JP7157640B2 - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置の制御装置に関する。

特許文献１には、ＡＣ・ＤＣ変換装置のリアクトルに流れるリアクトル電流を電流指令値に制御すべく、周知のピーク電流モード制御により駆動スイッチを操作する制御装置が開示されている。この制御装置は、交流電源の電圧を交流電圧として取得し、取得した交流電圧の位相に応じて変化する電流補正値を電流指令値に加算することで、出力電流の歪みを低減している。

特開２０１５－１９８４６０号公報

交流電源に接続される交流側端子と、リアクトルとの間にフルブリッジ回路を備える電力変換装置では、交流電源における急な電圧変動や、交流電圧を検出するセンサの検出誤差に起因して、交流側端子に過電流が流れ得る。この場合、電力変換装置を強制的に停止させる必要が生じ、電力変換装置の駆動を継続させることができなくなる。

本発明は、上記課題に鑑みたものであり、フルブリッジ回路を備える電力変換装置の制御装置において、各交流側端子に過電流が流れるのを抑制できる電力変換装置の制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明は、リアクトル、駆動スイッチ、第１交流側端子、第２交流側端子、第１直流側端子、第２直流側端子、及び前記各交流側端子と前記リアクトルとの間に設けられたフルブリッジ回路を有する電力変換装置に適用され、前記各交流側端子から入力された交流電源の交流電圧を直流電圧に変換して前記各直流側端子から出力する機能、及び前記各直流側端子から入力された直流電圧を交流電圧に変換して前記各交流側端子から出力する機能のうち、少なくとも一方の機能を有する電力変換装置の制御装置に関する。電力変換装置の前記フルブリッジ回路は、第１スイッチ及び第２スイッチの直列接続体、並びに第３スイッチ及び第４スイッチの直列接続体を有し、前記各直列接続体が並列接続されて構成されており、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチそれぞれには、ダイオードが逆並列に接続されている。前記第１交流側端子には、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点が接続されており、前記第２交流側端子には、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点が接続されている。制御装置は、前記交流電源の電圧値である交流電圧を取得する交流電圧取得部と、取得された前記交流電圧の極性に基づいて、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチの組と、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチの組とを交互にオン操作する操作部と、前記各交流側端子に流れる電流が過電流状態であるか否かを判定する過電流判定部と、を備えている。前記操作部は、前記過電流判定部により前記過電流状態であると判定された場合に、前記各交流側端子に流れる電流を低下させるべく、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチのうち少なくともオン操作されているスイッチの操作態様を変更する。

電力変換装置では、交流電源に供給する電力の力率を高めるために、交流電源における電圧の極性が変化するゼロクロスタイミングに同期させて、各交流側端子から交流電源に流れる電流の極性を変更する必要がある。そのため、制御装置は、取得された交流電圧の極性に基づいて、第１スイッチ及び第４スイッチの組と、第２スイッチ及び第３スイッチの組とを交互にオン操作する。ここで、取得された交流電圧と、交流電源の実際の電圧である実電圧との間の位相がずれる場合があり、第１～第４スイッチのオンオフ操作の切り替えタイミングが、実電圧の極性が切り替わるタイミングからずれる場合がある。このことにより、フルブリッジ回路内において、オンしているスイッチの組と、オフしているスイッチの組に逆並列に接続されたダイオードとを含む短絡回路が形成され、この短絡回路を通じて各交流側端子に過電流が流れる場合がある。

本発明では、この点に鑑み、各交流側端子に流れる電流が過電流状態であるか否かが判定される。そして、各交流側端子に流れる電流が過電流状態であると判定された場合に、電流を低下させるべく、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ及び第４スイッチのうち少なくともオン操作されているスイッチの操作態様を変更することとした。これにより、交流電圧と実電圧との間の位相にずれが生じる期間において、フルブリッジ回路内に形成された短絡回路に流れる電流を低下させることができ、各交流側端子に過電流が流れるのが抑制される。その結果、ひいては電力変換装置の駆動を継続させることができる。

第１実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能を説明する機能ブロック図。 電流補正部を説明する図。 電力変換装置の動作を説明するタイミングチャート。 過剰な出力電流が流れる原因を説明する図。 電力変換装置に形成された短絡回路を説明する図。 過電流閾値を説明する図。 交流電圧の位相に応じた補正の許可条件を説明する図。 交流電圧の絶対値に応じた補正の許可条件を説明する図。 リアクトル電流の絶対値に応じた補正の許可条件を説明する図。 第１～第６スイッチの操作手順を説明するフローチャート。 制御装置により過電流状態が解消される作用を説明する図。 乖離幅を説明する図。 第２実施形態に係る第１～第６スイッチの操作手順を説明するフローチャート。 第３実施形態に係る第１～第６スイッチの操作手順を説明するフローチャート。 第４実施形態に係る第１～第６スイッチの操作手順を説明するフローチャート。 第５実施形態に係る制御装置の機能を説明する機能ブロック図。 第５実施形態に係る第１～第６スイッチの操作手順を説明するフローチャート。 第６実施形態に係る第１～第６スイッチの操作手順を説明するフローチャート。

＜第１実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置について説明する。本実施形態では、電力変換装置は、直流側端子を通じて直流電源から供給される直流電力を、交流電力へ変換して交流電源に供給する。

図１に示す電力変換装置１００の第１，第２直流側端子ＴＤ１，ＴＤ２には、不図示の直流電源が接続されており、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２には、交流電源２００が接続されている。交流電源２００は、例えば商用電源であり、直流電源は、例えばバッテリである。

電力変換装置１００は、コンデンサ１６と、ハーフブリッジ回路１５と、中間コンデンサ１４と、リアクトル１３と、フルブリッジ回路１２と、第１～第６配線ＬＰ１～ＬＰ６とを備えている。

第１直流側端子ＴＤ１には、第１配線ＬＰ１の第１端が接続されており、第２直流側端子ＴＤ２には第２配線ＬＰ２の第１端が接続されている。第１配線ＬＰ１と第２配線ＬＰ２とは、コンデンサ１６により接続されている。

第１，第２配線ＬＰ１，ＬＰ２の第２端には、ハーフブリッジ回路１５が接続されている。ハーフブリッジ回路１５は、第５スイッチＳＷ５と、第６スイッチＳＷ６とを備えている。第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。第５スイッチＳＷ５のソースと、第６スイッチＳＷ６のドレインとが接続されている。第５スイッチＳＷ５のドレインが第１配線ＬＰ１に接続され、第６スイッチＳＷ６のソースが第２配線ＬＰ２に接続されている。本実施形態では、第５スイッチＳＷ５が駆動スイッチに相当する。

ハーフブリッジ回路１５とフルブリッジ回路１２とは、第３配線ＬＰ３及び第４配線ＬＰ４により接続されている。第３配線ＬＰ３の第１端は、第５スイッチＳＷ５のソースと、第６スイッチＳＷ６のドレインとの間の第１接続点Ｋ１に接続されている。第３配線ＬＰ３には、リアクトル１３が設けられている。また、第４配線ＬＰ４の第１端は、第６スイッチＳＷ６のソースに接続されている。第３，４配線ＬＰ３，ＬＰ４それぞれの第２端は、フルブリッジ回路１２に接続されている。第３配線ＬＰ３と第４配線ＬＰ４とは、中間コンデンサ１４により接続されている。具体的には、第３配線ＬＰ３のうちリアクトル１３よりもフルブリッジ回路１２側と、第４配線ＬＰ４とは、中間コンデンサ１４により接続されている。

フルブリッジ回路１２は、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４を備えている。第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。第１スイッチＳＷ１のソースと、第２スイッチＳＷ２のドレインとが接続されている。第３スイッチＳＷ３のソースと、第４スイッチＳＷ４のドレインとが接続されている。第１，第３スイッチＳＷ１，ＳＷ３の各ドレインが第３配線ＬＰ３に接続され、第２，第４スイッチＳＷ２，ＳＷ４の各ソースが第４配線ＬＰ４に接続されている。第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４それぞれは、逆並列接続された第１～第４ボディーダイオードＤ１～Ｄ４を備えている。

第３スイッチＳＷ３のソースと第４スイッチＳＷ４のドレインとの間の第２接続点Ｋ２は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流側端子ＴＡ２に接続されている。第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２との第３接続点Ｋ３は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流側端子ＴＡ１に接続されている。

電力変換装置１００は、直流電圧センサ２１と、リアクトル電流センサ２２と、交流電圧センサ２３とを備えている。直流電圧センサ２１は、第１，第２配線ＬＰ１，ＬＰ２の間に接続されており、第１，第２直流側端子ＴＤ１，ＴＤ２を通じて入力される電圧を直流電圧Ｖｄｃとして検出する。リアクトル電流センサ２２は、第４配線ＬＰ４に設けられており、リアクトル１３に流れる電流をリアクトル電流ＩＬｒとして検出する。交流電圧センサ２３は、第５，第６配線ＬＰ５，ＬＰ６の間に接続されており、交流電源２００の電圧を交流電圧Ｖａｃとして検出する。

本実施形態では、交流電圧Ｖａｃの極性を次のように定めている。第１交流側端子ＴＡ１の電圧が第２交流側端子ＴＡ２の電圧よりも大きい状態を、交流電圧Ｖａｃが正の極性であるとし、第２交流側端子ＴＡ２の電圧が第１交流側端子ＴＡ１の電圧よりも大きい状態を、交流電圧Ｖａｃが負の極性であるとする。

電力変換装置１００は、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に流れる電流を出力電流Ｉａｃとして検出する出力電流センサ２４を備えている。本実施形態では、出力電流センサ２４は、第５配線ＬＰ５に設けられている。第１交流側端子ＴＡ１から交流電源２００を介して第２交流側端子ＴＡ２の向きに流れる出力電流Ｉａｃを正の極性とし、第２交流側端子ＴＡ２から交流電源２００を介して第１交流側端子ＴＡ１の向きに流れる出力電流Ｉａｃを負の極性とする。各センサ２１～２４の検出値は、電力変換装置１００の制御装置３０に入力される。

制御装置３０は、第１～第６スイッチＳＷ１～ＳＷ６をオンオフ操作する。なお、制御装置３０が提供する各機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。

制御装置３０は、リアクトル電流センサ２２により検出されたリアクトル電流ＩＬｒを取得し、取得したリアクトル電流ＩＬｒを、交流電圧Ｖａｃに基づいて算出した指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６をオンオフ操作する。本実施形態では、制御装置３０は、ピーク電流モード制御により、第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６をオンオフ操作する。

制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃの極性に基づいて、第１スイッチＳＷ１及び第４スイッチＳＷ４の組と、第２スイッチＳＷ２及び第３スイッチＳＷ３の組とを交互にオン操作する。これにより、交流電圧Ｖａｃが正の期間では、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２を介して、交流電源２００に正の出力電流Ｉａｃが流れる。一方、交流電圧Ｖａｃが負の期間では、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２を介して、交流電源２００に負の出力電流Ｉａｃが流れる。

次に、図２を用いて、制御装置３０の機能を説明する。制御装置３０は、位相推定部３１、波形生成部３２、乗算器３３、絶対値算出部３４、加算器３５、電流補正部４０及び電流制御部５０を備えている。本実施形態では、制御装置３０が、電流取得部と、交流電圧取得部とに相当する。

位相推定部３１は、交流電圧Ｖａｃに基づいて、交流電圧Ｖａｃの位相θを推定する。この推定方法の一例について説明すると、位相推定部３１は、交流電圧Ｖａｃの１周期（３６０°）をカウントし、カウントした値に基づいて位相θを推定する。本実施形態では、交流電圧Ｖａｃのゼロアップクロスタイミングをθ＝０°とし、交流電圧Ｖａｃのゼロダウンクロスタイミングをθ＝１８０°とする。

波形生成部３２は、位相推定部３１により推定された交流電圧Ｖａｃの位相θに基づいて、交流電圧Ｖａｃの基準波形ｓｉｎθを生成する。基準波形ｓｉｎθは、交流電圧Ｖａｃの半周期（Ｔ／２）における電圧変化を示す値であり、振幅が１であり、交流電圧Ｖａｃと同じ周期で変動する。本実施形態においては、基準波形ｓｉｎθは、交流電圧Ｖａｃと同位相となる。交流電圧Ｖａｃが、ゼロクロスタイミングから次のゼロクロスタイミングまで変化する期間が、交流電圧Ｖａｃの半周期（Ｔ／２）となる。

乗算器３３は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅指令値Ｉａ＊と基準波形ｓｉｎθとを乗算する。振幅指令値Ｉａ＊は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅を定める指令値である。絶対値算出部３４は、乗算器３３からの出力値の絶対値を、補正前指令電流ＩＬ＊として設定する。

電流補正部４０は、出力電流Ｉａｃの歪みを抑制すべく、補正前指令電流ＩＬ＊に対する補正に用いる電流補正値Ｉｃを設定する。本実施形態に係る電流補正部４０の構成について図３を用いて説明する。直流電圧を交流電圧に変換する場合、補正前指令電流ＩＬ＊と、歪みが生じているリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅとの差を示す乖離幅Δｉは、ゼロクロスタイミング付近において最も小さな値となる。ここで、乖離幅Δｉは、出力電流Ｉａｃの歪みの要因となる。乖離幅Δｉは、補正前指令電流ＩＬ＊からリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅを引いた下記式（１）を用いて演算することができる。

なお、上記式（１）の導出方法については後述する。

上記式（１）により、直流電圧を交流電圧に変換する場合、乖離幅Δｉは、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングにおいて最小値を取り、交流電圧Ｖａｃのピークタイミングにおいて最大値を取る。そのため、上記式（１）により算出される乖離幅Δｉに応じて、電流補正値Ｉｃを算出することにより、出力電流Ｉａｃの歪みを抑制することができる。

図３に示す電流補正部４０は、実効値算出部４１と、上限値設定部４２と、基準補正値算出部４３と、最小値選択部４４と、を備えている。実効値算出部４１は、交流電圧Ｖａｃの実効値Ｖｒｍｓを算出する。

上限値設定部４２は、実効値Ｖｒｍｓと、振幅指令値Ｉａ＊とに基づいて上限値Ｉｄｃ設定する。振幅指令値Ｉａ＊が大きいほど、リアクトル電流ＩＬｒの増加分が大きくなるため、上限値設定部４２は、振幅指令値Ｉａ＊が大きいほど、上限値Ｉｄｃを大きな値に設定する。また、実効値Ｖｒｍｓが大きいほど、第５スイッチＳＷ５のオン期間のデューティ比が大きくなり、乖離幅が増加するため、上限値Ｉｄｃを大きな値に設定する。

本実施形態では、上限値設定部４２は、実効値Ｖｒｍｓ毎に、振幅指令値Ｉａ＊と、上限値Ｉｄｃとの関係を示す直流成分マップを備えている。例えば、各実効値Ｖｒｍｓは、各国の商用電源の実効値Ｖｒｍｓに対応している。そのため、上限値設定部４２は、実効値Ｖｒｍｓ毎の直流成分マップを参照することで、振幅指令値Ｉａ＊に応じた上限値Ｉｄｃを設定することができる。

基準補正値算出部４３は、実効値Ｖｒｍｓに基づいて、基準補正値Ｉｈを設定する。本実施形態では、基準補正値算出部４３により設定される基準補正値Ｉｈは、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミング又はその付近において極小値を取り、ピークタイミングにおいて極大値を取る。具体的には、基準補正値Ｉｈは、時間の推移とともに、その値が変化する。また、本実施形態では、基準補正値Ｉｈは、ゼロクロスタイミングにおいてゼロに定められているが、これに限定されず、ゼロクロスタイミングにおいてゼロより大きい値に定められていても良い。

基準補正値算出部４３は、実効値Ｖｒｍｓ毎に、基準補正値Ｉｈを記録した補正値マップを備えている。各補正値マップは、実効値Ｖｒｍｓが大きいほど、基準補正値Ｉｈが大きな値となるようにその値が定められている。

最小値選択部４４は、上限値設定部４２により設定された上限値Ｉｄｃと、基準補正値算出部４３により設定された基準補正値Ｉｈとのうち、小さい方の値を電流補正値Ｉｃに設定する。そのため、基準補正値Ｉｈが上限値Ｉｄｃより小さい値であれば、基準補正値Ｉｈが電流補正値Ｉｃとして設定され、基準補正値Ｉｈが上限値Ｉｄｃ以上の値であれば、上限値Ｉｄｃが電流補正値Ｉｃとして設定される。

図２の説明に戻り、加算器３５は、補正前指令電流ＩＬ＊に電流補正値Ｉｃを加算し、加算後の値を指令電流ＩＬａ＊として設定する。本実施形態では、指令電流ＩＬａ＊が電流指令値に相当する。

電流制御部５０は、リアクトル電流センサ２２により検出されたリアクトル電流ＩＬｒと、指令電流ＩＬａ＊とに基づいて、第５スイッチＳＷ５を操作する第５ゲート信号ＧＳ５と、第６スイッチＳＷ６を操作する第６ゲート信号ＧＳ６とを生成する。

電流制御部５０は、ＤＡ変換器３５１と、コンパレータ３５２と、加算器３５３と、ＲＳフリップフロップ３５７と、スロープ補償部６０と、を備えている。指令電流ＩＬａ＊は、ＤＡ変換器３５１に入力される。ＤＡ変換器３５１は、入力された指令電流ＩＬａ＊をデジタル値からアナログ値に変換する。アナログ値に変換された指令電流ＩＬａ＊は、コンパレータ３５２の反転入力端子に入力される。加算器３５３は、リアクトル電流ＩＬｒとスロープ補償部６０により設定されたスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅとを加算し、補償したリアクトル電流ＩＬｒを出力する。加算器３５３からの出力は、コンパレータ３５２の非反転入力端子に入力される。なお、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅは、リアクトル１３に流れる電流の変動に伴う発振を抑制するものである。

コンパレータ３５２は、指令電流ＩＬａ＊とリアクトル電流ＩＬｒとを比較し、リアクトル電流ＩＬｒが指令電流ＩＬａ＊より小さい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。また、コンパレータ３５２は、リアクトル電流ＩＬｒが指令電流ＩＬａ＊より大きい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。更に、ＲＳフリップフロップ３５７のＳ端子には、クロック信号が入力される。クロック信号の１周期が第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６の１スイッチング周期Ｔｓｗとなる。

ＲＳフリップフロップ３５７のＱ端子は、第５スイッチＳＷ５のゲートに接続されている。Ｑ端子から第５スイッチＳＷ５のゲートに出力される信号が、第５ゲート信号ＧＳ５となる。また、ＲＳフリップフロップ３５７の出力端子は、反転器３５８を介して第６スイッチＳＷ６のゲートに接続されている。Ｑ端子から反転器３５８を介して第６スイッチＳＷ６のゲートに出力される信号が、第６ゲート信号ＧＳ６となる。第６ゲート信号ＧＳ６は、第５ゲート信号ＧＳ５を反転させた値となる。

次に、図４を用いて、電力変換装置１００の動作を説明する。図４（ａ）は、交流電圧Ｖａｃ及び直流電圧Ｖｄｃの推移を示している。図４（ｂ）は、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４の推移を示し、図４（ｃ）は、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３の推移を示す。図４（ｄ）は、第５ゲート信号ＧＳ５と、第６ゲート信号ＧＳ６を反転させた信号との推移を示す。図４（ｅ）は、指令電流ＩＬａ＊の推移を示し、図４（ｆ）は、リアクトル電流ＩＬｒの推移を示す。図４（ｇ）は、出力電流Ｉａｃの推移を示す。なお、図４において、時刻ｔａ，ｔｃ，ｔｅは、交流電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおいて交流電圧Ｖａｃがゼロとなるゼロクロスタイミングである。具体的には、時刻ｔａ，ｔｅは交流電圧Ｖａｃが負から正に切り替わるゼロアップクロスタイミングであり、時刻ｔｃは交流電圧Ｖａｃが正から負に切り替わるゼロダウンクロスタイミングである。また、時刻ｔｂは交流電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおける正のピークタイミングであり、時刻ｔｄは交流電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおける負のピークタイミングである。

制御装置３０は、交流電源２００に供給する交流電力の力率を改善するために、交流電圧Ｖａｃに基づいて、指令電流ＩＬａ＊を算出する。そのため、指令電流ＩＬａ＊は、正弦波の正の半波が周期Ｔ／２で繰り返される波形となっている。図４では、指令電流ＩＬａ＊は、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングｔａ，ｔｃから交流電圧Ｖａｃのピークタイミングｔｂ，ｔｄに推移するに従い電流が増加する。また、指令電流ＩＬａ＊は、交流電圧Ｖａｃのピークタイミングｔｂ，ｔｄからゼロクロスタイミングｔｃ，ｔｅに推移するに従い電流が減少する。

交流電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおいて、交流電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１では、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４がハイ状態となり、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３がロー状態となる。これにより、フルブリッジ回路１２では、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオン状態となり、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフ状態となる。この第１期間Ｐ１において、制御装置３０は、ピーク電流モード制御により、リアクトル電流ＩＬｒを指令電流ＩＬａ＊に制御するべく、第５，第６ゲート信号ＧＳ５，ＧＳ６の１スイッチング周期Ｔｓｗでのオン期間の比を示すデューティ比（＝Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）を変更する。このとき、１スイッチング周期Ｔｓｗでのリアクトル電流ＩＬｒは、第５スイッチのデューティ比に応じた値となる。そのため、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅは、指令電流ＩＬａ＊に近い値となる。

交流電圧Ｖａｃが負となる第２期間Ｐ２では、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４がロー状態となり、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３がハイ状態となる。これにより、フルブリッジ回路１２では、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオフ状態となり、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオン状態となる。この第２期間Ｐ２においても、制御装置３０は、ピーク電流モード制御により、リアクトル電流ＩＬｒを指令電流ＩＬａ＊に制御するべく、第５，第６ゲート信号ＧＳ５，ＧＳ６のデューティ比を変更する。

ここで、交流電源２００の実際の交流電圧である実電圧Ｖ１の位相に対して、交流電圧センサ２３により検出された交流電圧Ｖａｃの位相がずれることにより、フルブリッジ回路１２を構成する第１～第４スイッチ素子ＳＷ１～ＳＷ４のオンオフ操作の切り替えタイミングが、実電圧Ｖ１の極性が切り替わるタイミングからずれる場合がある。実電圧Ｖ１と交流電圧Ｖａｃとの間の位相のずれは、例えば、実電圧Ｖ１の急な電圧変動や、交流電圧センサ２３の検出誤差により生じる。これらの要因によりフルブリッジ回路１２内に短絡回路が生じ、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に過電流が流れる場合がある。

図５，図６を用いて、交流電源２００の実電圧Ｖ１と交流電圧Ｖａｃとの間の位相のずれに起因して過電流が流れる場合について説明する。図５（ａ）は、交流電圧Ｖａｃ及び実電圧Ｖ１の推移を示し、図５（ｂ）は、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４の推移を示す。図５（ｃ）は、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３の推移を示し、図５（ｄ）は、出力電流Ｉａｃの推移を示す。図６（ａ）は、図５の期間Ｐ１１における、フルブリッジ回路１２及び交流電源２００に流れる電流を説明する図である。図６（ｂ）は、図５の期間Ｐ１２における、フルブリッジ回路１２及び交流電源２００に流れる電流を説明する図である。

図５（ａ）で示す交流電圧Ｖａｃは、実電圧Ｖ１よりも位相が遅れている。これにより、交流電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１において、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４の立ち下がりタイミングが、実電圧Ｖ１のゼロクロスタイミングよりもΔεだけ遅延している。また、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３の立ち上がりタイミングが、実電圧Ｖ１のゼロクロスタイミングよりもΔεだけ遅延している。更に、期間Ｐ１１では、実電圧Ｖ１が負であるのに対して、交流電圧Ｖａｃは正となっている。

図６（ａ）に示すように、期間Ｐ１１では、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２間に印加される負の実電圧Ｖ１により、第３スイッチＳＷ３のボディーダイオードＤ３と、第１スイッチＳＷ１のドレイン・ソース間とを含む閉回路に、第１交流側端子ＴＡ１から交流電源２００を介して第２交流側端子ＴＡ２の向きに、第１電流Ｉ１が流れる。同様に、負の実電圧Ｖ１により、第４スイッチＳＷ４のドレイン・ソース間と、第２スイッチＳＷ２のボディーダイオードＤ２とを含む閉回路に、第１交流側端子ＴＡ１から交流電源２００を介して第２交流側端子ＴＡ２の向きに第２電流Ｉ２が流れる。そのため、期間Ｐ１１での出力電流Ｉａｃは、第１電流Ｉ１と第２電流Ｉ２とが足し合わされた過電流となる。

図５に戻り、期間Ｐ１２では、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４の立ち上がりタイミングが、実電圧Ｖ１のゼロクロスタイミングよりもΔεだけ遅延している。また、期間Ｐ１２では、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３の立ち下がりタイミングが、実電圧Ｖ１のゼロクロスタイミングよりもΔεだけ遅延している。更に、期間Ｐ１２では、実電圧Ｖ１が正であるのに対して、交流電圧Ｖａｃは負となっている。

図６（ｂ）に示すように、期間Ｐ１２では、第１，第２交流側端子ＡＴ１，ＡＴ２間に印加される正の実電圧Ｖ１により、第１スイッチＳＷ１のボディーダイオードＤ１と、第３スイッチＳＷ３のドレイン・ソース間とを含む閉回路に、第２交流側端子ＴＡ２から交流電源２００を介して第１交流側端子ＴＡ１の向きに、第３電流Ｉ３が流れる。同様に、正の実電圧Ｖ１により、第２スイッチＳＷ２のドレイン・ソース間と、第４スイッチＳＷ４のボディーダイオードＤ４とを含む閉回路に、第２交流側端子ＴＡ２から交流電源２００を介して第１交流側端子ＴＡ１の向きに第４電流Ｉ４が流れる。そのため、期間Ｐ１２での出力電流Ｉａｃは、第３電流Ｉ３と第４電流Ｉ４とが足し合わされた過電流となる。

第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に過電流が流れると、電力変換装置１００が安定して動作できなくなるおそれがある。そこで、制御装置３０は、出力電流Ｉａｃが過電流状態である場合に、過剰な出力電流Ｉａｃを低下させるべく、フルブリッジ回路１２を形成する第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４のオンオフ操作を反転させる。詳しくは、図５を参照すると、制御装置３０は、期間Ｐ１１，Ｐ１２において、第１～第４ゲート信号ＧＳ１～ＧＳ４のうち、ハイ状態の信号をロー状態に切り換え、ロー状態の信号をハイ状態に切り換える。これにより、交流電圧Ｖａｃと実電圧Ｖ１との間の位相のずれに起因して第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に過電流が流れるのを抑制することができる。

制御装置３０は、過電流が流れるのを抑制するための構成として、図２に示すように、極性切替部５５、反転器３５９、過電流判定部７０及び操作部８０を備えている。

極性切替部５５は、推定された位相θに応じて、出力信号の論理を反転させる。本実施形態では、交流電圧Ｖａｃのゼロアップクロスタイミングの位相θを０とする。極性切替部５５は、０°≦θ＜１８０°の期間においてハイ状態の出力信号を出力する。一方、極性切替部５５は、１８０°≦θ＜３６０°の期間においてロー状態の出力信号を出力する。極性切替部５５の出力信号は、反転器３５９にも入力されており、反転器３５９により、極性切替部５５からの出力信号の論理が反転される。本実施形態では、極性切替部５５の出力信号を第１出力信号ＯＵＴ１と称し、反転器３５９の出力信号を第２出力信号ＯＵＴ２と称す。

過電流判定部７０は、出力電流Ｉａｃが過電流状態であるか否かを判定する。操作部８０は、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４を操作するための第１～第４ゲート信号ＧＳ１～ＧＳ４を生成する。

過電流判定部７０は、極性切替部５５から出力された第１出力信号ＯＵＴ１の論理に応じて過電流閾値ＴＨ１を切り換える閾値設定部７１と、過電流閾値ＴＨ１と出力電流Ｉａｃとの比較結果に応じた過電流判定信号ＤＳを出力するコンパレータ７２とを備えている。過電流閾値ＴＨ１は、過電流状態での出力電流Ｉａｃを定めた値であり、本実施形態では、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４の定格電流よりも高い値に定められている。

図７は、閾値設定部７１により出力される過電流閾値ＴＨ１を説明する図である。図７（ａ），（ｂ）に示すように、第１期間Ｐ１では、０°≦θ＜１８０°であるため、極性切替部５５からの第１出力信号ＯＵＴ１がハイ状態となり、第２期間Ｐ２では、１８０°≦θ＜３６０°であるため、極性切替部５５からの第１出力信号ＯＵＴ１がロー状態となる。閾値設定部７１は、極性切替部５５からの第１出力信号ＯＵＴ１がハイ状態である場合に、正の過電流閾値ＴＨ１を出力し、第１出力信号ＯＵＴ１がロー状態である場合に、負の過電流閾値ＴＨ１を出力する。即ち、閾値設定部７１は、位相θに応じて交流電圧Ｖａｃの極性が変化することから、その極性に応じて、過電流閾値ＴＨ１の符号を切り換えている。なお、本実施形態において、正の過電流閾値ＴＨ１と負の過電流閾値ＴＨ１は、絶対値が同じ値である。

出力電流Ｉａｃが過電流状態となった後、下降に転じる際に、出力電流Ｉａｃは下降と上昇とを繰り返し、変動が収束するまでには時間を要する。閾値設定部７１は、出力電流Ｉａｃが過電流状態と判定された後、過電流閾値ＴＨ１よりも絶対値が小さな値である解除閾値ＴＨ２を設定する。本実施形態では、解除閾値ＴＨ２が電流側解除閾値に相当する。出力電流Ｉａｃが過電流状態と判定された後、出力電流Ｉａｃの絶対値が解除閾値ＴＨ２以下になった場合、過電流状態が解除されたと判定される。

図２に戻り、コンパレータ７２の一方の入力端子には、出力電流センサ２４により検出されたリアクトル電流ＩＬｒが入力され、他方の入力端子には、閾値設定部７１からの過電流閾値ＴＨ１又は解除閾値ＴＨ２が入力される。コンパレータ７２は、出力電流Ｉａｃが過電流閾値ＴＨ１よりも大きい場合に、ハイ状態の過電流判定信号ＤＳを出力し、出力電流Ｉａｃが過電流閾値ＴＨ１以下である場合に、ロー状態の過電流判定信号ＤＳを出力する。また、コンパレータ７２は、出力電流Ｉａｃが過電流状態と判定された後は、出力電流Ｉａｃが解除閾値ＴＨ２よりも大きい場合に、ハイ状態の過電流判定信号ＤＳを出力し、出力電流Ｉａｃが解除閾値ＴＨ２以下である場合に、ロー状態の過電流判定信号ＤＳを出力する。

操作部８０は、補正実行部８１と、第１許可判定部８２と、第２許可判定部８３と、第３許可判定部８４と、を備えている。補正実行部８１は、極性切替部５５から出力される第１出力信号ＯＵＴ１，及び反転器３５９から出力される第２出力信号ＯＵＴ２を補正する。第１～第３許可判定部８２～８４は、補正実行部８１による第１，第２出力信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の補正の可否を判定する。

出力電流センサ２４により検出された出力電流Ｉａｃにノイズが重畳することにより、過電流判定部７０が出力電流Ｉａｃを過電流状態と誤判定してしまうおそれがある。この場合、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４のオンオフ操作を反転させてしまうと、電力変換装置１００の動作に悪影響を及ぼすことが懸念される。ここで、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミング近傍において、実電圧Ｖ１と交流電圧Ｖａｃとの位相ずれに起因して第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に過電流が流れやすい。第１許可判定部８２は、交流電圧Ｖａｃの位相θがゼロクロスタイミングの近傍の期間に含まれる場合に、補正実行部８１による第１，第２出力信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の補正を許可すべく、ハイ状態の第１許可信号ＤＰ１を出力する。一方、第１許可判定部８２は、交流電圧Ｖａｃの位相θがゼロクロスタイミングの近傍の期間に含まれない場合に、補正実行部８１による第１，第２出力信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の補正を禁止すべく、ロー状態の第１許可信号ＤＰ１を出力する。

図８を用いて、第１許可信号ＤＰ１について説明する。図８（ａ）は交流電圧Ｖａｃの推移を示し、図８（ｂ）は交流電圧Ｖａｃの位相θの推移を示し、図８（ｃ）は第１許可信号ＤＰ１を示している。第１許可判定部８２は、位相推定部３１により推定された位相θを監視しており、交流電圧Ｖａｃの位相θが補正許可範囲ＰＰ１「θ１－Ｘ～θ１＋Ｘ」に含まれていると判定した場合、現在の制御周期が補正許可期間ＰＰ１に含まれると判定し、第１許可信号ＤＰ１をハイ状態とする。一方、交流電圧Ｖａｃの位相θが補正許可範囲ＰＰ１に含まれていないと判定した場合、現在の制御周期が補正許可期間ＰＰ１に含まれていないと判定し、第１許可信号ＤＰ１をロー状態とする。基準となる位相θ１は、交流電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおけるゼロクロスタイミング（θ１＝０°，１８０°，３６０°）である。

図９を用いて、第２許可信号ＤＰ２について説明する。図９（ａ）は交流電圧Ｖａｃの推移を示し、図９（ｂ）は第２許可信号ＤＰ２を示している。補正許可期間ＰＰ２は交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミングを含む期間であるため、交流電圧Ｖａｃを用いて、補正許可期間ＰＰ２を判定することができる。図９（ａ）では、補正許可期間ＰＰ２は、－ＴＨ３≦Ｖａｃ≦ＴＨ３となる期間である。電圧閾値ＴＨ３は、交流電圧Ｖａｃの振幅よりも小さい値である。第２許可判定部８３は、取得された交流電圧Ｖａｃの絶対値が電圧閾値ＴＨ３以下であると判定した場合に、補正実行部８１による第１，第２出力信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の補正を許可すべくハイ状態の第２許可信号ＤＰ２を出力する。一方、第２許可判定部８３は、取得された交流電圧Ｖａｃの絶対値が電圧閾値ＴＨ３よりも大きいと判定した場合に、補正実行部８１による第１，第２出力信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の補正を禁止すべくロー状態の第２許可信号ＤＰ２を出力する。

続いて、第３許可信号ＤＰ３について説明する。電力変換装置１００において、フルブリッジ回路１２よりも第１，第２直流側端子ＴＤ１，ＴＤ２側で過電流が流れる場合、リアクトル電流ＩＬｒが大きくなることにより、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に過電流が流れることが懸念される。この場合、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４のオンオフ操作を反転させても、出力電流Ｉａｃを低減できない可能性が高い。

図１０（ａ）は、リアクトル電流ＩＬｒの絶対値の推移を示し、図１０（ｂ）は第３許可信号ＤＰ３の推移を示している。第３許可判定部８４は、リアクトル電流ＩＬｒの絶対値を監視している。第３許可判定部８４は、リアクトル電流ＩＬｒの絶対値が所定のリアクトル電流閾値ＴＨ４よりも小さいと判定した場合は、第１，第２出力信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の補正を許可すべくハイ状態の第３許可信号ＤＰ３を出力する。一方、第３許可判定部８４は、リアクトル電流ＩＬｒの絶対値がリアクトル電流閾値ＴＨ４以上であると判定した場合に、リアクトル１３に過電流が流れていると判定し、第１，第２出力信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の補正を禁止すべくロー状態の第３許可信号ＤＰ３を出力する。

図２に戻り、補正実行部８１には、極性切替部５５からの第１出力信号ＯＵＴ１、反転器３５９からの第２出力信号ＯＵＴ２、過電流判定部７０からの過電流判定信号ＤＳ、及び第１～第３許可判定部８３～８５からの第１～第３許可信号ＤＰ１～ＤＰ３が入力される。補正実行部８１の出力部は、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４の各ゲートに接続されている。補正実行部８１から第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４の各ゲートに出力される信号が、第１～第４ゲート信号ＧＳ１～ＧＳ４となる。

補正実行部８１は、過電流判定信号ＤＳがロー状態であれば、第１，第２出力信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の論理に応じた第１～第４ゲート信号ＧＳ１～ＧＳ４を出力する。詳しくは、補正実行部８１は、第１出力信号ＯＵＴ１がハイ状態であれば、ハイ状態の第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４を出力し、第１出力信号ＯＵＴ１がロー状態であれば、ロー状態の第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４を出力する。また、第２出力信号ＯＵＴ２がロー状態であれば、ロー状態の第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３を出力し、第２出力信号ＯＵＴ２がハイ状態であれば、ハイ状態の第２，第３ゲート信号を出力する。

本実施形態では、第１～第６ゲート信号ＧＳ１～ＧＳ６がハイ状態となることにより、第１～第６スイッチＳＷ１～ＳＷ６は、フルオン状態となる。なお、フルオン状態は、スイッチのゲート電圧が閾値電圧以上となってスイッチのオン状態が維持されつつ、スイッチのオン抵抗が略ゼロとなる状態である。

補正実行部８１は、過電流判定信号ＤＳがハイ状態であっても、第１～第３許可信号ＤＰ１～ＤＰ３の少なくとも１つがロー状態であれば、上述したように、第１，第２出力信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の論理に応じた第１～第４ゲート信号ＧＳ１～ＧＳ４を出力する。

補正実行部８１は、過電流判定信号ＤＳがハイ状態であって、かつ第１～第３許可信号ＤＰ１～ＤＰ３の全てがハイ状態であれば、第１，第２出力信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の論理を反転させた値に応じた第１～第４ゲート信号ＧＳ１～ＧＳ４を出力する。詳しくは、補正実行部８１は、第１出力信号ＯＵＴ１がハイ状態であれば、ロー状態の第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４を出力し、第１出力信号ＯＵＴ１がロー状態であれば、ハイ状態の第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４を出力する。また、補正実行部８１は、第２出力信号ＯＵＴ２がロー状態であれば、ハイ状態の第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３を出力し、第２出力信号ＯＵＴ２がハイ状態であれば、ロー状態の第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３を出力する。これにより、出力電流Ｉａｃが過電流状態と判定されている期間において、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組と、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の組とのオンオフ操作が反転される。

次に、本実施形態に係るピーク電流モード制御を用いた第１～第６スイッチＳＷ１～ＳＷ６の操作手順を、図１１を用いて説明する。図１１に示す処理は、制御装置３０により所定の制御周期で繰り返し実施される。

ステップＳ１１では、補正前指令電流ＩＬ＊を算出する。ステップＳ１２では、交流電圧Ｖａｃに基づいて、電流補正値Ｉｃを設定する。ステップＳ１３では、電流補正値Ｉｃにより補正前指令電流ＩＬ＊を補正した値を指令電流ＩＬａ＊として算出する。

ステップＳ１４では、ステップＳ１３で算出した指令電流ＩＬａ＊を用いたピーク電流モード制御により、第５，第６ゲート信号ＧＳ５，ＧＳ６を出力する。

ステップＳ１５では、交流電圧Ｖａｃの極性が正であるか否かを判定する。交流電圧Ｖａｃの極性が正であると判定すると、ステップＳ１６に進み、第１出力信号ＯＵＴ１をハイ状態に設定し、第２出力信号ＯＵＴ２をロー状態に設定する。一方、交流電圧Ｖａｃの極性が負であると判定すると、ステップＳ１７に進み、第１出力信号ＯＵＴ１をロー状態に設定し、第２出力信号ＯＵＴ２をハイ状態に設定する。

ステップＳ１８では、第１，第２出力信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２に対する補正許可判定を行う。具体的には、第１～第３許可信号ＤＰ１～ＤＰ３の全てがハイ状態であると判定すると、第１，第２出力信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の補正を許可し、ステップＳ１９に進む。一方、第１～第３許可信号ＤＰ１～ＤＰ３の少なくとも１つがロー状態であると判定すると、第１，第２出力信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の補正を禁止し、ステップＳ２５に進む。ステップＳ２５では、第１，第２出力信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２を反転させることなく、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４に出力する。これにより、交流電圧Ｖａｃの極性に応じてステップＳ１６又はステップＳ１７で設定した第１出力信号ＯＵＴ１の論理に応じた第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４が第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４に出力され、同様にステップＳ１６又はステップＳ１７で設定した第２出力信号ＯＵＴ２の論理に応じた第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３が第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３に出力される。そして、図１１の処理を一旦終了する。

ステップＳ１９では、出力電流Ｉａｃの絶対値が過電流閾値ＴＨ１よりも大きいか否かを判定する。出力電流Ｉａｃの絶対値が過電流閾値ＴＨ１よりも大きいと判定すると、ステップＳ２０に進み、出力電流Ｉａｃが過電流状態であることを示す過電流判定フラグＦをハイ状態とする。そして、ステップＳ２４に進み、第１出力信号ＯＵＴ１及び第２出力信号ＯＵＴ２の論理を反転させる。具体的には、ステップＳ１６において設定した第１出力信号ＯＵＴ１をロー状態に切り替え、第２出力信号ＯＵＴ２をハイ状態に切り替える。または、ステップＳ１７において設定した第１出力信号ＯＵＴ１をハイ状態に切り替え、第２出力信号ＯＵＴ２をロー状態に切り替える。これにより、第１出力信号ＯＵＴ１により定まる第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４が反転し、第２出力信号ＯＵＴ２により定まる第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３が反転する。

ステップＳ１９において出力電流Ｉａｃの絶対値が過電流閾値ＴＨ１以下であると判定すると、ステップＳ２１に進み、過電流判定フラグＦがハイ状態となっているか否かを判定する。過電流判定フラグＦがロー状態であると判定すると、ステップＳ２５に進む。一方、出力電流Ｉａｃを過電流状態であると判定している場合、ステップＳ２１において過電流判定フラグＦがハイ状態であると判定され、ステップＳ２２に進み、過電流状態が解消したか否かを判定する。具合的には、ステップＳ２２では、出力電流Ｉａｃの絶対値が解除閾値ＴＨ２以下か否かを判定する。出力電流Ｉａｃの絶対値が解除閾値ＴＨ２よりも大きいと判定すると、ステップＳ２４に進む。この場合、過電流状態の判定を継続する。出力電流Ｉａｃの絶対値が解除閾値ＴＨ２以下であると判定すると、ステップＳ２３に進み、過電流判定フラグＦをロー状態とする。即ち、過電流状態の判定を解除する。

次に、図１２を用いて、制御装置３０の処理について説明する。図１２（ａ）は実電圧Ｖ１及び交流電圧Ｖａｃの推移を示し、図１２（ｂ）は第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４の推移を示し、図１２（ｃ）は第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３の推移を示し、図１２（ｄ）は出力電流Ｉａｃの推移を示す。

実電圧Ｖ１と交流電圧Ｖａｃとの間で位相のずれが生じることにより、時刻ｔ１以降において実電圧Ｖ１が正であるのに交流電圧Ｖａｃが負となる期間が生じる。そのため、フルブリッジ回路１２内に短絡回路が生じ、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に流れる負の出力電流Ｉａｃが増加する。

時刻ｔ２において、出力電流Ｉａｃの絶対値が過電流閾値ＴＨ１よりも大きくなることにより、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４がロー状態からハイ状態に切り替えられ、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３がハイ状態からロー状態に切り替えられる。これにより、負の出力電流Ｉａｃの増加が抑制され、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２の過電流状態が解消される。なお、図１２（ｂ），（ｃ）では、破線にて、制御装置３０により第１～第４ゲート信号ＧＳ１～ＧＳ４の切り替えが実施されないと想定した場合の第１～第４ゲート信号ＧＳ１～ＧＳ４を示す。

時刻ｔ３では、交流電圧Ｖａｃの極性が負から正に変化することにより、交流電圧Ｖａｃと実電圧Ｖ１との極性が一致する。これにより、フルブリッジ回路１２内には短絡回路が生じない。交流電圧Ｖａｃ及び実電圧Ｖ１が正となる期間では、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に正の出力電流Ｉａｃが流れる。

時刻ｔ４では、実電圧Ｖ１の極性が正から負に変化することにより、交流電圧Ｖａｃと実電圧Ｖ１との極性が不一致となる。これにより、フルブリッジ回路１２に短絡回路が生じ、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に流れる正の出力電流Ｉａｃが増加する。

時刻ｔ５で、出力電流Ｉａｃの絶対値が過電流閾値ＴＨ１よりも大きくなることにより、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４がハイ状態からロー状態に切り替えられ、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３がロー状態からハイ状態に切り替えられる。これにより、正の出力電流Ｉａｃが低下し、過電流状態が解消される。なお、時刻ｔ６で、交流電圧Ｖａｃの極性が正から負に変化することにより、交流電圧Ｖａｃと実電圧Ｖ１との極性が一致するため、フルブリッジ回路１２内に短絡回路が生じなくなる。

続いて、先の図３で説明した基準補正値マップの作成方法について図１３を用いて説明する。

本実施形態では、乖離幅Δｉを、補正前指令電流ＩＬ＊からリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅを引いた値としている。なお、図１３において、Ｄは、第５スイッチＳＷ５におけるオン期間のデューティ比を示す。

図１３より、乖離幅Δｉは、オン期間（＝Ｄ×Ｔｓｗ）でのスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの最大増加分Δｓｌｏｐｅに、リアクトル電流ＩＬｒの最大増加分ΔＩＬの半分の値（ΔＩＬ／２）を加えたものとみなすことができる。そのため、乖離幅Δｉは、下記数式（１）により算出される。

Δｉ＝ＩＬ＊－Ｉａｖｅ＝Δｓｌｏｐｅ＋ΔＩＬ／２ … （２）
また、リアクトル電流ＩＬｒの最大増加分ΔＩＬは、リアクトル１３の両端に生じる電圧と、リアクトル１３のインダクタンスＬとを用いて、下記式（３）により算出することができる。

また、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの最大増加分Δｓｌｏｐｅは、下記式（４）により算出することができる。
Δｓｌｏｐｅ ＝ ｍｓ×Ｄ×Ｔｓｗ … （４）
例えば、乖離幅Δｉを算出する際のスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓは、傾きｍｓの平均値を用いればよい。

第５スイッチＳＷ５のオン期間のデューティ比Ｄは、交流電圧ａｃの実効値Ｖｒｍｓを用いて、下記式（５）により算出することができる。

上記式（２）～（５）により乖離幅Δｉは上記式（１）として算出される。本実施形態では、上記式（１）で示される乖離幅Δｉを用いて、基準補正値Ｉｈを算出する。例えば、乖離幅Δｉに算出係数αを乗算した値を、基準補正値Ｉｈとして用いることができる。なお、算出係数αは、０より大きく、１以下の値とすることができる。そして、算出した各基準補正値Ｉｈを、実効値Ｖｒｍｓ毎に記録することで、基準補正値マップを作成することができる。

以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏することができる。

・制御装置３０は、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に流れる出力電流Ｉａｃが過電流状態であるか否かを判定する。制御装置３０は、過電流状態であると判定した場合に、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４のオンオフ操作を反転させる。これにより、交流電源２００の急な電圧変動や、交流電圧センサ２３の検出誤差に起因して、交流電圧Ｖａｃと実電圧Ｖ１との間に位相のずれが生じる場合でも、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に過剰な出力電流Ｉａｃが流れるのが抑制される。また、交流電圧Ｖａｃと実電圧Ｖ１との間の位相のずれが解消した後は、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４のオンオフ操作の反転が行われなくなることにより、電力変換装置１００の動作を継続させることができる。

・制御装置３０は、過電流状態であると判定した場合に、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組と、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の組とのうち、オン操作されているスイッチの組をオフ操作に切り替え、残りのスイッチの組をオン操作に切り替える。これにより、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組と、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の組との間のオンオフ操作の切り換えタイミングのずれが解消され、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に過電流が流れるのをいっそう抑制することができる。

・制御装置３０は、出力電流Ｉａｃの絶対値が過電流閾値ＴＨ１よりも大きい場合に、過電流状態であると判定する。その後、制御装置３０は、出力電流Ｉａｃの絶対値が、過電流閾値ＴＨ１よりも小さい解除閾値ＴＨ２以下であると判定した場合に、出力電流Ｉａｃの過電流状態が解消されたと判定する。これにより、出力電流Ｉａｃが上昇から下降に転じた際に出力電流Ｉａｃの変動により、再度、過電流状態であると判定されることが抑制され、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４のオンオフ操作が不要に切り換えられるのを防止することができる。

・制御装置３０は、位相θが、交流電圧Ｖａｃのゼロクロスタイミング近傍の期間であることを条件に、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組と、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の組とのオンオフ操作を反転させる。これにより、ノイズ等の影響によって過電流状態であることを誤判定した場合でも、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４のオンオフ操作を反転させてしまうのを抑制することができる。

・制御装置３０は、交流電圧Ｖａｃの絶対値が所定の電圧閾値ＴＨ３よりも小さいことを条件に、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組と、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の組とのオンオフ操作を反転させる。これにより、ノイズ等の影響によって過電流状態であることを誤判定した場合でも、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４のオンオフ操作を反転させてしまうのを抑制することができる。

・制御装置３０は、リアクトル電流ＩＬｒの絶対値がリアクトル電流閾値ＴＨ４よりも小さいことを条件に、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組と、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の組とのオンオフ操作を反転させる。これにより、交流電源２００の急な電圧変動や、交流電圧センサ２３の検出誤差に起因する過剰な出力電流のみを抑制することができる。

＜第１実施形態の変形例１＞
制御装置３０は、過電流状態であると判定している場合に、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組と、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の組とのうち、オン操作されている組のみをオフ操作に切り換えてもよい。例えば、図６（ａ）で示したフルブリッジ回路１２内に形成された短絡回路のうち、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオン操作からオフ操作に切り替わることにより、第１電流Ｉ１が流れる短絡回路が形成されなくなる。これにより、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に流れる出力電流が減少し、過電流状態が緩和される。

＜第２実施形態＞
第２実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

ピーク電流モード制御では、指令電流ＩＬａ＊に応じた出力電流Ｉａｃが流れるため、出力電流Ｉａｃが過電流状態になっていなければ、出力電流Ｉａｃと指令電流ＩＬａ＊との偏差は相対的に小さくなる。一方、出力電流Ｉａｃが過電流状態になっていれば、出力電流Ｉａｃと指令電流ＩＬａ＊との偏差は相対的に大きくなる。

本実施形態では、過電流判定部７０は、出力電流Ｉａｃの絶対値と指令電流ＩＬａ＊との差の絶対値が偏差閾値ＴＨ５よりも大きい場合に、過電流状態であると判定する。図１４は、本実施形態に係る第１～第６スイッチの操作手順を説明するフローチャートである。図１４に示す処理は、制御装置３０により所定の制御周期で繰り返し実施される。

ステップＳ１８において、第１～第３許可信号ＤＰ１～ＤＰ３の全てがハイ状態であると判定すると、ステップＳ３０に進む。ステップＳ３０では、出力電流Ｉａｃの絶対値と指令電流ＩＬａ＊との差の絶対値が偏差閾値ＴＨ５よりも大きいか否かを判定する。ステップＳ３０において肯定判定すると、ステップＳ２０に進み、過電流判定フラグＦをハイ状態に設定する。一方、ステップＳ３０において否定判定すると、ステップＳ２１に進む。

本実施形態においても、出力電流Ｉａｃの絶対値と指令電流ＩＬａ＊との偏差を用いて、過電流状態であると判定した後に、ヒステリシスを考慮して過電流状態の判定からの解除条件を定めている。具体的には、図１４のステップＳ３０で否定判定して、ステップＳ３１に進む場合、出力電流Ｉａｃの絶対値と指令電流ＩＬａ＊との差の絶対値が、偏差閾値ＴＨ５よりも小さい値である偏差側解除閾値ＴＨ６以下であるか否かを判定する。ステップＳ３１で肯定判定すると、ステップＳ２３に進み、過電流判定フラグＦをロー状態に設定する。一方、ステップＳ３１で否定判定すると、ステップＳ２４に進み、過電流状態の判定を継続する。

以上説明した本実施形態では、指令電流ＩＬａ＊を基準として、出力電流Ｉａｃが過電流状態であるか否かを判定することができるため、出力電流Ｉａｃが低い値である場合でも、出力電流Ｉａｃが過電流状態であるか否かを適正に判定することができる。

＜第３実施形態＞
第３実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

電力変換装置１００では、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組がオン操作される期間において、正の出力電流Ｉａｃが流れ、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の組がオン操作される期間において、負の出力電流Ｉａｃが流れる。本実施形態では、制御装置３０は、出力電流Ｉａｃが正となる正の過電流状態を判定した場合に、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオン操作される期間であることを条件に、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４の操作をオン操作からオフ操作に反転させる。また、制御装置３０は、出力電流Ｉａｃが負となる負の過電流状態であると判定した場合に、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオン操作される期間であることを条件に、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の操作をオン操作からオフ操作に反転させる。

図１５は、本実施形態に係る第１～第６スイッチの操作手順を説明するフローチャートである。図１５に示す処理は、制御装置３０により所定の制御周期で繰り返し実施される。図１５に示す処理では、先の図１１に示した処理のステップＳ１８，Ｓ１９に代えて、ステップＳ４０～Ｓ４２が設けられている。

ステップＳ１６又はステップＳ１７において、交流電圧Ｖａｃの極性に応じて、第１，第２出力信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の論理を切り換えると、ステップＳ４０に進む。ステップＳ４０では、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオン操作される期間であるか否かを判定する。例えば、第１出力信号ＯＵＴ１の論理がハイ状態である場合に、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオン操作される期間であると判定する。ステップＳ４０を肯定判定した場合、ステップＳ４１に進む。

ステップＳ４１では、出力電流Ｉａｃが正の過電流状態であるか否かを判定する。具体的には、出力電流Ｉａｃが過電流閾値ＴＨ１よりも大きい場合に、出力電流Ｉａｃが正の過電流状態であると判定する。そして、ステップＳ２０に進み、過電流判定フラグＦをハイ状態に設定する。一方、出力電流Ｉａｃが過電流閾値ＴＨ１以下である場合、出力電流Ｉａｃが過電流状態でないとして、ステップＳ２１に進む。

ステップＳ４０を否定判定した場合、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオン操作される期間であるため、ステップＳ４２では、出力電流Ｉａｃが負の過電流状態であるか否かを判定する。具体的には、出力電流Ｉａｃが過電流閾値ＴＨ１の符号を負とした値（＝－ＴＨ１）よりも小さい場合に、出力電流Ｉａｃが負の過電流状態であると判定する。そして、ステップＳ２０に進み、過電流判定フラグＦをハイ状態に設定する。一方、ステップＳ４２を否定判定する場合、ステップＳ２１に進む。

以上説明した第３実施形態では、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

＜第４実施形態＞
第４実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

電力変換装置１００において、フルブリッジ回路１２よりも第１，第２直流側端子ＴＤ１，ＴＤ２側で過電流が流れる場合、リアクトル電流ＩＬｒが大きくなることにより、リアクトル電流ＩＬｒと指令電流ＩＬａ＊との差の絶対値が大きくなる。一方で、交流電圧Ｖａｃと実電圧Ｖ１との間の位相がずれることにより過剰な出力電流Ｉａｃが流れる場合、リアクトル電流ＩＬｒと指令電流ＩＬａ＊との差の絶対値は大きな値とならない。本実施形態では、制御装置３０は、リアクトル電流ＩＬｒと指令電流ＩＬａ＊との差の絶対値が所定の電流差閾値ＴＨ７よりも小さいことを条件に、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４のオンオフ操作を反転させる。

図１６は、本実施形態に係る第１～第６スイッチの操作手順を説明するフローチャートである。図１６に示す処理は、制御装置３０により所定の制御周期で繰り返し実施される。

ステップＳ５０では、リアクトル電流ＩＬｒと指令電流ＩＬａ＊との差の絶対値が電流差閾値ＴＨ７よりも小さいか否かを判定する。ステップＳ５０で肯定判定する場合、フルブリッジ回路１２よりも第１，第２直流側端子ＴＤ１，ＴＤ２側で過電流が流れていないため、ステップＳ１９に進む。一方、ステップＳ５０で否定判定する場合、フルブリッジ回路１２よりも第１，第２直流側端子ＴＤ１，ＴＤ２側で過電流が流れているため、ステップＳ２５に進む。

以上説明した本実施形態では、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

＜第５実施形態＞
第５実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

本実施形態では、制御装置３０は、過電流状態であると判定している期間に渡って、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４の全てをオフ操作することにより、過剰な出力電流Ｉａｃを低減する。具体的には、制御装置３０は、過電流状態であると判定している期間に渡って、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組と、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の組とのうち、オン操作されているスイッチの組のみをオフ操作に切り替える。

図１７に示すように、本実施形態に係る制御装置３０では、ＲＳフリップフロップ３５７のＱ端子からの出力及び反転器３５８からの出力は、操作部８０の補正実行部８１に入力される。本実施形態では、補正実行部８１の出力は、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４の各ゲートに加えて、第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ５の各ゲートに接続されている。補正実行部８１から第５スイッチＳＷ５のゲートに出力される信号が、第５ゲート信号ＧＳ５となり、補正実行部８１から第６スイッチＳＷ６のゲートに出力される信号が、第６ゲート信号ＧＳ６となる。以下では、ＲＳフリップフロップ３５７のＱ端子から補正実行部８１に出力される信号を、第３出力信号ＯＵＴ３と称し、反転器３５８から補正実行部８１に出力される信号を、第４出力信号ＯＵＴ４と称する。

補正実行部８１は、過電流判定信号ＤＳがハイ状態であって、かつ第１～第３許可信号ＤＰ１～ＤＰ３のすべてがハイ状態であれば、第１，第２出力信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２のうち、ハイ状態の出力信号の論理をロー状態に反転させる。この場合、補正実行部８１は、第１出力信号ＯＵＴ１がハイ状態であれば、第１出力信号ＯＵＴ１の論理を反転させることにより、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４をロー状態にする。また、補正実行部８１は、第２出力信号ＯＵＴ２がハイ状態であれば、第２出力信号ＯＵＴ２の論理を反転させることにより、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３をロー状態にする。これにより、過電流状態であると判定されている期間において、第１～第４ゲート信号ＧＳ１～ＧＳ４の全てがロー状態に維持される。

補正実行部８１は、過電流状態でないことが判定されている場合において、第３出力信号ＯＵＴ３がハイ状態であれば、第５ゲート信号ＧＳ５をハイ状態にし、第３出力信号ＯＵＴ３がロー状態であれば、第５ゲート信号をロー状態にする。補正実行部８１は、過電流状態でないことが判定されている場合において、第４出力信号ＯＵＴ４がハイ状態であれば、第６ゲート信号ＧＳ６をハイ状態にし、第４出力信号ＯＵＴ４がロー状態であれば、第６ゲート信号をロー状態にする。

制御装置３０により第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４の全てがオフ操作されている期間において、リアクトル１３から中間コンデンサ１４に電流が流れ込むことで、中間コンデンサ１４が充電される。そして、制御装置３０により過電流状態でないことが判定された場合、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組と、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の組とのいずれかの組がオン操作される際に、中間コンデンサ１４に蓄積された電荷により、オン操作されたスイッチの組に突入電流が流れるおそれがある。

本実施形態では、補正実行部８１は、過電流状態であることが判定されている期間に渡って、第３，第４出力信号ＯＵＴ３，ＯＵＴ４の状態に関わらず、第５，第６ゲート信号ＧＳ５，ＧＳ６をロー状態に維持する。これにより、第１直流側端子ＴＤ１側から第５スイッチＳＷ５を介して中間コンデンサ１４に電流が流れ込むことを抑制できる。その結果、リアクトル電流ＩＬｒの増加が抑制され、ひいては過電流状態が解消された場合にオン操作されたスイッチの組に突入電流が流れることを防止できる。

次に、本実施形態に係るピーク電流モード制御を用いた第１～第６スイッチＳＷ１～ＳＷ６の操作手順を、図１８を用いて説明する。図１８に示す処理は、制御装置３０により所定周期で繰り返し実施される。

ステップＳ１３において指令電流ＩＬａ＊を算出した後、ステップＳ６０では、ピーク電流モード制御により、第３，第４出力信号ＯＵＴ３，ＯＵＴ４を出力する。その後、ステップＳ１８において、第１～第３許可信号ＤＰ１～ＤＰ３の全てがハイ状態であると判定すると、ステップＳ１９に進む。

ステップＳ１９において、出力電流Ｉａｃの絶対値が過電流閾値ＴＨ１よりも大きいと判定すると、ステップＳ２０を経由してステップＳ６１に進み、第１，第２出力信号ＯＵＴ１，ＯＵＴ２のうち、ハイ状態となっている信号の論理を反転させる。これにより、第１～第４ゲート信号ＧＳ１～ＧＳ４のすべてがロー状態になることで、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４の全てがオフ操作される。

ステップＳ６２では、第３，第４出力信号ＯＵＴ３，ＯＵＴ４のうち、ハイ状態となっている信号の論理を反転させる。これにより、第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６がロー状態となることにより、リアクトル１３から中間コンデンサ１４に流れ込む電流が抑制される。

ステップＳ１９において出力電流Ｉａｃの絶対値が過電流閾値ＴＨ１以下であると判定し、その後、ステップＳ２１で否定判定すると、ステップＳ２５を経由してステップＳ６３に進む。ステップＳ６３では、第３，第４出力信号ＯＵＴ３，ＯＵＴ４の論理に応じた第５，第６ゲート信号ＧＳ５，ＧＳ６を出力する。

以上説明した本実施形態では以下の効果を奏することができる。

・制御装置３０は、過電流状態であると判定している期間に渡って、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組と、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の組とのうち、オン操作されているスイッチの組をオフ操作に切り替える。これにより、過電流状態では、フルブリッジ回路１２がオフ操作されることにより、過剰な出力電流Ｉａｃの抑制効果を高めることができる。

・制御装置３０は、過電流状態であると判定している期間に渡って、第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６のオフ操作を維持する。これにより、フルブリッジ回路１２のオン操作が再開された際に、中間コンデンサ１４に蓄積された電荷に起因してフルブリッジ回路１２に突入電流が流れるのを抑制することができる。

＜第６実施形態＞
第６実施形態では、第５実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第５実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

本実施形態では、補正実行部８１は、過電流状態であると判定されている期間に渡って、第５スイッチＳＷ５を半オン状態とすることにより、リアクトル１３から中間コンデンサ１４に流れ込む電流を抑制する。第５スイッチＳＷ５の半オン状態は、オン状態が維持されつつ、オン抵抗が第５スイッチＳＷ５のフルオン状態よりも高い値となる状態である。

次に、本実施形態に係るピーク電流モード制御を用いた第１～第６スイッチＳＷ１～ＳＷ６の操作手順を、図１９を用いて説明する。図１９に示す処理は、制御装置３０により所定周期で繰り返し実施される。

ステップＳ６１の処理の完了後、ステップＳ７０に進み、第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６のうち、オン操作の対象となるスイッチを半オン状態に維持する。具体的には、第３出力信号ＯＵＴ３がハイ状態となっている場合に、第５ゲート信号ＧＳ５の電圧を、第５スイッチＳＷ５が半オン状態となる電圧まで低下させる。また、第４出力信号ＯＵＴ４がハイ状態となっている場合に、第６ゲート信号ＧＳ６の電圧を、第６スイッチＳＷ６が半オン状態となる電圧まで低下させる。

以上説明した本実施形態では、第５実施形態の効果に準じた効果を奏することができる。

＜第６実施形態の変形例＞
補正実行部８１は、過電流状態であると判定している期間に渡って、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組と、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の組とのうち、オン操作されているスイッチの組を半オン状態にすることにより、オン抵抗を増加させてもよい。これにより、フルブリッジ回路１２から第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に流れる出力電流Ｉａｃを抑制することができる。この場合、図１８，図１９のステップＳ６１において、第１出力信号ＯＵＴ１がハイ状態となっていれば、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４の電圧を、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４が半オン状態となる電圧まで低下させる。一方、第２出力信号ＯＵＴ２がハイ状態となっていれば、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３の電圧を、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３が半オン状態となる電圧まで低下させる。以上説明した本実施形態では、第６実施形態の効果に準じた効果を奏することができる。

＜その他の実施形態＞
・操作部８０は、第１～第３許可判定部８２～８４のうち、いずれか１つを備えていてもよい。また、操作部８０は、第１～第３許可判定部８２～８４のいずれも備えていなくともよい。この場合、図１１，図１４，図１６，図１８，図１９において、ステップＳ１８の処理を抹消し、ステップＳ１５において、ステップＳ４０の処理を抹消すればよい。

・第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４は、ＩＧＢＴであってもよい。この場合、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４には、ボディーダイオードに代えて、フリーホイールダイオードが逆並列接続されている。

・電力変換装置１００は、直流電圧を交流電圧に変換するもの以外にも、直流電圧と交流電圧とのうち、入力された一方の電圧を他方の電圧に変換する双方向型の電力変換装置であってもよい。電力変換装置１００が交流電圧を直流電圧に変換する場合、第６スイッチＳＷ６が駆動スイッチに相当する。

・制御装置３０は、ピーク電流モード制御により、第５スイッチＳＷ５を操作するための第５ゲート信号ＧＳ５を出力することに代えて、平均電流モード制御により、第５ゲート信号ＧＳ５を出力するものであってもよい。

・本開示に記載の制御装置及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウエア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウエア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

１２…フルブリッジ回路、１３…リアクトル、３０…制御装置、５０…電流制御部、７０…過電流判定部、８０…操作部、１００…電力変換装置、２００…交流電源

Claims (13)

1. リアクトル（１３）、駆動スイッチ（ＳＷ５）、第１交流側端子（ＴＡ１）、第２交流側端子（ＴＡ２）、第１直流側端子（ＴＤ１）、第２直流側端子（ＴＤ２）、及び前記各交流側端子と前記リアクトルとの間に設けられたフルブリッジ回路（１２）を有し、前記各交流側端子から入力された交流電源の交流電圧を直流電圧に変換して前記各直流側端子から出力する機能、及び前記各直流側端子から入力された直流電圧を交流電圧に変換して前記各交流側端子から出力する機能のうち、少なくとも一方の機能を有する電力変換装置（１００）の制御装置（３０）において、
   前記フルブリッジ回路は、第１スイッチ（ＳＷ１）及び第２スイッチ（ＳＷ２）の直列接続体、並びに第３スイッチ（ＳＷ３）及び第４スイッチ（ＳＷ４）の直列接続体を有し、前記各直列接続体が並列接続されて構成されており、
   前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチそれぞれには、ダイオード（Ｄ１～Ｄ４）が逆並列に接続されており、
   前記第１交流側端子には、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点が接続されており、
   前記第２交流側端子には、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点が接続されており、
   前記交流電源の電圧値である交流電圧を取得する交流電圧取得部と、
   取得された前記交流電圧の極性に基づいて、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチの組と、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチの組とを交互にオン操作する操作部（８０）と、
   前記交流電源に流れる電流が過電流状態であるか否かを判定する過電流判定部（７０）と、を備え、
   前記操作部は、前記過電流状態であると判定された場合に、前記各交流側端子に流れる電流を低下させるべく、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチのうち少なくともオン操作されているスイッチの操作態様を変更する電力変換装置の制御装置。
2. 前記操作部は、前記過電流状態であると判定された場合に、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチの組と、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチの組とのうち、オン操作されているスイッチの組をオフ操作に切り替え、残りのスイッチの組をオン操作に切り替える請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
3. 前記操作部は、前記過電流状態であると判定されている期間に渡って、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチの組と、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチの組とのうち、オン操作されているスイッチの組のみをオフ操作に切り替える請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
4. 前記操作部は、前記過電流状態であると判定されている期間に渡って、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチの組と、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチの組とのうち、オン操作されているスイッチの組のみについて、オン状態を維持しつつゲート電圧を低下させることでオン抵抗を増加させる請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
5. 前記操作部は、前記過電流状態であると判定されている期間に渡って、前記駆動スイッチをオフ操作に維持する、又は前記駆動スイッチをオン状態に維持しつつゲート電圧を低下させることで前記駆動スイッチのオン抵抗を増加させる請求項３又は４に記載の電力変換装置の制御装置。
6. 前記過電流判定部は、前記各交流側端子に流れる電流の絶対値が過電流閾値よりも大きい場合に前記過電流状態であると判定し、その後、前記各交流側端子に流れる電流の絶対値が、前記過電流閾値よりも小さい電流側解除閾値以下になったと判定した場合に、前記過電流状態でないと判定する請求項１～５のいずれか１項に記載の電力変換装置の制御装置。
7. 前記各直流側端子から入力された直流電圧を交流電圧に変換して前記各交流側端子から出力する機能を有する電力変換装置の制御装置において、
   前記リアクトルに流れる電流値であるリアクトル電流を取得する電流取得部と、
   取得された前記リアクトル電流を、取得された前記交流電圧に基づいて生成された電流指令値に制御すべく、前記駆動スイッチをオンオフ操作する電流制御部（５０）と、を備え、
   前記過電流判定部は、前記各交流側端子に流れる電流と前記電流指令値との差の絶対値が偏差閾値よりも大きい場合に、前記過電流状態であると判定する請求項１～５のいずれか一項に記載の電力変換装置の制御装置。
8. 前記過電流判定部は、前記過電流状態であると判定し、その後に、前記各交流側端に流れる電流と、前記電流指令値との差の絶対値が前記偏差閾値よりも小さい偏差側解除閾値を下回った場合に、前記過電流状態でないと判定する請求項７に記載の電力変換装置の制御装置。
9. 前記操作部は、前記過電流状態であると判定された場合に、前記リアクトルに流れる電流と前記電流指令値との差の絶対値が所定の電流差閾値よりも小さいことを条件に、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチのうち少なくともオン操作されているスイッチの操作態様を変更する請求項７又は８に記載の電力変換装置の制御装置。
10. 前記操作部は、前記過電流状態であると判定された場合に、取得された前記交流電圧がゼロとなるゼロクロスタイミング近傍の期間であることを条件に、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチのうち少なくともオン操作されているスイッチの操作態様を変更する請求項１～９のいずれか一項に記載の電力変換装置の制御装置。
11. 前記操作部は、前記過電流状態であると判定された場合に、取得された前記交流電圧の絶対値が所定の電圧閾値よりも小さいことを条件に、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチのうち少なくともオン操作されているスイッチの操作態様を変更する請求項１～１０のいずれか一項に記載の電力変換装置の制御装置。
12. 前記操作部は、前記過電流状態であると判定された場合に、前記リアクトルに流れる電流の絶対値が所定のリアクトル電流閾値よりも小さいことを条件に、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチのうち少なくともオン操作されているスイッチの操作態様を変更する請求項１～１１のいずれか一項に記載の電力変換装置の制御装置。
13. 前記操作部は、取得された前記交流電圧の極性が正の期間において、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチの組をオン操作し、かつ、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチの組をオフ操作し、取得された前記交流電圧の極性が負の期間において、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチの組をオン操作し、かつ、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチの組をオフ操作し、
    前記過電流判定部は、前記過電流状態として、前記第１交流側端子から前記交流電源を介して前記第２交流側端子へと向かう方向に過電流が流れる正の過電流状態と、前記第２交流側端子から前記交流電源を介して前記第１交流側端子へと向かう方向に過電流が流れる負の過電流状態とを判定し、
    前記操作部は、前記正の過電流状態であると判定された場合に、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチの組がオン操作される期間であることを条件に、又は前記負の過電流状態であると判定された場合に、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチの組がオン操作される期間であることを条件に、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチのうち少なくともオン操作されているスイッチの操作態様を変更する請求項１～１２のいずれか一項に記載の電力変換装置の制御装置。

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