制御信号に従ってＩＧＢＴ２ａのゲート電圧を上昇させて短絡駆動を行うためのゲート電圧上昇回路１１ａを備える。駆動回路３１ｂも、同様に、ゲート制御信号端子１２ｂに与えられるスイッチング制御信号に従いＩＧＢＴ２ｂのゲート電圧を制御するゲート回路４ｂと、短絡制御信号端子２５ｂに与えられる短絡制御信号に従ってＩＧＢＴ２ｂのゲート電圧を上昇させて一時的にアーム短絡させる短絡駆動を行うためのゲート電圧上昇回路１１ｂを備える。

本実施例の電力変換回路は、ＩＧＢＴ２ａ，２ｂを、それぞれ駆動回路３１ａ，３１ｂによってオン・オフスイッチング制御することにより、直流電源１の直流電力を交流電力に変換する。交流電力は、交流出力端子２４から出力され、交流出力端子２４に接続される誘導電動機や永久磁石電動機などの負荷に供給される。なお、図１には一相分の上下アームを示しているが、実際には、電力変換回路は、上下アームを負荷の相数分備える。例えば、三相交流電動機の場合、電力変換回路は、上下アームの直列接続回路を３組備える。

なお、図１においては、後述する回路動作の説明のために、主回路配線の寄生インダクタンスをインダクタンス５と記し、またＳｉＣ−ＳＢＤ３ａ，３ｂの接合容量をコンデンサ６ａ，６ｂと記す。

図２は本実施例における駆動回路の動作を示す電流電圧波形例である。図１のＩＧＢＴ２ａ，２ｂのどちらのターンオン（オフからオンに遷移）動作時でも説明は可能であるが、ここではＩＧＢＴ２ｂがターンオンした場合について示す。なお、図２中、「上ＩＧＢＴ」は上アームのＩＧＢＴすなわちＩＧＢＴ２ａを示し、「上ダイオード」は上アームのダイオードすなわちＳｉＣ−ＳＢＤ３ａを示し、「下ＩＧＢＴ」は下アームのＩＧＢＴすなわちＩＧＢＴ２ｂを示す。また、ＶｔｈはＩＧＢＴ２ａ，２ｂのゲート閾値電圧を示す。また、図２の上から２番目の電流波形は、上アームに流れる電流、すなわち「上ＩＧＢＴ」に流れる電流と「上ダイオード」に流れる電流とを合わせた電流の波形を示す。但し、「上ダイオード」の順方向に流れる電流を正の電流としているので、上ＩＧＢＴに流れる電流は負の電流として示される。

下ＩＧＢＴ（２ｂ）がターンオンした際、ＳｉＣ−ＳＢＤ３ａに流れていた電流は減少し、ターンオンした下ＩＧＢＴ（２ｂ）に電流が流れ始める。そして、ＳｉＣ−ＳＢＤ３ａに流れていた電流がゼロになった時点で、ＳｉＣ−ＳＢＤ３ａはターンオフ（オンからオフに遷移）する。ＳｉＣ−ＳＢＤの場合は、ＰｉＮダイオードのような大きなリカバリ電流が流れず、ＳｉＣ−ＳＢＤ３ａはターンオフした際、接合容量６ａによりコンデンサとして動作する。このため、図１におけるインダクタンス５に蓄えられたエネルギーにより、ＬＣ共振電流が流れ、リンギングが発生する。

本実施例では、下ＩＧＢＴ（２ｂ）のゲート−エミッタ間電圧（以下「ゲート電圧」と記す）が、オフ時の電圧より大きい値に変化し始めてから、すなわちゲート電圧が上昇し始めてから、オン時のゲート電圧に到達するまでの期間において、ターンオフしたＳｉＣ−ＳＢＤ３ａと並列に接続された上ＩＧＢＴ（２ａ）のゲート電圧を、オフ時の電圧より大きい値にゲート電圧上昇回路１１ａを用いて制御する。より具体的には、図２の場合、下ＩＧＢＴ（２ｂ）のゲート電圧の値がオフ時の負電圧から閾値（Ｖｔｈ）以上となった時点（ｔ１）で、上ＩＧＢＴ（２ａ）のゲート電圧をオフ時の負電圧から閾値（Ｖｔｈ）よりも小さな正電圧へ増大させている。そして、ＳｉＣ−ＳＢＤ３ａの電流がほぼ零となり、上ＩＧＢＴ（２ａ）の端子電圧すなわちＳｉＣ−ＳＢＤ３ａの電圧が上昇すると、上ＩＧＢＴ（２ａ）のゲート電圧は、ゲート電圧上昇回路１１ａによって閾値（Ｖｔｈ）よりも小さな正電圧に制御されていても、ＳｉＣ−ＳＢＤ３ａの電圧上昇すなわち上ＩＧＢＴ（２ａ）の電圧上昇に伴って上ＩＧＢＴ（２ａ）のゲート容量に流れる変位電流によりゲート電圧が閾値（Ｖｔｈ）以上に上昇し、上ＩＧＢＴ（２ａ）がターンオンする（ｔ２）。

本実施例では、下ＩＧＢＴ（２ｂ）に電流が流れ始める以前に上ＩＧＢＴ（２ａ）のゲート電圧をオフ時よりも大きな値に制御しているので、変位電流が流れ始める時点（ｔ２）で確実に上ＩＧＢＴ（２ａ）のゲート電圧を閾値以上とすることができる。従って、確実にリンギング振動を抑制することができる。

上ＩＧＢＴ（２ａ）がターンオンすると、インダクタンス５に蓄えられたエネルギーによる電流は上ＩＧＢＴ（２ａ）を介して流れる。ここで、上ＩＧＢＴ（２ａ）は抵抗成分として動作するため、リンギング振動は抑制され、サージ電圧、ノイズレベルの低減が可能である。その後、下ＩＧＢＴ（２ｂ）のゲート電圧がゲート電源電圧に達した時点（ｔ３）で、上ＩＧＢＴ（２ａ）のゲート電圧を再びオフ時の電圧に制御する。これにより、上ＩＧＢＴ（２ａ）をターンオンすることで短絡電流が流れるため上ＩＧＢＴ（２ａ）に発生する電力損失、および下ＩＧＢＴ（２ｂ）のターンオン損失の増大を抑えることができる。

上記実施例においては、変位電流によってゲート電圧を閾値以上にして上ＩＧＢＴ（２ａ）をターンオンさせたが、ＳｉＣ−ＳＢＤ３ａあるいは上ＩＧＢＴ（２ａ）の電圧、もしくは下ＩＧＢＴ（２ｂ）のゲート電圧に基づいて、変位電流が流れ始める時点を検出して、変位電流が流れ始めたらゲート電圧上昇回路１１ａにより、所定期間、上ＩＧＢＴ（２ａ）のゲート電圧を閾値（Ｖｔｈ）以上の電圧値に設定しても良い。

なお、少なくとも、ＳｉＣ−ＳＢＤ３ａおよび上ＩＧＢＴ（２ａ）、すなわち上アームの電圧が上昇する期間、すなわちＳｉＣ−ＳＢＤ３ａに流れる電流（還流電流）が減少して零になった以降のリカバリ期間において、ＩＧＢＴ２ａのゲート電圧を閾値以上としてＩＧＢＴ２ａをターンオンすればリンギングを低減することができる。

次に図１に記載の駆動回路の詳細な回路構成の一例を図３に示す。ここでは図１の上アームおよび上アームにおけるＩＧＢＴ２ａの駆動回路３１ａのみを示すが、下アームも同様の回路構成である。

図３の駆動回路３１ａは、ゲート回路用スイッチ４１ａ，４１ｂと短絡制御用スイッチ４２、オン時のゲート回路電源４３、オフ時のゲート回路電源４４、ゲート電圧上昇回路用電源４５、オン側ゲート抵抗４６、オフ側ゲート抵抗４７、ゲート電圧上昇回路用抵抗４８から構成される。短絡制御信号端子２５ａに短絡制御信号が与えられると、短絡制御用スイッチ４２はオンする。この時、ゲート制御信号端子１２ａに与えられたスイッチング制御信号により、ゲート回路用スイッチ４１ａはオフ、ゲート回路用スイッチ４１ｂはオン状態となっている。

短絡制御用スイッチ４２がオンすると、オフ時のゲート回路電源４４とゲート電圧上昇回路用電源４５は直列に接続され、オフ側ゲート抵抗４７及びゲート電圧上昇回路用抵抗４８に電流が流れる。この電流により、オフ側ゲート抵抗４７で電圧降下が生じ、オフ側ゲート抵抗４７の端子電圧とオフ時のゲート回路電源４４の電圧の加算値がＩＧＢＴ２ａのゲートに印加され、この時のゲート電圧はオフ時のゲート電圧より大きい値になる。ここで、ゲート電圧の上昇分はオフ側ゲート抵抗４７とゲート電圧上昇回路用抵抗４８の分圧比で設定される。このようにして、本実施例におけるゲート電圧上昇回路１１ａは、ＩＧＢＴ２ａのゲートにゲート閾値電圧よりも低い値の正の電圧を印加する。

ＩＧＢＴ２ａのゲート電圧がオフ時のゲート電圧より大きい値になると、上述したように、インダクタンス５に蓄積されたエネルギーによる電流が、上下アームのＩＧＢＴ２ａおよびＩＧＢＴ２ｂにおける短絡電流として流れることにより、インダクタンス５およびコンデンサ６ａ（ＳｉＣ−ＳＢＤ３ａの接合容量）による共振電流に起因するリンギングを低減することができる。

その後、短絡制御信号端子２５ａに与えられる短絡制御信号によって短絡制御用スイッチ４２がオフすることにより、ＩＧＢＴ２ａのゲート電圧を再びオフ時の電圧に制御する。これにより、上述したように、短絡電流により発生するＩＧＢＴ２ａの電力損失、およびＩＧＢＴ２ｂのターンオン損失の増大を抑えることができる。

本実施例では、オン時のゲート回路電源４３とゲート電圧上昇回路用電源４５を個別に設けているが、同一の電源でも構わない。また、ゲート回路用スイッチ４１ａ，４１ｂと短絡制御用スイッチ４２としては、ＭＯＳＦＥＴなどの半導体スイッチング素子が適用できる。

図４は、本発明の他の実施例である電力変換回路および駆動回路を示す。以下、上述した図１の実施例と異なる点について説明する。

本実施例においては、ワンショット回路によってゲート電圧上昇回路を動作させるタイミングを制御している。例えば図２と同様に上アームにおけるＳｉＣ−ＳＢＤ３ａがリカバリする場合、駆動回路３１ａが備える検出回路１３ａによって下アームにおけるＩＧＢＴ２ｂのゲート制御信号端子１２ｂに与えられるスイッチング信号を検出する。検出されたスイッチング信号に応じてワンショット回路１７ａによりゲート電圧上昇回路１１ａを動作させるための制御信号を作成する。このようにしてワンショット回路を用いることにより、ゲート電圧の上昇期間を制御可能となり、ゲート電圧を瞬間的に上昇させることができるので、リンギングを確実に低減することができる。

図５は、本発明の他の実施例である電力変換回路および駆動回路を示す。図６は、図５の実施例におけるＳｉＣ−ＳＢＤについて、ターンオフ後の端子電圧の電圧変化率、並びにサージ電圧のスイッチング電流依存性を示す。以下、上述した図１及び図４の実施例と異なる点について説明する。

図６に示すように、ＳｉＣ−ＳＢＤのターンオフ後の端子電圧の電圧変化率およびサージ電圧は、スイッチング電流（オン状態においてＩＧＢＴまたはＳｉＣ−ＳＢＤに流れる電流）が大きいほど大きくなり、スイッチング電流が小さいほど小さくなる。従って、スイッチング電流が大きな領域においてのみゲート電圧上昇回路を動作させても、有効に電圧変化率やサージ電圧のピーク値およびリンギングを抑制することができる。

そこで、図５に示す本実施例では、交流出力端子２４を介して負荷に流れる電流を電流センサ５０、例えば電流トランスによって検出する。駆動回路３１ａが備える電流検出器２１ａは、電流センサ５０の出力信号に基づいて負荷に流れる電流すなわちスイッチング電流の電流値応じた検出信号を出力する。電流比較器２２ａは、電流検出器２１ａが出力した検出信号が示すスイッチング電流の電流値と予め設定された電流閾値とを比較し、スイッチング電流の電流値が電流閾値以上であると判定すると、短絡制御信号端子２５ａに与えられる短絡制御信号に応じたゲート電圧上昇回路１１ａの動作を有効にするための制御信号を作成する。

本実施例によれば、スイッチング電流が予め設定された閾値以上の場合にゲート電圧上昇回路が動作するので、電圧変化率やサージ電圧のピーク値およびリンギングを有効に抑制しながらも、ゲート電圧上昇回路における電力損失を抑えることができる。

図７は本発明の他の実施例である電力変換回路および駆動回路を示す。以下、上述した図１，図４及び図５の実施例と異なる点について説明する。

本実施例においては、図５の実施例における電流センサおよび電流検出器の代わりに、電流推定回路１８を用いてゲート電圧上昇回路を制御する。電流推定回路１８は、ゲート制御信号端子１２ａ，１２ｂにスイッチング信号を作成する制御回路１００の電流指令値端子２３に与えられる電流指令値に基づいてスイッチング電流の電流値を推定する。駆動回路３１ａが備える電流比較器２２ａは、電流推定回路１８の出力信号が示すスイッチング電流の推定値と予め設定された電流閾値とを比較し、スイッチング電流の推定値が電流閾値以上であると判定すると、短絡制御信号端子２５ａに与えられる短絡制御信号に応じたゲート電圧上昇回路１１ａの動作を有効にするための制御信号を作成する。

本実施例によれば、簡単な回路構成によって、電圧変化率やサージ電圧のピーク値およびリンギングを有効に抑制しながらゲート電圧上昇回路における電力損失を抑えることができる。

なお、制御回路１００としては、公知のパルス幅変調制御回路などを用いることができる。

以上、本発明の実施例について詳述したが、上記の実施例に限らず、本発明の技術的思想の範囲内において種々の実施形態が可能である。例えば、ＳＢＤの母材となる半導体材料としては、ＳｉＣのほか、ＧａＮやダイアモンドなど、Ｓｉよりも大きなバンドギャップを有するワイドギャップ半導体を適用することができる。また、電力変換回路の上下アームを構成する半導体スイッチング素子としては、ＩＧＢＴのほかＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＳＩＴ（Static Induction Transistor）などの電圧制御型半導体スイッチング素子が適用できる。なお、半導体スイッチング素子の母材となる半導体材料はＳｉおよびワイドギャップ半導体のいずれでも良い。

１ 直流電源
２ａ ＩＧＢＴ（上ＩＧＢＴ）
２ｂ ＩＧＢＴ（下ＩＧＢＴ）
３ａ，３ｂ ＳｉＣ−ＳＢＤ
４ａ，４ｂ ゲート回路
５ インダクタンス
６ａ，６ｂ コンデンサ（接合容量）
１１ａ，１１ｂ ゲート電圧上昇回路
１２ａ，１２ｂ ゲート制御信号端子
１３ａ，１３ｂ 検出回路
１７ａ，１７ｂ ワンショット回路
１８ 電流推定回路
１９ 制御回路
２１ａ，２１ｂ 電流検出器
２２ａ，２２ｂ 電流比較器
２３ 電流指令値端子
２４ 交流出力端子
２５ａ，２５ｂ 短絡制御信号端子
３１ａ，３１ｂ 駆動回路
４１ａ，４１ｂ ゲート回路用スイッチ
４２ 短絡制御用スイッチ
４３ オン時のゲート回路電源
４４ オフ時のゲート回路電源
４５ ゲート電圧上昇回路用電源
４６ オン側ゲート抵抗
４７ オフ側ゲート抵抗
４８ ゲート電圧上昇回路用抵抗
５０ 電流センサ

Claims (10)

1. 半導体スイッチング素子にフリーホイールダイオードとしてワイドギャップ半導体材料を母材とするショットキーバリアダイオードが並列に接続される上下アーム回路における前記半導体スイッチング素子のゲート電圧を制御する半導体スイッチング素子の駆動回路において、
   前記上下アームの一方における前記半導体スイッチング素子の前記ゲート電圧がオフ時の値より上昇し始めてからオン時の値に達するまでの期間において、前記上下アームの他方における前記半導体スイッチング素子のゲート電圧を、オフ時の値から該オフ時の値よりも大きな値に変化させ、所定期間、前記オフ時の値よりも大きな値に制御するゲート電圧上昇回路を備え、
   前記ゲート電圧上昇回路は、前記上下アームの他方における前記半導体スイッチング素子の前記ゲートに、前記所定期間、ゲート閾値電圧よりも低い値の正の電圧を印加する
   ことを特徴とする半導体スイッチング素子の駆動回路。
2. 請求項１に記載の半導体スイッチング素子の駆動回路において、
   前記ゲート電圧上昇回路は、前記所定期間後、前記上下アームの前記他方における前記半導体スイッチング素子のゲート電圧をオフ時の電圧に制御する
   ことを特徴とする半導体スイッチング素子の駆動回路。
3. 請求項１または請求項２に記載の半導体スイッチング素子の駆動回路において、
   前記所定期間の時間を制御するワンショット回路を備えた
   ことを特徴とする半導体スイッチング素子の駆動回路。
4. 請求項１乃至３のいずれか１項に記載される半導体スイッチング素子の駆動回路において、
   前記半導体スイッチング素子に流れる電流を検出する電流センサを備え、
   前記電流センサによって検出された電流値が、予め設定された電流閾値以上の場合に、前記ゲート電圧上昇回路の動作を有効にする
   ことを特徴とする半導体スイッチング素子の駆動回路。
5. 請求項１乃至３のいずれか１項に記載される半導体スイッチング素子の駆動回路において、
   前記スイッチング素子のオン、オフ信号を生成するための電流指令値信号に基づいて前記半導体スイッチング素子に流れる電流を推定する電流推定回路を備え、
   前記電流推定回路によって推定された電流値が、予め設定された電流閾値以上の場合に、前記ゲート電圧上昇回路の動作を有効にする
   ことを特徴とする半導体スイッチング素子の駆動回路。
6. 半導体スイッチング素子にフリーホイールダイオードとしてワイドギャップ半導体材料を母材とするショットキーバリアダイオードが並列に接続される上下アーム回路における前記半導体スイッチング素子のゲート電圧を制御する半導体スイッチング素子の駆動回路において、
   前記上下アームの一方における前記半導体スイッチング素子の前記ゲート電圧がオフ時の値より上昇し始めてからオン時の値に達するまでの期間において、前記上下アームの他方における前記半導体スイッチング素子のゲート電圧を、オフ時の値から該オフ時の値よりも大きな値に変化させ、所定期間、前記オフ時の値よりも大きな値に制御するゲート電圧上昇回路を備え、
   前記半導体スイッチング素子に流れる電流を検出する電流センサを備え、
   前記電流センサによって検出された電流値が、予め設定された電流閾値以上の場合に、前記ゲート電圧上昇回路の動作を有効にする
   ことを特徴とする半導体スイッチング素子の駆動回路。
7. 半導体スイッチング素子にフリーホイールダイオードとしてワイドギャップ半導体材料を母材とするショットキーバリアダイオードが並列に接続される上下アーム回路における前記半導体スイッチング素子のゲート電圧を制御する半導体スイッチング素子の駆動回路において、
   前記上下アームの一方における前記半導体スイッチング素子の前記ゲート電圧がオフ時の値より上昇し始めてからオン時の値に達するまでの期間において、前記上下アームの他方における前記半導体スイッチング素子のゲート電圧を、オフ時の値から該オフ時の値よりも大きな値に変化させ、所定期間、前記オフ時の値よりも大きな値に制御するゲート電圧上昇回路を備え、
   前記スイッチング素子のオン、オフ信号を生成するための電流指令値信号に基づいて前記半導体スイッチング素子に流れる電流を推定する電流推定回路を備え、
   前記電流推定回路によって推定された電流値が予め設定された電流閾値以上の場合に、前記ゲート電圧上昇回路の動作を有効にする
   ことを特徴とする半導体スイッチング素子の駆動回路。
8. 請求項６または請求項７に記載の半導体スイッチング素子の駆動回路において、
   前記ゲート電圧上昇回路は、前記所定期間後、前記上下アームの前記他方における前記半導体スイッチング素子のゲート電圧をオフ時の電圧に制御する
   ことを特徴とする半導体スイッチング素子の駆動回路。
9. 請求項６乃至８のいずれか１項に記載される半導体スイッチング素子の駆動回路において、
   前記所定期間の時間を制御するワンショット回路を備えた
   ことを特徴とする半導体スイッチング素子の駆動回路。
10. 半導体スイッチング素子と、フリーホイールダイオードとしてワイドギャップ半導体材料を母材とするショットキーバリアダイオードとが並列に接続される上下アーム回路と、
    前記上下アームにおける前記半導体スイッチング素子のゲート電圧を制御する駆動回路と
    を備えた電力変換回路において、
    前記駆動回路が、請求項１乃至９のいずれか１項に記載される半導体スイッチング素子の駆動回路である
    ことを特徴とする電力変換回路。