WO2013146338A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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side switching
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細谷達也
山口直毅
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply device, and more particularly to a resonant switching power supply device that uses a resonance phenomenon for power conversion operation.
  • the switching power supply device described in Patent Document 1 turns on and off the high-side switching element and the low-side switching element alternately based on the voltage generated in two auxiliary windings provided in the insulation transformer, and the primary winding of the insulation transformer. A resonant voltage is generated on the line, and as a result, a constant DC voltage is output from the secondary winding of the isolation transformer.
  • the switching power supply device described in Patent Document 1 has a configuration in which a primary winding is wound between two auxiliary windings and a secondary winding. As a result, the two auxiliary windings generate a voltage generated in the two auxiliary windings in the primary winding by strengthening the coupling with the primary winding and weakening the coupling with the secondary winding. This makes it possible to perform ZVS (zero voltage switching) operation.
  • the low-side switching element is driven with a waveform similar to the voltage waveform generated in the inductance of the primary winding, and the high-side switching element is generated in the inductance of the secondary winding. It is desirable to drive with a waveform similar to the voltage waveform, and the operation in which the high-side switching element and the low-side switching element are alternately turned on / off becomes more reliable.
  • the low-side drive winding strengthens the coupling with the primary winding
  • the voltage waveforms of the low-side drive winding and the primary winding are similar
  • the high-side drive winding has a coupling with the secondary winding. It is necessary to make the voltage waveforms of the high-side drive winding and the secondary winding similar to each other.
  • an object of the present invention is to provide a switching power supply device in which an appropriate distance is provided between the windings.
  • the coupling between the low side drive winding and the primary winding and the coupling between the high side drive winding and the secondary winding are strengthened, and the ZVS operation of the high side switching element and the low side switching element can be performed reliably. It is to provide a power supply device.
  • a switching power supply includes a power supply voltage input unit to which an input power supply voltage is input, a DC voltage output unit to which a DC voltage is output, a primary winding wound around a bobbin winding unit, and 2 A secondary winding, a low-side drive winding and a high-side drive winding, a transformer having a core forming a closed magnetic circuit, a capacitor including the primary winding to form an LC resonance circuit, and the power supply voltage input unit
  • a switching control having a series circuit of a low-side switching element and a high-side switching element, a low-side switching control unit that controls the low-side switching element, and a high-side switching control unit that controls the high-side switching element, connected to
  • the LC resonant circuit includes a leakage current of the primary winding or the secondary winding of the transformer.
  • the low-side switching element is connected in series to the primary winding and applies the voltage of the power supply voltage input unit to the primary winding when turned on, and the low-side switching control unit includes the low-side drive
  • the low side switching element is turned on by detecting polarity reversal of the winding voltage generated in the winding, and the low side switching element is turned off in a time based on a feedback signal of a circuit for detecting an output voltage
  • the high side switching control unit Detects the polarity reversal of the winding voltage generated in the high-side drive winding, turns on the high-side switching element, turns off the high-side switching element according to the on-time of the low-side switching element
  • the bobbin includes a partition having a slit, and the partition Is provided along the outer periphery of the winding part, and a first winding area in which the primary winding is wound around the winding part and a second winding area in which the secondary winding is wound.
  • the primary winding is wound from the outer peripheral surface of the winding portion to a first height h1, and the secondary winding is a second height from the outer peripheral surface of the winding portion.
  • the low-side drive winding and the high-side drive winding are provided along the winding axis direction with the high-side drive winding on the secondary winding side, and the primary side It is wound around a winding.
  • the low-side drive winding and the high-side drive winding are wound outside the primary winding, the coupling between the low-side drive winding and the high-side drive winding and the primary winding is strong.
  • the waveform of the voltage generated in the low-side drive winding is similar to the waveform of the voltage generated in the primary winding, so the low-side switching control unit detects the reversal of the voltage polarity generated in the low-side drive winding.
  • the ZVS operation of the low side switching element can be reliably performed by appropriately detecting the resonance timing and turning on the low side switching element.
  • the timing of resonance can be detected appropriately, the reliability of the apparatus can be improved by preventing a state in which the resonance condition is removed (“resonance out of resonance”).
  • the high-side drive winding and the secondary winding have substantially the same winding axis, and at least part of the winding is wound at the same height between the heights h1 and h2.
  • the coupling between the drive winding and the secondary winding is strong.
  • the waveform of the voltage generated in the high-side drive winding is similar to the waveform of the voltage generated in the secondary winding, and the high-side switching control unit performs high-side switching at the timing when the voltage is generated in the secondary winding.
  • the device can be turned on to perform the ZVS operation of the high-side switching device.
  • the switching power supply device includes a cover that has a projection that fits into the slit of the bobbin, and covers the primary winding, the secondary winding, the low-side driving winding, and the high-side driving winding.
  • the configuration is preferable.
  • the convex distance is fitted to the slit of the bobbin, so that the spatial distance between the primary winding and the secondary winding can be increased to the same level as the creepage distance. While maintaining, the primary winding and the secondary winding can be brought close to each other to strengthen the mutual coupling.
  • the height of the partition on the side facing the substrate on which the transformer is mounted may be higher than the second height h2.
  • the convex part of the cover that covers the winding is fitted with the slit of the bobbin, so that the clearance is increased to the same level as the creepage distance to ensure a safety standard distance
  • the convex part of the cover and the slit of the bobbin cannot be fitted, so in this configuration, the transformer is mounted without increasing the overall size of the transformer.
  • a space insulation distance between the primary winding and the secondary winding can be ensured by making the height of the partitioning portion on the side facing the substrate higher than the second height h2.
  • the partition part may be provided at a position off the center of the length of the winding part along the winding axis.
  • the gap position of the core of the transformer by setting the gap position of the core of the transformer to be approximately the center of the winding portion, the leakage magnetic flux from the gap can be absorbed (shielded) by the winding, and thus the influence of the magnetic flux on the peripheral circuit can be prevented.
  • the secondary winding may have a first winding and a second winding wound by a center tap and bifilar wound.
  • the first winding of the primary winding and the secondary winding are made the same by coupling the primary winding with the first winding and the second winding of the secondary winding.
  • the coupling between the line and the second winding can be made uniform, and an unbalanced operation at the time of center tap rectification can be prevented.
  • the cross section of the core in the direction orthogonal to the winding axis may have a flat shape in which the mounting height dimension direction of the transformer is the shortest length.
  • the capacitor may be connected between the high-side switching element and the low-side switching element.
  • a current detection capacitor is connected in parallel to the resonance capacitor, and the current flowing through the resonance capacitor is slightly shunted to the current detection capacitor, so that the resonance current flowing through the resonance capacitor can be detected equivalently.
  • an overcurrent protection circuit can be configured, and loss at the detection resistor can be reduced.
  • Sectional drawing of the bobbin of the transformer according to Embodiment 1 Three views of the transformer according to the first embodiment Sectional view taken along line III-III in FIG. Three views of transformer cover Sectional view taken along line VV in FIG.
  • Top view and front view of magnetic core of transformer Sectional drawing which expanded the part of a slit and a convex part at the time of covering a bobbin 1 is a circuit diagram of a switching power supply device 101 according to a first embodiment.
  • Waveform diagram showing changes in high-side drive winding voltage and transistor base-emitter voltage when load changes occur The gate-source voltage of the low-side switching element, the gate-source voltage of the high-side switching element, the drain-source voltage of the low-side switching element, the base-emitter voltage of the transistor, the voltage Vis of the IS terminal of the switching control IC, and Waveform diagram showing the relationship of the voltage Vzt at the ZT terminal Waveform diagram of the voltage of the primary winding of the transformer T and the drain current of the low-side switching element in the state of resonance prevention Waveform diagram of the voltage of the primary winding np of the transformer T and the drain current of the low-side switching element in a state where “resonance failure” has occurred Circuit diagram of switching power supply apparatus according to Embodiment 2 Circuit diagram of switching power supply apparatus according to Embodiment 3 Circuit diagram of switching power supply apparatus according to Embodiment 4 Circuit diagram of switching power supply apparatus according to Embodiment 5 Circuit diagram of switching power supply apparatus according to Embodiment 6
  • FIG. 1 is a cross-sectional view of a bobbin of a transformer according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a three-side view of the transformer according to the first embodiment.
  • 3 is a cross-sectional view taken along line III-III in FIG.
  • FIG. 4 is a three-side view of the cover of the transformer.
  • FIG. 5 is a cross-sectional view taken along line VV in FIG.
  • FIG. 6 is a top view and a right side view of the magnetic core of the transformer.
  • the transformer T includes a bobbin 10, a cover 20, and magnetic cores 30 and 31.
  • the bobbin 10 is wound with a primary winding np, a secondary winding ns, and drive windings nb1 and nb2.
  • the cover 20 covers the bobbin 10 around which the primary winding np is wound.
  • the magnetic cores 30 and 31 are so-called E-type cores, which are fitted into the bobbin 10 covered with the cover 20 to form a closed magnetic path for the magnetic field of the primary winding np and the secondary winding ns.
  • the bobbin 10 includes a cylindrical portion (winding portion of the present invention) 11 made of an insulating resin.
  • the cylindrical portion 11 is formed along the axial direction (left and right direction in FIG. 1), and has an internal space 11A that is open at both ends.
  • Center legs 30A and 31A (see FIG. 6) of magnetic cores 30 and 31, which will be described later, are inserted into the internal space 11A from openings at both ends.
  • the front ends of the center legs 30A and 31A are opposed to each other through a gap (gap) at the substantially axial center of the cylindrical portion 11.
  • terminal blocks 16A and 16B are provided at both axial ends of the cylindrical portion 11.
  • Bobbin terminals 17A and 17B in which a plurality of pins are arranged at a predetermined pitch are provided below the terminal blocks 16A and 16B (the lower side in the drawing of FIG. 1).
  • the transformer T is mounted by soldering the bobbin terminals 17A and 17B to the mounting board.
  • End plates 12 ⁇ / b> A and 12 ⁇ / b> B are provided substantially perpendicular to the peripheral surface on the peripheral surface of both ends of the cylindrical portion 11.
  • partition plates (partition portions of the present invention) 13 and 14 are provided substantially perpendicular to the peripheral surface on the peripheral surface at a position deviated from the approximate center in the axial direction of the cylindrical portion 11. Specifically, when the distance between the partition plate 13 and the end plate 12A is represented by L1, and the distance between the partition plate 14 and the end plate 12B is represented by L2, the relationship of L1> L2 is established.
  • a slit 15 is formed between the partition plates 13 and 14.
  • the slit 15 is for satisfying a safety standard distance between the primary winding np and the secondary winding ns wound around the cylindrical portion 11.
  • the space between the end plate 12A and the partition plate 13 is referred to as a first section (the first winding region of the present invention), and the space between the end plate 12B and the partition plate 14 is a second section (the book).
  • the second winding region of the invention is for satisfying a safety standard distance between the primary winding np and the secondary winding ns wound around the cylindrical portion 11.
  • the end plates 12A and 12B and the partition plates 13 and 14 forming the first section and the second section are provided along the circumferential direction of the cylindrical portion 11, and have different heights depending on the positions in the circumferential direction. .
  • the side facing the substrate that is, the side where the bobbin terminals 17A and 17B are provided is the lower side of the transformer T.
  • the height h4 of the lower end plates 12A and 12B and the partition plates 13 and 14 of the transformer T is equal to the height of the upper end plates 12A and 12B and the partition plates 13 and 14 of the transformer T (this embodiment). In the form, it is higher than the height h2).
  • the primary winding np is wound around the cylindrical portion 11 with the axial direction of the cylindrical portion 11 as the winding axis.
  • the primary winding np is wound from the peripheral surface of the cylindrical portion 11 to a height h1.
  • the secondary winding ns is wound around the cylindrical portion 11 with the axial direction of the cylindrical portion 11 as the winding axis.
  • the secondary winding ns is wound from the peripheral surface of the cylindrical portion 11 to a height h2 (> h1).
  • the secondary winding ns has a center tap, and two windings divided by the center tap are bifilar wound.
  • partition plates 13 and 14 and a slit 15 are provided between the primary winding np and the secondary winding ns. Therefore, the creepage distance between the primary winding np and the secondary winding ns can be obtained without increasing the linear distance between the primary winding np and the secondary winding ns. As a result, a safety standard distance can be secured without weakening the magnetic coupling between the primary winding np and the secondary winding ns.
  • the gap between the magnetic cores 30 and 31 is located at the approximate center of the cylindrical portion 11 in the axial direction. Therefore, the gap is located in the winding range of the primary winding np from the relationship of L1> L2. Thereby, the leakage magnetic flux generated from the gap between the magnetic cores 30 and 31 forming the closed magnetic path is absorbed (shielded) by the primary winding np, and the influence on the peripheral circuit can be reduced.
  • the drive windings nb1 and nb2 are wound around the primary winding np wound around the first section.
  • the drive windings nb1 and nb2 are wound side by side along the axial direction of the cylindrical portion 11 so that the drive winding nb2 is on the secondary winding ns side.
  • the drive windings nb1 and nb2 are wound from the primary winding np to the height h3.
  • the drive windings nb1 and nb2 are wound around the first section, the coupling with the primary winding np is strong. Further, since the drive winding nb2 is close to the secondary winding ns in the axial direction and has substantially the same height, the coil sectional area of the driving winding nb2 is equal to the coil sectional area of the secondary winding.
  • the voltage waveform induced in the drive winding nb2 is similar to the voltage waveform generated in the secondary winding ns.
  • the drive winding nb2 and the secondary winding ns have the same height between the heights h1 and h2. Since the winding is wound, the voltage waveform induced in the drive winding nb2 is substantially similar to the voltage waveform generated in the secondary winding ns. Even when the drive winding nb2 is wound at a height less than h3, the drive winding nb2 is wound in the region of the height of the secondary winding ns. The voltage waveform induced in nb2 and the voltage waveform generated in the secondary winding ns are almost similar.
  • the height of the lower end plates 12A and 12B and the partition plates 13 and 14 of the transformer T is higher than the height of the upper end plates 12A and 12B and the partition plates 13 and 14 of the transformer T.
  • the heights of the upper end plates 12A and 12B and the partition plates 13 and 14 of the transformer T are the height h2 of the secondary winding ns. Accordingly, it is possible to secure a space insulation distance between the primary winding np, the secondary winding ns and the drive windings nb1 and nb2 and the substrate on which the transformer T is mounted, while reducing the height.
  • the cross section of the cylindrical portion 11 in the direction orthogonal to the axial direction has a flat shape in which the vertical direction of the transformer T (the mounting height dimension direction of the present invention) is short. Thereby, the low profile of the transformer T is realized.
  • the cover 20 is made of an insulating resin and covers the bobbin 10 having the above-described configuration. As shown in FIG. 4, the cover 20 includes a central cover 21 that covers the first section and the second section of the bobbin 10.
  • the center cover 21 has a side surface and an upper surface, and surrounds the first section and the second section portion of the bobbin 10 from three directions.
  • the center cover 21 has openings 21 ⁇ / b> A and 21 ⁇ / b> A.
  • the openings 21 ⁇ / b> A and 21 ⁇ / b> A overlap with the opening of the internal space 11 ⁇ / b> A of the cylindrical portion 11.
  • the center legs 30A and 31A of the magnetic cores 30 and 31 are inserted into the internal space 11A of the cylindrical portion 11 through the openings 21A and 21A.
  • an opening 21B is formed at a position facing the first section of the bobbin 10
  • an opening 21C is formed at a position facing the second section of the bobbin 10.
  • FIG. 7 is an enlarged cross-sectional view of the slit 15 and the convex portion 24 when the bobbin 10 is covered with the cover 20.
  • the drive winding nb1 is omitted.
  • the spatial distance between the primary winding np and the secondary winding ns is the same as the creepage distance.
  • the magnetic core 30 (31) is an E-type core having a central leg 30A (31A), both end legs 30B, 30B (31B, 31B), and a connecting portion 30C (31C).
  • the center leg 30A (31A) and the both end legs 30B, 30B (31B, 31B) are connected in parallel so that the center leg 30A (31A) is located between the both end legs 30B, 30B (31B, 31B). It is provided in the part 30C (31C).
  • the central leg 30A (31A) has a flat cross section similar to the internal space 11A of the cylindrical portion 11 (see FIG. 4).
  • the center legs 30A and 31A are inserted into the internal space 11A of the cylindrical portion 11 through the openings 21A and 21A of the cover 20.
  • the tips of the center leg 30A and the center leg 31A are opposed to each other with a gap, and the tips of the both end legs 30B, 30B and the both end legs 31B, 31B are in contact with each other.
  • the magnetic cores 30 and 31 form a closed magnetic path having an air gap.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of the switching power supply device of the first embodiment.
  • the voltage of the input power source Vi is input between the input terminals PI (+)-PI ( ⁇ ) of the switching power supply device 101.
  • a predetermined DC voltage Vo is output to a load (not shown) connected between the output terminals PO (+) and PO ( ⁇ ) of the switching power supply device 101.
  • a first series circuit in which a resonant capacitor Cr, a resonant inductor Lr, a primary winding np of a transformer T, and a low-side switching element Q1 are connected in series (the present invention).
  • the resonant inductor Lr is a leakage inductance of the transformer T.
  • the resonant inductor Lr may be an inductor connected to the primary winding np of the transformer T separately from the leakage inductance of the transformer T.
  • the low-side switching element Q1 is composed of an n-type MOS-FET, and its drain terminal is connected to the primary winding np of the transformer T.
  • a second series circuit in which a high-side switching element Q2, a resonance capacitor Cr, and a resonance inductor Lr are connected in series is configured at both ends of the primary winding np of the transformer T.
  • the secondary winding ns of the transformer T has a center tap, and the secondary windings ns1 and ns2 are connected in series.
  • the secondary windings ns1 and ns2 are bifilar wound to form the secondary winding ns shown in FIG.
  • a rectifying and smoothing circuit including diodes Ds and Df and a capacitor Co is configured in the secondary windings ns1 and ns2. This rectifying / smoothing circuit performs full-wave rectification and smoothing of the AC voltage output from the secondary windings ns1, ns2, and outputs it to the output terminals PO (+)-PO (-).
  • a low-side switching control unit (switching control circuit of the present invention) 81 is connected to the drive winding (hereinafter referred to as low-side drive winding) nb1 of the transformer T.
  • the low-side switching control unit 81 includes a rectifying / smoothing circuit including a diode Db and a capacitor Cb.
  • a DC voltage obtained by the rectifying / smoothing circuit is supplied as a power supply voltage to the VCC terminal of the switching control IC 84.
  • the switching control IC 84 is a general-purpose switching control IC that operates in a current mode.
  • a feedback circuit is provided between the output terminals PO (+) and PO ( ⁇ ) and the switching control IC 84.
  • the return path is simply represented by a single line (Feedback).
  • An insulating means 71 is provided in the return path, and for example, a photocoupler or a pulse transformer can be used.
  • a feedback signal is generated by comparing the divided value of the DC voltage Vo between the output terminals PO (+) and PO ( ⁇ ) with a reference voltage, and the feedback voltage is supplied to the FB terminal of the switching control IC 84 in an insulated state. Enter.
  • the feedback voltage input to the FB terminal increases as the DC voltage Vo decreases.
  • the switching control IC 84 includes an OUT terminal and a ZT terminal.
  • the OUT terminal of the switching control IC 84 is connected to the gate terminal of the low-side switching element Q1 via the resistor R12.
  • the voltage generated from the low-side drive winding nb1 is input to the ZT terminal of the switching control IC 84.
  • the switching control IC 84 includes a voltage polarity inversion detection circuit and a turn-off delay circuit that detect that the input voltage at the ZT terminal is inverted.
  • the voltage polarity inversion detection circuit includes a comparator that compares an internally generated reference voltage with the voltage at the ZT terminal. When the output voltage of the comparator becomes low level, the OUT terminal is set to low level after the delay time td1 by the turn-off delay circuit.
  • the low-side switching element Q1 is turned off. Further, when the output of the comparator becomes high level, the OUT terminal is inverted to high level after a delay time td0 described later has elapsed. As a result, the low-side switching element Q1 is turned on.
  • the voltage waveform generated in the low-side drive winding nb1 is similar to the voltage waveform generated in the primary winding np.
  • the voltage waveform generated in the low-side drive winding nb1 is similar to the waveform obtained by adding the voltage waveform generated in the excitation inductance of the primary winding np and the voltage waveform generated in the resonant inductor Lr.
  • the switching control IC 84 detects the reversal of the voltage polarity generated in the low-side drive winding nb1, appropriately detects the resonance timing, and turns on the low-side switching element Q1 to turn on the low-side switching element Q1. ZVS operation can be performed reliably. Further, by appropriately detecting the resonance timing, the resonance state can be detected appropriately, and “resonance failure” can be prevented.
  • a series circuit of a constant current circuit CC1 and a capacitor Cb1 is connected to the OUT terminal of the switching control IC 84 so that the charging voltage of the capacitor Cb1 is input to the IS terminal.
  • the constant current circuit CC1 charges the capacitor Cb1 with a constant current by the voltage of the OUT terminal of the switching control IC 84.
  • the comparator in the switching control IC 84 compares the voltage of the capacitor Cb1 with the voltage of the FB terminal, and when the voltage of the IS terminal exceeds the voltage of the FB terminal, the voltage of the OUT terminal is changed from the high level to the low level. Therefore, the lower the voltage at the FB terminal, the shorter the charging time of the capacitor Cb1. That is, the ON time of the low-side switching element Q1 is shortened, and the DC voltage Vo is made constant.
  • the diode D9 constitutes a discharge path for the charge of the capacitor Cb1. That is, when the output voltage of the switching control IC 84 becomes low level (when Q1 is turned off), the charge in the capacitor Cb1 is discharged through the diode D9.
  • the circuit including the switching control IC 84, the constant current circuit CC1, and the capacitor Cb1, which are ICs operating in the current mode functions as a voltage-time conversion circuit.
  • the voltage of the feedback signal generated by detecting the DC voltage Vo and comparing it with the reference voltage is converted by the voltage-time conversion circuit, and the low-side switching element Q1 is turned on for that time.
  • a high-side switching control unit (a switching control circuit of the present invention) 61 is provided between the drive winding (hereinafter referred to as a high-side drive winding) nb2 of the transformer T and the high-side switching element Q2. Specifically, the first end of the high-side drive winding nb2 of the transformer T is connected to the connection point (source terminal of the high-side switching element Q2) between the low-side switching element Q1 and the high-side switching element Q2, and the high-side drive A high-side switching control unit 61 is connected between the second end of the winding nb2 and the gate terminal of the high-side switching element Q2.
  • the high-side switching control unit 61 includes a diode bridge rectifier circuit including four diodes D1, D2, D3, and D4, and a connection point between the diodes D1 and D3 and a connection point between the diodes D2 and D4.
  • This is a bidirectional constant current circuit composed of a constant current circuit CC2 connected between the output terminals of the diode bridge rectifier circuit.
  • the high-side switching control unit 61 is configured with a turn-on delay circuit that delays the turn-on by a delay time td2, which will be described later, by the input capacitance (gate-source capacitance) of the resistor R5 and the high-side switching element Q2.
  • This turn-on delay circuit turns on the high-side switching element Q2 after a delay time td2 has elapsed since the polarity of the voltage generated in the high-side drive winding nb2 is reversed.
  • the high side drive winding nb2 since the high side drive winding nb2 is wound close to the secondary winding ns, the coupling between the high side drive winding nb2 and the secondary winding ns is strong.
  • the voltage waveform generated in the high-side drive winding nb2 is similar to the voltage waveform generated in the secondary winding ns, that is, the voltage waveform generated in the excitation inductance of the secondary winding ns.
  • the high-side switching control unit 61 can perform the ZVS operation by turning on the high-side switching element Q2 at the timing when the voltage is generated in the secondary winding ns.
  • the high side switching control unit 61 forcibly turns off the high side switching element Q2 when the same time as the on time of the low side switching element Q1 has elapsed after the high side switching element Q2 is turned on.
  • the high side switching element Q2 is turned off at the timing determined by the time constant circuit regardless of the resonance condition.
  • FIG. 9 is a waveform diagram showing changes in the voltage Vnb2 of the high-side drive winding nb2 and the base-emitter voltage Vbe of the transistor Q3 when there is a load change.
  • TQ1ON (1) and TQ2ON (1) are equal by the above-described operation. Even when the on-time of the low-side switching element Q1 becomes long and becomes TQ1ON (2), TQ1ON (2) and TQ2ON (2) are equal by the above-described operation.
  • FIG. 10 shows the gate-source voltage Vgs1 of the low-side switching element Q1, the gate-source voltage Vgs2 of the high-side switching element Q2, the drain-source voltage Vds1 of the low-side switching element Q1, the base-emitter voltage of the transistor Q3 ( It is a wave form diagram which shows the relationship between voltage Cbe of capacitor Cb2, Vbe, voltage of IS terminal of switching control IC84 (voltage of capacitor Cb1) Vis, and voltage Vzt of ZT terminal.
  • the operation of the switching power supply device 101 will be described based on FIG. The operation of one cycle of the switching power supply device 101 is as follows.
  • the switching control IC 84 detects that the polarity of the winding voltage generated in the low-side drive winding nb1 of the transformer T is inverted based on the input voltage of the ZT terminal, and the delay time td1 from the time when this polarity inversion is detected.
  • the low side switching element Q1 is turned off with a delay.
  • the capacitor Cb2 is discharged via the constant current circuit CC2.
  • the low-side switching element Q1 is turned off at a time generated by a signal voltage based on a feedback signal (Feedback) for controlling the DC voltage Vo.
  • Feeback feedback signal
  • the high-side switching element Q2 When the low-side switching element Q1 is turned off, the high-side switching element Q2 is charged after the input capacitance (capacitance between the gate and the source) of the high-side switching element Q2 is charged by the winding voltage generated in the high-side driving winding nb2. Turn on. Therefore, the high side switching element Q2 is turned on with a delay of the delay time td2 due to the charging.
  • the capacitor Cb2 is charged via the constant current circuit CC2.
  • the transistor Q3 When the charging voltage Vbe of the capacitor Cb2 reaches the threshold voltage of the transistor Q3, the transistor Q3 is turned on, the input capacitance of the high side switching element Q2 is rapidly discharged, and the high side switching element Q2 is turned off.
  • the switching control IC 84 detects this based on the input voltage at the ZT terminal.
  • the low-side switching element Q1 is turned on after the elapse of the delay time td0 from the reversal of the voltage polarity.
  • FIG. 11A is a waveform diagram of the voltage of the primary winding np of the transformer T and the drain current of the low-side switching element Q1 in a normal state without “loss of resonance”.
  • FIG. 11B is a waveform diagram of the voltage of the primary winding np of the transformer T and the drain current of the low-side switching element Q1 in a state where “loss of resonance” occurs.
  • the section from t0 to t1 of the waveform of the drain current is a current waveform based on the series resonance of the resonant inductor (including the leakage inductance of the primary winding np) Lr and the resonant capacitor Cr having a relatively small inductance value.
  • the section from t1 to t2 is a current waveform based on the series resonance of the resonant inductor Lr, the exciting inductance of the transformer T, and the resonant capacitor Cr.
  • the switching frequency is represented by fs and the resonance frequency of the first series circuit is represented by fm
  • the relationship of fm ⁇ fs is maintained in normal operation.
  • the switching frequency fs increases and the output power decreases.
  • the switching frequency fs decreases and the output power increases.
  • the current flowing through the primary winding np of the transformer T operates in a “current delay phase” in which the phase is delayed from the voltage applied to the primary winding np.
  • the switching frequency fs decreases, and when fs ⁇ fm, the resonance condition is removed (“out of resonance”). That is, the relationship in which the switching frequency fs is lower than the resonance frequency fm is a state where the transformer T appears as a capacitive impedance from the primary side of the transformer T, and the current is larger than the phase of the voltage waveform applied to the primary winding np of the transformer T. The phase of the waveform will advance. In this case, a period in which the low-side switching element Q1 and the high-side switching element Q2 are simultaneously turned on (so-called arm short-circuit state) occurs, and an excessive current flows through the two switching elements Q1 and Q2, resulting in a large loss. To do.
  • the high-side switching element Q2 when the phase of the current waveform is advanced from the phase of the voltage waveform, the high-side switching element Q2 is turned on with a dead time after the low-side switching element Q1 is turned off, but flows to the low-side switching element Q1.
  • the high-side switching element Q2 is turned on in the state where the current direction is already reversed (flowing through the body diode of the low-side switching element Q1), the low-side switching element Q1 is delayed due to the delay of the cutoff due to the reverse recovery characteristic of the body diode.
  • the high-side switching element Q2 becomes conductive while the body diode is conductive, and the arm short circuit occurs. Further, in a state where the phase of the current waveform is ahead of the phase of the voltage waveform, the ZVS operation cannot be performed and the switching loss increases.
  • the switching control IC 84 when the OUT terminal voltage of the switching control IC 84 is high and the voltage at the ZT terminal decreases to near 0 V, the switching control IC 84 is low side.
  • the switching element Q1 is forcibly turned off. This forced turn-off operation is performed earlier than the high-side switching element Q2 is turned on. That is, the delay time td1 from the timing when the polarity of the winding voltage generated in the low-side drive winding nb1 is detected as a starting point until the low-side switching element Q1 is turned off is the input capacitance of the high-side switching element Q2.
  • Td1 and td2 are determined so as to satisfy the condition (td1 ⁇ td2) that is shorter than the delay time td2 until the high-side switching element Q2 is turned on.
  • the switching frequency fs does not fall below the resonance frequency fm and the resonance condition is not removed, and the low-side switching element Q1 is turned on even in a transient operation state such as starting, stopping, or output short-circuiting. Even if the winding voltage of the primary winding np is inverted later, the high-side switching element Q2 is not turned on before Q1 is turned off based on the feedback signal. In other words, the destruction of the switching power supply device 101 can prevent an increase in loss without causing an arm short circuit.
  • the switching control IC 84 shown in FIG. 8 includes a circuit for setting a blanking time. Specifically, the signal input to the ZT terminal is not detected for a predetermined period (set blanking time) after generating a pulse for driving the low-side switching element Q1. That is, the input of the ZT terminal is masked. Thus, by setting the blanking time during which the polarity of the winding voltage is not detected for a predetermined period, switching noise that becomes a signal that turns on the low-side switching element Q1 is generated at the ZT terminal during the blanking time. Even if it is input, it is possible to prevent a malfunction that causes the low-side switching element Q1 to be turned on by a noise signal.
  • a delay circuit that generates the delay time td2 includes a resistor R5 (impedance circuit) connected in series to the control terminal of the high-side switching element Q2 and an input capacitance (gate-source) existing at the gate terminal of the high-side switching element Q2. The number of parts is reduced, and the switching power supply device can be downsized.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of the switching power supply device according to the second embodiment. Except for the high-side switching control unit 62 of the switching power supply device 102, the circuit is the same as the circuit shown in FIG. 8 in the first embodiment.
  • An impedance circuit composed of a capacitor Cg1, a diode D6, resistors R5, R6, and an inductor Lg is connected to the high side switching control unit 62 between the output of the high side driving winding nb2 and the high side switching element Q2. ing.
  • the inductor Lg is a chip inductor or a bead inductor.
  • a series circuit of Zener diodes ZD1 and ZD2 and a capacitor Cg2 are connected between the gate and source of the high-side switching element Q2.
  • Other configurations in the high-side switching control unit 62 are the same as those of the high-side switching control unit 61 shown in FIG.
  • the turn-on delay circuit of the high side switching element Q2 is constituted by the impedance circuit and the capacitor Cg2 connected between the output of the high side driving winding nb2 and the control terminal of the high side switching element Q2.
  • the capacitor Cg2 is charged by the winding voltage generated in the high side drive winding nb2, and when the gate-source voltage of the high side switching element Q2 exceeds the threshold value, Q2 is turned on.
  • the capacitor Cg1 controls the voltage value between the gate and the source of the high-side switching element Q2 by the capacitance division with the capacitor Cg2.
  • Zener diodes ZD1 and ZD2 limit the maximum change width of the voltage value between the gate and source of high-side switching element Q2.
  • the impedance circuit which is a part of the turn-on delay circuit of Q2 changes its impedance according to the direction of current, the turn-on speed and the turn-off speed of the switching element Q2 are individually set. Can be adjusted.
  • the impedance circuit is composed of a series circuit of the capacitor Cg1 and the resistors R5 and R6, by adjusting the capacitance value of the capacitor Cg1, it is possible to obtain the input capacitance existing at the gate terminal of the high-side switching element Q2.
  • An appropriate gate voltage can be applied to adjust the voltage division ratio and turn the high-side switching element Q2 on and off.
  • the inductor Lg is provided in the impedance circuit, it is possible to suppress high-frequency surge current and prevent an excessive voltage from being applied to the gate terminal of the high-side switching element Q2.
  • Zener diode is connected bidirectionally in parallel between the gate and source of the high side switching element Q2, it is possible to prevent an excessive voltage from being applied to the gate terminal of the high side switching element Q2.
  • the Zener diode connected in parallel between the gate and source of the high-side switching element Q2 may be connected only in any one direction.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the switching power supply device according to the third embodiment.
  • the difference from the switching power supply device shown in FIG. 8 in the first embodiment is the configuration on the secondary side of the transformer T.
  • the diode bridge circuit and the capacitor Co by the diodes D21, D22, D23, and D24 are connected to the secondary winding ns of the transformer T.
  • full-wave rectification may be performed by the diode bridge circuit.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of a switching power supply device according to the fourth embodiment.
  • the switching power supply 104 according to the fourth embodiment differs from the switching power supply shown in FIG. 8 in the first embodiment in the configuration on the secondary side of the transformer T.
  • a rectifying and smoothing circuit including a diode Ds and a capacitor Co1 is configured at both ends of the secondary winding ns1 of the transformer T, and the capacitor Co3 is connected between the output terminals PO (+) and PO ( ⁇ ). .
  • the midpoint of the series circuit of the diode Df and the capacitor Co2 is connected to the output terminal PO ( ⁇ ), and both ends are connected to both ends of the secondary winding ns1 of the transformer T.
  • a voltage doubler rectifier circuit may be used.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of a switching power supply device according to the fifth embodiment.
  • the switching power supply device 105 according to the fifth embodiment is different from the above-described embodiments in that the resonant capacitor Cr1 and the resonant inductor are provided between the drain of the high-side switching element Q2 and one end of the primary winding np of the transformer T.
  • a resonance capacitor Cr2 is provided between the connection point of the resonance capacitor Cr1 and the resonance inductor Lr and the ground line.
  • the resonant capacitor Cr1 is provided so that the resonant inductor Lr, the primary winding np, the high-side switching element Q2, and the resonant capacitor Cr1 form a closed loop.
  • the resonance capacitor Cr2 is provided so that the resonance inductor Lr, the primary winding np, the low-side switching element Q1, and the resonance capacitor Cr2 form a closed loop.
  • the current supplied from the input power source Vi is such that the resonance capacitor Cr1, during both the on-time of the low-side switching element Q1 and the on-time of the high-side switching element Q2, It flows into Cr2.
  • the effective current of the current supplied from the input power source Vi is reduced. Thereby, the conduction loss due to the current supplied from the input power source Vi can be reduced.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of a switching power supply device according to the sixth embodiment.
  • the switching power supply device 106 according to the sixth embodiment is different from the switching power supply device shown in FIG. 8 in the first embodiment in that resonance capacitors Cr1 and Cr2 are provided in addition to the resonance capacitor Cr.
  • the resonance inductor Lr, the primary winding np, the resonance capacitor Cr, and the high side switching element Q1 so that the resonance inductor Lr, the primary winding np, the resonance capacitor Cr, the high side switching element Q2, and the resonance capacitor Cr1 constitute a closed loop.
  • the resonance capacitors Cr1 and Cr2 are provided so that the resonance capacitor Cr2 forms a closed loop.
  • the resonance capacitors Cr1 and Cr2 are connected so as to divide the voltage of the input power source Vi.
  • a plurality of resonant capacitors (Cr, Cr1, Cr2) through which a resonant current flows may be provided.
  • a rectifying and smoothing circuit 91 is connected to the secondary winding ns of the transformer T.
  • the rectifying / smoothing circuit 91 is a rectifying / smoothing circuit including the diodes Ds and Df and the capacitor Co shown in FIG.
  • a rectifier circuit using a diode is configured in the circuit on the secondary side of the transformer T.
  • a rectifying FET may be provided for synchronous rectification. This can reduce the loss of the secondary side circuit.
  • the present invention can be applied not only to a half-bridge converter but also to a switching power supply device that alternately turns on / off two switching elements in a multi-stone converter such as a full-bridge converter, a voltage clamp converter, and the like. .
  • the transformer according to the present invention can secure a distance on the safety standard without weakening the magnetic field coupling between the primary winding np and the secondary winding ns. This effect does not change even when the transformer does not include the drive windings nb1 and nb2.
  • the height of the primary winding np and the secondary winding ns may be substantially the same.

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Description

スイッチング電源装置
　本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に電力変換動作に共振現象を利用する共振型スイッチング電源装置に関する発明である。
　特許文献１に記載のスイッチング電源装置は、絶縁トランスに設けた２つの補助巻線に発生する電圧に基づいて、ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子とを交互にオンオフさせて絶縁トランスの１次巻線に共振電圧を発生させ、その結果、絶縁トランスの２次巻線から一定の直流電圧を出力する。特許文献１に記載のスイッチング電源装置は、二つの補助巻線と２次巻線との間に１次巻線を巻回する構成としてある。これにより、二つの補助巻線は１次巻線との結合度を強め、２次巻線との結合度を弱くすることで、二つの補助巻線に発生する電圧を１次巻線に発生する電圧と相似させ、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）動作を可能としている。
特開２００８－２２８３８２号公報
　特許文献１に記載のスイッチング電源装置において、ローサイドスイッチング素子は、１次巻線のインダクタンスに発生する電圧波形と同様の波形で駆動し、ハイサイドスイッチング素子は、２次巻線のインダクタンスに発生する電圧波形と同様の波形で駆動することが望ましく、ハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子とが交互にオンオフされる動作がより確実となる。換言すれば、ローサイド駆動巻線は１次巻線との結合を強め、ローサイド駆動巻線と１次巻線との電圧波形を相似させ、ハイサイド駆動巻線は２次巻線との結合を強め、ハイサイド駆動巻線と２次巻線との電圧波形を相似させる必要がある。
　しかしながら、特許文献１に記載のスイッチング電源装置では、駆動巻線（ハイサイド駆動巻線及びローサイド駆動巻線）は２次巻線との間に１次巻線が存在するため、２次巻線と補助巻線との結合度を高くすることができない。また、特許文献１では、１次巻線と２次巻線との物理的な距離が近く、１次巻線と２次巻線との結合により生じる漏れインダクタンスが小さくなるため、所望の励磁インダクタンス及び漏れインダクタンスを生成できない。また、各巻線は安全規格上の距離を設ける必要があるため、自由な設計が困難である。
　そこで、本発明の目的は、各巻線間に適切な距離が設けられたスイッチング電源装置を提供することにある。また、ローサイド駆動巻線と１次巻線との結合、及びハイサイド駆動巻線と２次巻線との結合それぞれを強くし、ハイサイドスイッチング素子及びローサイドスイッチング素子のＺＶＳ動作を確実に行えるスイッチング電源装置を提供することにある。
　本発明に係るスイッチング電源装置は、入力電源電圧が入力される電源電圧入力部と、直流電圧が出力される直流電圧出力部と、ボビンの巻回部に巻回された１次巻線及び２次巻線、ローサイド駆動巻線及びハイサイド駆動巻線、並びに、閉磁路を形成するコアを有するトランスと、前記１次巻線を含んでＬＣ共振回路を形成するキャパシタと、前記電源電圧入力部に接続される、ローサイドスイッチング素子とハイサイドスイッチング素子との直列回路と、前記ローサイドスイッチング素子を制御するローサイドスイッチング制御部と、前記ハイサイドスイッチング素子を制御するハイサイドスイッチング制御部とを有するスイッチング制御回路と、を備え、前記ＬＣ共振回路は、前記トランスの前記１次巻線又は前記２次巻線の漏れインダクタンスを含み、前記ローサイドスイッチング素子は、前記１次巻線に直列接続されて、オンにより前記電源電圧入力部の電圧を前記１次巻線に印加し、前記ローサイドスイッチング制御部は、前記ローサイド駆動巻線に発生する巻線電圧の極性反転を検出して前記ローサイドスイッチング素子をターンオンし、出力電圧を検出する回路の帰還信号に基づく時間で前記ローサイドスイッチング素子をターンオフし、前記ハイサイドスイッチング制御部は、前記ハイサイド駆動巻線に発生する巻線電圧の極性反転を検出して前記ハイサイドスイッチング素子をターンオンし、前記ローサイドスイッチング素子のオン時間に応じて前記ハイサイドスイッチング素子をターンオフし、前記ボビンはスリットを有する仕切り部を備え、前記仕切り部は、前記巻回部の外周に沿って設けられ、前記巻回部を前記１次巻線が巻回される第１巻回領域と前記２次巻線が巻回される第２巻回領域とに分割し、前記１次巻線は、前記巻回部の外周面から第１の高さｈ１まで巻回され、前記２次巻線は、前記巻回部の外周面から第２の高さｈ２まで巻回され、前記ローサイド駆動巻線及び前記ハイサイド駆動巻線は、前記ハイサイド駆動巻線を前記２次巻線側にして巻回軸方向に沿って併設されて、前記１次巻線に巻回されている、ことを特徴とする。
　この構成では、ローサイド駆動巻線及びハイサイド駆動巻線は１次巻線の外側に巻回されているため、ローサイド駆動巻線及びハイサイド駆動巻線と１次巻線との結合は強い。これにより、ローサイド駆動巻線に発生する電圧の波形は、１次巻線に発生する電圧の波形と相似するため、ローサイドスイッチング制御部は、ローサイド駆動巻線に発生する電圧極性の反転を検出することで、共振のタイミングを適切に検出し、ローサイドスイッチング素子をターンオンすることで、ローサイドスイッチング素子のＺＶＳ動作を確実に行える。また、共振のタイミングを適切に検出できるため、共振条件が外れた状態（「共振外れ」）を防止することで、装置の信頼性を向上させることができる。
　また、ハイサイド駆動巻線と２次巻線とは巻回軸が略同じで、かつ、高さｈ１からｈ２までの間で少なくとも一部が同じ高さにおいて巻回されているため、ハイサイド駆動巻線と２次巻線との結合は強い。このため、ハイサイド駆動巻線に発生する電圧の波形は、２次巻線に発生する電圧の波形と相似し、ハイサイドスイッチング制御部は２次巻線に電圧が発生するタイミングでハイサイドスイッチング素子をターンオンして、ハイサイドスイッチング素子のＺＶＳ動作を行える。
　前記スイッチング電源装置は、前記ボビンのスリットと嵌合する凸部を有し、前記１次巻線、前記２次巻線、前記ローサイド駆動巻線及び前記ハイサイド駆動巻線を覆うカバーを備えている構成が好ましい。
　この構成では、ボビンのスリットに凸部が嵌合することで、１次巻線と２次巻線との空間距離は沿面距離と同程度まで大きくすることができるため、安全規格上の距離を保ちつつ、１次巻線と２次巻線とを近づけて、互いの結合を強めることができる。
　前記トランスが実装される基板に対向する側の前記仕切部の高さは、前記第２の高さｈ２より高くてもよい。
　ボビン上部（基板に対向しない側）では巻線を覆うカバーの凸部がボビンのスリットと嵌合することで空間距離を沿面距離と同程度まで大きくして安全規格上の距離を確保するのに対し、ボビン下部（基板に対向する側）では、カバーの凸部とボビンのスリットとを嵌合させることができないため、この構成では、トランス全体のサイズを大きくすることなく、前記トランスが実装される基板に対向する側の前記仕切部の高さを前記第２の高さｈ２より高くすることで、１次巻線と２次巻線との間の空間絶縁距離を確保できる。
　前記仕切部は、前記巻回軸に沿った前記巻回部の長さの中央から外れた位置に設けられていてもよい。
　この構成では、トランスのコアのギャップ位置を巻回部の略中央とすることで、ギャップからの漏れ磁束を巻線により吸収（遮蔽）できるため、周辺回路への磁束の影響を防止できる。
　前記２次巻線は、センタータップが取り出され、バイファイラ巻きされた第１の巻線と第２の巻線とを有していてもよい。
　この構成では、２次巻線の第１の巻線及び第２の巻線それぞれと１次巻線との結合を同じにすることで、１次巻線と２次巻線の第１の巻線及び第２の巻線との結合を均一にでき、センタータップ整流時の不均衡な動作を防止できる。
　巻回軸の直交方向における前記コアの断面は、前記トランスの実装高さ寸法方向が最短長となる扁平形状である構成でもよい。
　この場合、トランスの低背化が可能となる。
　前記キャパシタは、前記ハイサイドスイッチング素子と前記ローサイドスイッチング素子との間に接続されている構成でもよい。
　この場合、共振キャパシタに並列に電流検出用キャパシタを接続して、共振キャパシタに流れる電流を電流検出用キャパシタに僅かに分流させて、等価的に共振キャパシタに流れる共振電流を検出することができ、この電流を制限することで過電流保護回路を構成することができ、検出抵抗での損失を低減できる。
　本発明によれば、各巻線間に適切な距離が設けられたスイッチング電源装置を提供することができる。
実施形態１に係るトランスのボビンの断面図 実施形態１に係るトランスの三面図 図２のＩＩＩ－ＩＩＩ線の断面図 トランスのカバーの三面図 図４のＶ－Ｖ線の断面図 トランスの磁性体コアの上面図及び正面図 ボビンにカバーを被せた場合におけるスリット及び凸部の部分を拡大した断面図 第１の実施形態に係るスイッチング電源装置１０１の回路図 負荷変動があったときの、ハイサイド駆動巻線の電圧及びトランジスタのベース・エミッタ間電圧の変化を示す波形図 ローサイドスイッチング素子のゲート・ソース間電圧、ハイサイドスイッチング素子のゲート・ソース間電圧、ローサイドスイッチング素子のドレイン・ソース間電圧、トランジスタのベース・エミッタ間電圧、スイッチング制御用ＩＣのＩＳ端子の電圧Ｖｉｓ及びＺＴ端子の電圧Ｖｚｔの関係を示す波形図 共振外れ防止状態でのトランスＴの１次巻線の電圧及びローサイドスイッチング素子のドレイン電流の波形図 「共振外れ」が生じた状態でのトランスＴの１次巻線ｎｐの電圧及びローサイドスイッチング素子のドレイン電流の波形図 実施形態２に係るスイッチング電源装置の回路図 実施形態３に係るスイッチング電源装置の回路図 実施形態４に係るスイッチング電源装置の回路図 実施形態５に係るスイッチング電源装置の回路図 実施形態６に係るスイッチング電源装置の回路図
《実施形態１》
　図１は実施形態１に係るトランスのボビンの断面図である。図２は実施形態１に係るトランスの三面図である。図３は図２のＩＩＩ－ＩＩＩ線の断面図である。図４はトランスのカバーの三面図である。図５は図４のＶ－Ｖ線の断面図である。図６はトランスの磁性体コアの上面図及び右側面図である。
　実施形態１に係るトランスＴは、ボビン１０、カバー２０及び磁性体コア３０，３１を備えている。ボビン１０には、１次巻線ｎｐ、２次巻線ｎs及び駆動巻線ｎｂ１，ｎｂ２が巻回されている。カバー２０は、１次巻線ｎｐが巻回されたボビン１０に被せられている。磁性体コア３０，３１は、所謂Ｅ型コアであって、カバー２０が被せられたボビン１０に嵌め込まれ、１次巻線ｎｐ及び２次巻線ｎsの磁界の閉磁路を形成している。
　図１に示すように、ボビン１０は絶縁性樹脂により構成された筒形状部（本発明の巻回部）１１を備えている。筒形状部１１は、軸方向（図１の紙面左右方向）に沿って形成され、両端が開口した内部空間１１Ａを有している。この内部空間１１Ａには、後述する磁性体コア３０，３１の中央脚３０Ａ，３１Ａ（図６参照）が両端の開口部から挿入される。この中央脚３０Ａ，３１Ａの先端部は、筒形状部１１の軸方向略中央で空隙（ギャップ）を介して対向している。また、筒形状部１１の軸方向両端には、端子台１６Ａ，１６Ｂが設けられている。端子台１６Ａ，１６Ｂの下側（図１の紙面下側）には、複数のピンが所定ピッチで並んだボビン端子１７Ａ，１７Ｂが設けられている。トランスＴは、このボビン端子１７Ａ，１７Ｂが実装基板に半田付けされることにより、実装される。
　筒形状部１１の両端部の周面には、端部板１２Ａ，１２Ｂが周面に略垂直に設けられている。また、筒形状部１１の軸方向における略中央より外れた位置の周面には、仕切板（本発明の仕切部）１３，１４が周面に略垂直に設けられている。具体的には、仕切板１３と端部板１２Ａとの距離をＬ１、仕切板１４と端部板１２Ｂとの距離をＬ２で表すと、Ｌ１＞Ｌ２の関係となる。また、仕切板１３，１４の間にはスリット１５が形成されている。スリット１５は、筒形状部１１に巻回された１次巻線ｎｐと２次巻線ｎsとの間が安全規格上の距離を満たすためのものである。以下の説明では、端部板１２Ａと仕切板１３との間を第１セクション（本発明の第１巻回領域）と言い、端部板１２Ｂと仕切板１４との間を第２セクション（本発明の第２巻回領域）と言う。
　第１セクション及び第２セクションを形成する端部板１２Ａ，１２Ｂ及び仕切板１３，１４は、筒形状部１１の周方向に沿って設けられ、周方向の位置によって異なる高さを有している。ここで、トランスＴを基板に実装した場合に、基板と対向する側、すなわち、ボビン端子１７Ａ，１７Ｂが設けられた側をトランスＴの下側とする。この場合、トランスＴの下側の端部板１２Ａ，１２Ｂ及び仕切板１３，１４の高さｈ４は、トランスＴの上側の端部板１２Ａ，１２Ｂ及び仕切板１３，１４の高さ（本実施形態では高さｈ２）よりも高くしてある。
　第１セクションでは、筒形状部１１の軸方向を巻回軸として１次巻線ｎｐが筒形状部１１に巻回されている。１次巻線ｎｐは筒形状部１１の周面から高さｈ１まで巻回されている。第２セクションでは、筒形状部１１の軸方向を巻回軸として２次巻線ｎsが筒形状部１１に巻回されている。２次巻線ｎsは筒形状部１１の周面から高さｈ２（＞ｈ１）まで巻回されている。２次巻線ｎsはセンタータップを有し、センタータップにより二分された二つの巻線がバイファイラ巻にされてなる。後に詳述するが、１次巻線ｎｐと２次巻線ｎsとの間には仕切板１３，１４及びスリット１５が設けられている。このため、１次巻線ｎｐと２次巻線ｎsとの直線距離を長くすることなく、１次巻線ｎｐと２次巻線ｎsとの間の沿面距離を得ることができる。これにより、１次巻線ｎｐと２次巻線ｎsとの磁界結合を弱めることなく、安全規格上の距離を確保することができる。
　また、磁性体コア３０，３１のギャップは筒形状部１１の軸方向略中央に位置している。したがって、Ｌ１＞Ｌ２の関係から、１次巻線ｎｐの巻回範囲内に前記ギャップが位置している。これにより、閉磁路を形成している磁性体コア３０，３１のギャップから生じる漏れ磁束は１次巻線ｎｐにより吸収（遮蔽）され、周辺回路への影響を軽減できる。
　第１セクションに巻回された１次巻線ｎｐには駆動巻線ｎｂ１，ｎｂ２が巻回されている。駆動巻線ｎｂ１，ｎｂ２は、駆動巻線ｎｂ２が２次巻線ｎs側となるよう、筒形状部１１の軸方向に沿って所定間隔を空けて並んで巻回されている。また、駆動巻線ｎｂ１，ｎｂ２は１次巻線ｎｐから高さｈ３まで巻回されている。ここで、ｈ３＝ｈ２－ｈ１の関係を満たす。したがって、駆動巻線ｎｂ１，ｎｂ２は、２次巻線ｎsと最外周の位置が同じとなっている。駆動巻線ｎｂ１，ｎｂ２は、第１セクションに巻回されているため、１次巻線ｎｐとの結合は強い。また、駆動巻線ｎｂ２は、２次巻線ｎsと軸方向において近接し、かつ、高さがほぼ同じであるため、駆動巻線ｎｂ２のコイル断面積は、２次巻線のコイル断面積とほぼ同じになって、駆動巻線ｎｂ２に誘起される電圧波形と２次巻線ｎsに発生する電圧波形とが相似になる。
ここで、たとえ、駆動巻線ｎｂ２が高さｈ３を超えて巻回されていた場合であっても、駆動巻線ｎｂ２と２次巻線ｎｓとは高さｈ１からｈ２までの間では同じ高さにおいて巻回されているため、駆動巻線ｎｂ２に誘起される電圧波形と２次巻線ｎsに発生する電圧波形とはほぼ相似になる。また、駆動巻線ｎｂ２が高さｈ３未満で巻回されていた場合であっても、駆動巻線ｎｂ２は２次巻線ｎｓの高さの領域内において巻回されているため、駆動巻線ｎｂ２に誘起される電圧波形と２次巻線ｎsに発生する電圧波形とはほぼ相似になる。
　上述のように、トランスＴの下側の端部板１２Ａ，１２Ｂ及び仕切板１３，１４の高さは、トランスＴの上側の端部板１２Ａ，１２Ｂ及び仕切板１３，１４の高さよりも高い。本実施形態では、トランスＴの上側の端部板１２Ａ，１２Ｂ及び仕切板１３，１４の高さは、２次巻線ｎsの高さｈ２である。したがって、低背化しつつ、１次巻線ｎｐ、２次巻線ｎs及び駆動巻線ｎｂ１，ｎｂ２と、トランスＴが実装される基板との間の空間絶縁距離を確保することができる。
　また、軸方向の直交方向における筒形状部１１の断面は、トランスＴの上下方向（本発明の実装高さ寸法方向）が短い扁平形状としてある。これにより、トランスＴの低背化を実現している。
　カバー２０は絶縁性樹脂からなり、上述の構成のボビン１０を覆っている。カバー２０は、図４に示すように、ボビン１０の第１セクション及び第２セクション部分を覆う中央カバー２１を備えている。中央カバー２１は側面及び上面を有し、ボビン１０の第１セクション及び第２セクション部分を三方向から囲む。中央カバー２１は開口２１Ａ，２１Ａを有し、カバー２０をボビン１０に被せた際に、開口２１Ａ，２１Ａは筒形状部１１の内部空間１１Ａの開口と重なる。磁性体コア３０，３１の中央脚３０Ａ，３１Ａは、開口２１Ａ，２１Ａを介して、筒形状部１１の内部空間１１Ａに挿入される。
　中央カバー２１の上面には、ボビン１０の第１セクションに対向する位置に開口２１Ｂが形成され、ボビン１０の第２セクションに対向する位置に開口２１Ｃ形成されている。中央カバー２１の軸方向における両端部には、端子台１６Ａ，１６Ｂを覆う両端部２２，２３が設けられている。
　また、図５に示すように、カバー２０の上面及び側面の内側には、ボビン１０に被せた際に、ボビン１０のスリット１５に嵌合する凸部２４が設けられている。図７は、ボビン１０にカバー２０を被せた場合におけるスリット１５及び凸部２４の部分を拡大した断面図である。図７では駆動巻線ｎｂ１を省略している。
　１次巻線ｎｐと２次巻線ｎsとの間は、安全規格上、一定距離を設ける必要がある。しかしながら、単に１次巻線ｎｐと２次巻線ｎsとを離すと磁界結合が弱くなる。このため、ボビン１０にスリット１５を設けることで、１次巻線ｎｐと２次巻線ｎsとの沿面距離は、図７の破線のようになり、スリット１５の深さ分の距離を得ることができる。また、スリット１５にカバー２０の凸部２４が嵌合することにより、１次巻線ｎｐと２次巻線ｎsとの間の空間は、スリット１５と凸部２４との間の空間となる。したがって、１次巻線ｎｐと２次巻線ｎsとの空間距離は、沿面距離と同じになる。このように、スリット１５とカバー２０の凸部２４とを設けることにより、磁界結合を弱めることなく、１次巻線ｎｐと２次巻線ｎsとの沿面距離及び空間距離を十分に確保できる。
　次に、磁性体コア３０，３１について説明するが、磁性体コア３０，３１は同じ形状であるため、以下では磁性体コア３０について説明し、対応する磁性体コア３１の符号を括弧書きにして説明する。磁性体コア３０（３１）は、中央脚３０Ａ（３１Ａ）、両端脚３０Ｂ，３０Ｂ（３１Ｂ，３１Ｂ）及び接続部３０Ｃ（３１Ｃ）を有したＥ型コアである。中央脚３０Ａ（３１Ａ）及び両端脚３０Ｂ，３０Ｂ（３１Ｂ，３１Ｂ）は、平行で、かつ、中央脚３０Ａ（３１Ａ）が両端脚３０Ｂ，３０Ｂ（３１Ｂ，３１Ｂ）の間に位置するように、接続部３０Ｃ（３１Ｃ）に設けられている。また、中央脚３０Ａ（３１Ａ）は、筒形状部１１の内部空間１１Ａと同様に扁平形の断面を有している（図４参照）。中央脚３０Ａ，３１Ａは、カバー２０の開口２１Ａ，２１Ａを介して筒形状部１１の内部空間１１Ａに挿入される。そして、中央脚３０Ａと中央脚３１Ａとの先端同士はギャップを設けて対向し、両端脚３０Ｂ，３０Ｂと両端脚３１Ｂ，３１Ｂとの先端同士が当接する状態となる。これにより、磁性体コア３０，３１は、エアギャップを有した閉磁路を形成している。
　以下に、上述の構成を有するトランスＴを備えた実施形態１に係るスイッチング電源について説明する。
　図８は実施形態１のスイッチング電源装置の回路図である。スイッチング電源装置１０１の入力端子ＰＩ（＋）－ＰＩ（－）間に入力電源Ｖｉの電圧が入力される。そして、スイッチング電源装置１０１の出力端子ＰＯ（＋）－ＰＯ（－）間に接続される負荷（不図示）へ所定の直流電圧Ｖｏが出力される。
　入力端子ＰＩ（＋）－ＰＩ（－）間には、共振キャパシタＣｒ、共振インダクタＬｒ、トランスＴの１次巻線ｎｐ及びローサイドスイッチング素子Ｑ１が直列に接続された第１の直列回路（本発明のＬＣ共振回路）が構成されている。共振インダクタＬｒはトランスＴの漏れインダクタンスである。なお、共振インダクタＬｒは、トランスＴの漏れインダクタンスとは別に、トランスＴの１次巻線ｎｐに接続されたインダクタでもよい。ローサイドスイッチング素子Ｑ１はｎ型ＭＯＳ－ＦＥＴからなり、ドレイン端子がトランスＴの１次巻線ｎｐに接続されている。
　トランスＴの１次巻線ｎｐの両端には、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２と共振キャパシタＣｒ及び共振インダクタＬｒが直列に接続された第２の直列回路が構成されている。
　トランスＴの２次巻線ｎsはセンタータップを有し、２次巻線ｎs１，ｎs２が直列接続された構成である。２次巻線ｎs１，ｎs２がバイファイラ巻きされて、図１に示す２次巻線ｎsを形成している。２次巻線ｎs１，ｎs２には、ダイオードＤｓ，Ｄｆ及びキャパシタＣｏからなる整流平滑回路が構成されている。この整流平滑回路は２次巻線ｎs１，ｎs２から出力される交流電圧を全波整流し平滑して、出力端子ＰＯ（＋）－ＰＯ（－）へ出力する。
　トランスＴの駆動巻線（以下、ローサイド駆動巻線という）ｎｂ１には、ローサイドスイッチング制御部（本発明のスイッチング制御回路）８１が接続されている。このローサイドスイッチング制御部８１は、ダイオードＤｂ及びキャパシタＣｂによる整流平滑回路を含んでいる。この整流平滑回路によって得られる直流電圧がスイッチング制御用ＩＣ８４のＶＣＣ端子に電源電圧として供給される。前記スイッチング制御用ＩＣ８４は、電流モードで動作する汎用のスイッチング制御用ＩＣである。
　出力端子ＰＯ（＋），ＰＯ（－）とスイッチング制御用ＩＣ８４との間には帰還回路が設けられている。図８では帰還の経路のみを簡易的に一本の線（Feedback）で表している。帰還の経路には絶縁手段７１が設けられており、例えば、フォトカプラやパルストランスなどを用いることができる。具体的には出力端子ＰＯ（＋）－ＰＯ（－）間の直流電圧Ｖｏの分圧値と基準電圧との比較によって帰還信号を発生し、絶縁状態でスイッチング制御用ＩＣ８４のＦＢ端子へフィードバック電圧を入力する。このＦＢ端子へ入力されるフィードバック電圧は直流電圧Ｖｏが低いほど高くなる。
　また、スイッチング制御用ＩＣ８４は、ＯＵＴ端子及びＺＴ端子を備えている。スイッチング制御用ＩＣ８４のＯＵＴ端子は、抵抗Ｒ１２を介してローサイドスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に接続されている。スイッチング制御用ＩＣ８４のＺＴ端子には、ローサイド駆動巻線ｎｂ１から発生した電圧が入力される。スイッチング制御用ＩＣ８４はＺＴ端子の入力電圧が反転したことを検出する電圧極性反転検出回路及びターンオフ遅延回路を備えている。電圧極性反転検出回路は、内部で発生した基準電圧とＺＴ端子の電圧とを比較するコンパレータを備える。このコンパレータの出力電圧がローレベルになったとき、ターンオフ遅延回路による遅延時間ｔｄ１の後、ＯＵＴ端子をローレベルにする。これにより、ローサイドスイッチング素子Ｑ１がターンオフする。また、前記コンパレータの出力がハイレベルになったときは、後に示す遅延時間ｔｄ０の経過後にＯＵＴ端子をハイレベルに反転させる。これによりローサイドスイッチング素子Ｑ１がターンオンする。
　ローサイド駆動巻線ｎｂ１は、巻回軸を同じにして１次巻線ｎｐに巻回されているため、ローサイド駆動巻線ｎｂ１と１次巻線ｎｐとの結合は強い。このため、ローサイド駆動巻線ｎｂ１に発生する電圧波形は、１次巻線ｎｐに発生する電圧波形に相似する。換言すれば、ローサイド駆動巻線ｎｂ１に発生する電圧波形は、１次巻線ｎｐの励磁インダクタンスに発生する電圧波形と共振インダクタＬｒに発生する電圧波形とを加算した波形と相似する。したがって、スイッチング制御用ＩＣ８４は、ローサイド駆動巻線ｎｂ１に発生する電圧極性の反転を検出することで、共振のタイミングを適切に検出し、ローサイドスイッチング素子Ｑ１をターンオンすることで、ローサイドスイッチング素子Ｑ１のＺＶＳ動作を確実に行える。また、共振のタイミングを適切に検出することで、共振状態を適切に検出でき、「共振外れ」を防止することができる。
　また、スイッチング制御用ＩＣ８４のＯＵＴ端子には、定電流回路ＣＣ１及びキャパシタＣｂ１の直列回路が接続されていて、キャパシタＣｂ１の充電電圧がＩＳ端子に入力されるように接続されている。定電流回路ＣＣ１は、スイッチング制御用ＩＣ８４のＯＵＴ端子の電圧によりキャパシタＣｂ１を定電流で充電する。スイッチング制御用ＩＣ８４内のコンパレータはキャパシタＣｂ１の電圧とＦＢ端子の電圧とを比較し、ＩＳ端子の電圧がＦＢ端子の電圧を超えたときＯＵＴ端子の電圧をハイレベルからローレベルとする。したがって、ＦＢ端子の電圧が低くなるほど、キャパシタＣｂ１の充電時間は短くなる。すなわち、ローサイドスイッチング素子Ｑ１のオン時間が短くなって、直流電圧Ｖｏは定電圧化される。
　なお、ダイオードＤ９はキャパシタＣｂ１の電荷の放電経路を構成する。すなわち、スイッチング制御用ＩＣ８４の出力電圧がローレベルになったとき（Ｑ１がターンオフするとき）、キャパシタＣｂ１の電荷はダイオードＤ９を介して放電される。
　このようにして、電流モードで動作するＩＣであるスイッチング制御用ＩＣ８４、定電流回路ＣＣ１及びキャパシタＣｂ１による回路は、電圧－時間変換回路として作用する。そして、直流電圧Ｖｏを検出して基準電圧との比較により発生される帰還信号の電圧が前記電圧－時間変換回路で変換されて、その時間だけローサイドスイッチング素子Ｑ１がオンする。
　トランスＴの駆動巻線（以下、ハイサイド駆動巻線という。）ｎｂ２とハイサイドスイッチング素子Ｑ２との間にはハイサイドスイッチング制御部（本発明のスイッチング制御回路）６１が設けられている。具体的には、トランスＴのハイサイド駆動巻線ｎｂ２の第１端はローサイドスイッチング素子Ｑ１とハイサイドスイッチング素子Ｑ２との接続点（ハイサイドスイッチング素子Ｑ２のソース端子）に接続され、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２の第２端とハイサイドスイッチング素子Ｑ２のゲート端子との間にハイサイドスイッチング制御部６１が接続されている。
　前記ハイサイドスイッチング制御部６１は、４つのダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４から構成されるダイオードブリッジ整流回路と、ダイオードＤ１，Ｄ３の接続点とダイオードＤ２，Ｄ４の接続点との間、つまりこのダイオードブリッジ整流回路の出力端間に接続された定電流回路ＣＣ２とで構成された双方向定電流回路である。
　ハイサイドスイッチング制御部６１には、抵抗Ｒ５及びハイサイドスイッチング素子Ｑ２の入力容量（ゲート・ソース間容量）により、後述する遅延時間ｔｄ２だけターンオンを遅延させるターンオン遅延回路が構成されている。このターンオン遅延回路は、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に発生する電圧の極性が反転してから遅延時間ｔｄ２の経過後に、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２をターンオンさせる。
　図１で説明したように、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２は２次巻線ｎsに近接して巻回されているため、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２と２次巻線ｎsとの結合は強い。ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に発生する電圧波形は、２次巻線ｎsに発生する電圧波形、すなわち、２次巻線ｎsの励磁インダクタンスに発生する電圧波形と相似とする。このため、ハイサイドスイッチング制御部６１は２次巻線ｎsに電圧が発生するタイミングでハイサイドスイッチング素子Ｑ２をターンオンしてＺＶＳ動作を行える。
　ハイサイドスイッチング制御部６１はハイサイドスイッチング素子Ｑ２がターンオンした後、ローサイドスイッチング素子Ｑ１のオン時間と同じ時間が経過した時に強制的にハイサイドスイッチング素子Ｑ２をターンオフさせる。このように、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２は共振条件と関係なく、時定数回路で決められたタイミングでターンオフされる。
　図９は、負荷変動があったときの、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２の電圧Ｖｎｂ２及びトランジスタＱ３のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅの変化を示す波形図である。
　キャパシタＣｂ２は同じ電流値の定電流で充放電されるので、トランジスタＱ３のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅの傾きは等しい。そのため、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２のオン時間はローサイドスイッチング素子Ｑ１のオン時間に等しい。図９において、ＴＱ１ＯＮ（１）とＴＱ２ＯＮ（１）は上述の動作により等しい。ローサイドスイッチング素子Ｑ１のオン時間が長くなりＴＱ１ＯＮ（２）となったときも、ＴＱ１ＯＮ（２）とＴＱ２ＯＮ（２）は上述の動作により等しい。
　このように、ローサイドスイッチング素子Ｑ１のオン時間が変化すれば、それに追従して、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２のオン時間が変化する。
　以上に示したとおり、このスイッチング電源装置１０１は、ローサイド駆動巻線ｎｂ１に発生する電圧の極性が反転するタイミングをトリガとして、ローサイドスイッチング素子Ｑ１がターンオンする。また、ローサイドスイッチング素子Ｑ１とハイサイドスイッチング素子Ｑ２が共にオフとなるデッドタイムを挟んで、時比率Ｄ＝０．５で交互にオンオフさせる電流共振形ハーフブリッジコンバータとして動作する。
　図１０は、ローサイドスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ１、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ２、ローサイドスイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ１、トランジスタＱ３のベース・エミッタ間電圧（キャパシタＣｂ２の電圧）Ｖｂｅ、スイッチング制御用ＩＣ８４のＩＳ端子の電圧（キャパシタＣｂ１の電圧）Ｖｉｓ及びＺＴ端子の電圧Ｖｚｔの関係を示す波形図である。この図１０を基に、スイッチング電源装置１０１の動作について示す。スイッチング電源装置１０１の１サイクル分の動作は次のとおりである。
　スイッチング制御用ＩＣ８４は、ＺＴ端子の入力電圧を基に、トランスＴのローサイド駆動巻線ｎｂ１に発生する巻線電圧の極性が反転したことを検出し、この極性反転を検出した時刻から遅延時間ｔｄ１だけ遅れてローサイドスイッチング素子Ｑ１をターンオフする。
　同時に、キャパシタＣｂ２は定電流回路ＣＣ２を介して放電される。
　直流電圧Ｖｏを制御するための帰還信号（Feedback）に基づいた信号電圧によって生成された時刻でローサイドスイッチング素子Ｑ１をターンオフする。
　ローサイドスイッチング素子Ｑ１がターンオフすることで、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に発生する巻線電圧により、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２の入力容量（ゲート・ソース間容量）が充電されてからハイサイドスイッチング素子Ｑ２はターンオンする。したがってハイサイドスイッチング素子Ｑ２は前記充電による遅延時間ｔｄ２だけ遅れてターンオンする。
　同時に、キャパシタＣｂ２は定電流回路ＣＣ２を介して充電される。
　キャパシタＣｂ２の充電電圧ＶｂｅがトランジスタＱ３のしきい値電圧に達することでトランジスタＱ３はターンオンし、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２の入力容量が急速に放電されて、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２はターンオフする。
　このことにより、トランスＴのローサイド駆動巻線ｎｂ１に発生する巻線電圧の極性が反転する。スイッチング制御用ＩＣ８４は、ＺＴ端子の入力電圧を基に、そのことを検知する。この電圧極性の反転から遅延時間ｔｄ０の経過後にローサイドスイッチング素子Ｑ１がターンオンする。
　図１１Ａは「共振外れ」がない通常状態でのトランスＴの１次巻線ｎｐの電圧及びローサイドスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流の波形図である。また、図１１Ｂは「共振外れ」が生じた状態でのトランスＴの１次巻線ｎｐの電圧及びローサイドスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流の波形図である。ここで、ドレイン電流の波形のｔ０～ｔ１の区間は、比較的インダクタンス値の小さな共振インダクタ（１次巻線ｎｐの漏れインダクタンスを含む）Ｌｒと共振キャパシタＣｒの直列共振に基づく電流波形であり、ｔ１～ｔ２の区間は、共振インダクタＬｒ、トランスＴの励磁インダクタンス及び共振キャパシタＣｒの直列共振に基づく電流波形である。
　スイッチング周波数をｆｓ、第１の直列回路の共振周波数をｆｍで表すと、通常の動作では、ｆｍ＜ｆｓの関係を保つ。そして、軽負荷時ではスイッチング周波数ｆｓが上昇して出力電力が小さくなり、重負荷では、スイッチング周波数ｆｓが低下して出力電力が大きくなる。上記周波数の大小関係であれば、トランスＴの１次巻線ｎｐに流れる電流は、１次巻線ｎｐに加えられる電圧よりも位相が遅れる「電流遅れ位相」で動作する。
　しかし、負荷が重くなるにつれてスイッチング周波数ｆｓは低下し、ｆｓ＜ｆｍとなると、共振条件が外れた状態（「共振外れ」）になる。すなわち、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｍより低い関係は、トランスＴの１次側からトランスＴが容量性のインピーダンスに見える状態であり、トランスＴの１次巻線ｎｐに加わる電圧波形の位相より電流波形の位相が進むことになる。この場合に、ローサイドスイッチング素子Ｑ１とハイサイドスイッチング素子Ｑ２が同時にオンする（いわゆるアーム短絡状態になる）期間が生じて、その二つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に過大な電流が流れ、大きな損失が発生する。
　具体的には、電圧波形の位相より電流波形の位相が進む状態であると、ローサイドスイッチング素子Ｑ１がターンオフした後にデッドタイムを挟んでハイサイドスイッチング素子Ｑ２がターンオンするが、ローサイドスイッチング素子Ｑ１に流れる電流の向きが既に反転している（ローサイドスイッチング素子Ｑ１のボディダイオードを流れている）状態で、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２がターンオンすると、ボディダイオードの逆回復特性による遮断の遅れにより、ローサイドスイッチング素子Ｑ１のボディダイオードが導通している状態でハイサイドスイッチング素子Ｑ２が導通し、前記アーム短絡が生じる。また、電圧波形の位相より電流波形の位相が進んでいる状態ではＺＶＳ動作が行えず、スイッチング損失が増大する。
　図１１Ｂに示す、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｍよりも低下して、「共振外れ」が生じるような状況では、既に述べたとおり電流位相が進んでいるので、ローサイドスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流が負になってから（ローサイドスイッチング素子Ｑ１のボディダイオードに電流が流れている状態で）、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２がターンオンするので、前述のアーム短絡の問題が生じる。
　本発明の実施形態によれば、図８及び図１０に示すように、スイッチング制御用ＩＣ８４のＯＵＴ端子電圧がハイの状態で、ＺＴ端子の電圧が０Ｖ付近まで低下すると、スイッチング制御用ＩＣ８４はローサイドスイッチング素子Ｑ１を強制的にターンオフする。この強制ターンオフ動作は、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２がターンオンするより早く動作する。すなわち、ローサイド駆動巻線ｎｂ１に発生する巻線電圧の極性が反転したことを検出したタイミングを起点としてから、ローサイドスイッチング素子Ｑ１をターンオフするまでの遅延時間ｔｄ１が、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２の入力容量を充電してハイサイドスイッチング素子Ｑ２をターンオンするまでの遅延時間ｔｄ２より小さくなる条件（ｔｄ１＜ｔｄ２）を満たすようにｔｄ１、ｔｄ２を定める。
　このように、共振外れ防止状態では、図１０に表れているように、ＩＳ端子の電圧ＶｉｓがＦＢ端子へのフィードバック電圧Ｖｆｂに達するまでにＱ１がターンオフする。したがって、出力される直流電圧Ｖｏは規定値より下回ることになるが、例えば、停電などにより、入力電源Ｖｉの電圧が所定の電圧よりも低下した状態においてもアーム短絡を起こすことなくコンバータは動作を続けて、出力電力の供給を維持することができる。結果として、入力電源Ｖｉの電圧の供給が遮断されても、アーム短絡を起こすことなく、コンバータを安全に停止することができる。また、瞬時停電などに対しても直流電圧Ｖｏの出力保持時間を長くすることが可能となる。
　このようにして、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｍよりも低下して共振条件が外れることはなく、また、起動や停止や出力短絡などの過渡的な動作状態においても、ローサイドスイッチング素子Ｑ１がターンオンした後に１次巻線ｎｐの巻線電圧が反転しても、Ｑ１が帰還信号に基づいてターンオフする前にハイサイドスイッチング素子Ｑ２がターンオンすることはない。すなわちアーム短絡が生じることなく、スイッチング電源装置１０１の破壊が損失の増大を防止することができる。
　図８に示したスイッチング制御用ＩＣ８４はブランキング時間を設定する回路を備えている。具体的には、ローサイドスイッチング素子Ｑ１を駆動するパルスを発生してから所定期間（設定されたブランキング時間）は前記ＺＴ端子に入力される信号を検出しない構成とする。すなわち、前記ＺＴ端子の入力をマスキングする。このように、所定期間だけ巻線電圧の極性を検出しないブランキング時間を設定したことにより、ブランキング時間においては、ローサイドスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせてしまうような信号となるスイッチングノイズがＺＴ端子に入力されたとしても、ノイズ信号によってローサイドスイッチング素子Ｑ１をターンオンさせてしまうような誤動作の発生を防止することができる。
　なお、遅延時間ｔｄ２を生成する遅延回路を、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２の制御端子に直列に接続された抵抗Ｒ５（インピーダンス回路）とハイサイドスイッチング素子Ｑ２のゲート端子に存在する入力容量（ゲート・ソース間容量）とで構成することにより、部品点数は削減され、スイッチング電源装置の小型化を図ることができる。
《実施形態２》
　図１２は実施形態２に係るスイッチング電源装置の回路図である。このスイッチング電源装置１０２のハイサイドスイッチング制御部６２以外は、第１の実施形態で図８に示した回路と同じである。
　ハイサイドスイッチング制御部６２には、ハイサイド駆動巻線ｎｂ２の出力とハイサイドスイッチング素子Ｑ２との間に、キャパシタＣｇ１，ダイオードＤ６，抵抗Ｒ５，Ｒ６，インダクタＬｇで構成されるインピーダンス回路が接続されている。インダクタＬｇは、チップインダクタまたはビーズインダクタなどである。また、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に、ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２の直列回路及びキャパシタＣｇ２が接続されている。ハイサイドスイッチング制御部６２内のその他の構成は図８に示したハイサイドスイッチング制御部６１と同じである。
　ハイサイド駆動巻線ｎｂ２の出力とハイサイドスイッチング素子Ｑ２の制御端子との間に接続された前記インピーダンス回路とキャパシタＣｇ２とで、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２のターンオン遅延回路が構成されている。
　ハイサイド駆動巻線ｎｂ２に発生する巻線電圧によりキャパシタＣｇ２が充電され、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧がしきい値を超えるとＱ２はターンオンする。
　ダイオードＤ６及び抵抗Ｒ６の直列回路が抵抗Ｒ５に対して並列に接続されているので、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧の立ち上がりはＲ５とＲ６の並列インピーダンスで設定され、立ち下がりはＲ５のみのインピーダンスで支配的に設定される。
　キャパシタＣｇ１は、キャパシタＣｇ２との容量分圧により、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間の電圧値を制御する。また、ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２は、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間の電圧値の最大変化幅を制限する。
　この実施形態によれば、Ｑ２のターンオン遅延回路の一部であるインピーダンス回路が、電流の方向に応じて、そのインピーダンスが変化するものであるので、スイッチング素子Ｑ２のターンオンスピードとターンオフスピードを個別に調整することができる。
　また、前記インピーダンス回路は、キャパシタＣｇ１と抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路で構成されているので、キャパシタＣｇ１の容量値を調整することで、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２のゲート端子に存在する入力容量との分圧比を調整し、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２をターンオン及びターンオフさせるのに適切なゲート電圧を加えることができる。
　また、前記インピーダンス回路にインダクタＬｇが設けられているので、高周波のサージ電流が抑制されて、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２のゲート端子に過大な電圧が印加されるのを防ぐことができる。
　また、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に並列にツェナーダイオードが双方向に接続されているので、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２のゲート端子に過大な電圧が印加されるのを防ぐことができる。なお、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間に並列に接続されるツェナーダイオードはいずれか単方向にのみ接続されていてもよい。
《実施形態３》
　図１３は実施形態３に係るスイッチング電源装置の回路図である。実施形態１で図８に示したスイッチング電源装置と異なるのは、トランスＴの二次側の構成である。
　実施形態３では、トランスＴの２次巻線ｎsに、ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４によるダイオードブリッジ回路及びキャパシタＣｏが接続されている。このようにダイオードブリッジ回路で全波整流してもよい。
《実施形態４》
　図１４は実施形態４に係るスイッチング電源装置の回路図である。実施形態４に係るスイッチング電源装置１０４が実施形態１で図８に示したスイッチング電源装置と異なるのは、トランスＴの二次側の構成である。
　実施形態４では、トランスＴの２次巻線ｎs１の両端に、ダイオードＤｓ及びキャパシタＣｏ１による整流平滑回路が構成され、出力端子ＰＯ（＋）－ＰＯ（－）間にキャパシタＣｏ３が接続されている。またダイオードＤｆ及びキャパシタＣｏ２の直列回路の中点が出力端子ＰＯ（－）に接続され、両端はトランスＴの２次巻線ｎs１の両端に接続されている。このように倍電圧整流回路としてもよい。
《実施形態５》
　図１５は実施形態５に係るスイッチング電源装置の回路図である。実施形態５に係るスイッチング電源装置１０５が以上に示した各実施形態と異なるのは、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２のドレインとトランスＴの１次巻線ｎｐの一端との間に共振キャパシタＣｒ１と共振インダクタＬｒの直列回路を設けるだけでなく、共振キャパシタＣｒ１と共振インダクタＬｒとの接続点とグランドラインとの間に共振キャパシタＣｒ２を設けた点である。
　共振インダクタＬｒ、１次巻線ｎｐ、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２、共振キャパシタＣｒ１が閉ループを構成するように、共振キャパシタＣｒ１が設けられている。また、共振インダクタＬｒ、１次巻線ｎｐ、ローサイドスイッチング素子Ｑ１、共振キャパシタＣｒ２が閉ループを構成するように、共振キャパシタＣｒ２が設けられている。
　このように、共振キャパシタＣｒ２を接続することにより、入力電源Ｖｉから供給される電流は、ローサイドスイッチング素子Ｑ１のオン時間とハイサイドスイッチング素子Ｑ２のそれぞれのオン時間の双方の期間において共振キャパシタＣｒ１、Ｃｒ２に流れる。入力電源Ｖｉから供給される電流が、ローサイドスイッチング素子Ｑ１のオン時間しか流れない回路構成と比較すると、入力電源Ｖｉから供給される電流の実効電流は低減される。これにより、入力電源Ｖｉから供給される電流による導通損を低減することができる。
《実施形態６》
　図１６は実施形態６に係るスイッチング電源装置の回路図である。実施形態６に係るスイッチング電源装置１０６が実施形態１で図８に示したスイッチング電源装置と異なるのは、共振キャパシタＣｒ以外に共振キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２を設けた点である。
　共振インダクタＬｒ、１次巻線ｎｐ、共振キャパシタＣｒ、ハイサイドスイッチング素子Ｑ２、共振キャパシタＣｒ１が閉ループを構成するように、共振インダクタＬｒ、１次巻線ｎｐ、共振キャパシタＣｒ、ハイサイドスイッチング素子Ｑ１、共振キャパシタＣｒ２が閉ループを構成するように共振キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２を設けている。
　また、共振キャパシタＣｒ１，Ｃｒ２は、入力電源Ｖｉの電圧を分圧するように接続している。このように、共振電流が流れる共振キャパシタ（Ｃｒ、Ｃｒ１、Ｃｒ２）は複数であってもよい。
　トランスＴの２次巻線ｎsには整流平滑回路９１が接続されている。この整流平滑回路９１は、図８に示すダイオードＤｓ，Ｄｆ及びキャパシタＣｏからなる整流平滑回路である。
　なお、以上に示した各実施形態では、トランスＴの二次側の回路にダイオードによる整流回路を構成したが、このダイオードに代えて整流用のＦＥＴを設けて同期整流してもよい。このことにより、二次側の回路の損失を低減することができる。
　また、本発明は、ハーフブリッジコンバータだけでなく、フルブリッジコンバータなどの多石式のコンバータ、電圧クランプコンバータなどにおいて、二つのスイッチング素子を相補的に交互にオン／オフするスイッチング電源装置に適用できる。
　また、本発明におけるトランスは、１次巻線ｎｐと２次巻線ｎsとの磁界結合を弱めることなく、安全規格上の距離を確保できるものである。この効果は、トランスが駆動巻線ｎｂ１，ｎｂ２を備えない場合でも変わらない。この場合、１次巻線ｎｐと２次巻線ｎsとの高さは、ほぼ同じであってもよい。
　１０－ボビン
　１１－筒形状部（巻回部）
　１３，１４－仕切板（仕切部）
　１５－スリット
　２０－カバー
　２４－凸部
　３０，３１－磁性体コア
　６１，６２－ハイサイドスイッチング制御部（スイッチング制御回路）
　８１－ローサイドスイッチング制御部（スイッチング制御回路）
　８４－スイッチング制御ＩＣ
　１０１～１０６－スイッチング電源装置
　Ｃｒ－共振キャパシタ
　Ｌｒ－共振インダクタ
　ｎｂ１－ローサイド駆動巻線
　ｎｂ２－ハイサイド駆動巻線
　ｎｐ－１次巻線
　ｎs１，ｎs２－２次巻線
　ＰＩ－入力端子
　ＰＯ－出力端子
　Ｑ１－ローサイドスイッチング素子
　Ｑ２－ハイサイドスイッチング素子
　Ｔ－トランス
　Ｖｉ－入力電源
　Ｖｏ－出力電圧

Claims (7)

  1. 　入力電源電圧が入力される電源電圧入力部と、
    　直流電圧が出力される直流電圧出力部と、
    　ボビンの巻回部に巻回された１次巻線及び２次巻線、ローサイド駆動巻線及びハイサイド駆動巻線、並びに、閉磁路を形成するコアを有するトランスと、
    　前記１次巻線を含んでＬＣ共振回路を形成するキャパシタと、
    　前記電源電圧入力部に接続される、ローサイドスイッチング素子とハイサイドスイッチング素子との直列回路と、
    　前記ローサイドスイッチング素子を制御するローサイドスイッチング制御部と、前記ハイサイドスイッチング素子を制御するハイサイドスイッチング制御部とを有するスイッチング制御回路と、
    　を備え、
    　前記ＬＣ共振回路は、前記トランスの前記１次巻線又は前記２次巻線の漏れインダクタンスを含み、
    　前記ローサイドスイッチング素子は、前記１次巻線に直列接続されて、オンにより前記電源電圧入力部の電圧を前記１次巻線に印加し、
    　前記ローサイドスイッチング制御部は、前記ローサイド駆動巻線に発生する巻線電圧の極性反転を検出して前記ローサイドスイッチング素子をターンオンし、出力電圧を検出する回路の帰還信号に基づく時間で前記ローサイドスイッチング素子をターンオフし、
    　前記ハイサイドスイッチング制御部は、前記ハイサイド駆動巻線に発生する巻線電圧の極性反転を検出して前記ハイサイドスイッチング素子をターンオンし、前記ローサイドスイッチング素子のオン時間に応じて前記ハイサイドスイッチング素子をターンオフし、
    　前記ボビンはスリットを有する仕切り部を備え、
    　前記仕切り部は、前記巻回部の外周に沿って設けられ、前記巻回部を前記１次巻線が巻回される第１巻回領域と前記２次巻線が巻回される第２巻回領域とに分割し、
    　前記１次巻線は、前記巻回部の外周面から第１の高さｈ１まで巻回され、
    　前記２次巻線は、前記巻回部の外周面から第２の高さｈ２まで巻回され、
    　前記ローサイド駆動巻線及び前記ハイサイド駆動巻線は、前記ハイサイド駆動巻線を前記２次巻線側にして巻回軸方向に沿って併設されて、前記１次巻線に巻回されている、
    　スイッチング電源装置。
  2. 　前記スリットと嵌合する凸部を有し、前記１次巻線、前記２次巻線、前記ローサイド駆動巻線及び前記ハイサイド駆動巻線を覆うカバーを備えている、
    　請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  3. 　前記トランスが実装される基板に対向する側の前記仕切部の高さは、前記第２の高さｈ２より高い、請求項１又は２に記載のスイッチング電源装置。
  4. 　前記仕切部は、前記巻回軸に沿った前記巻回部の長さの中央から外れた位置に設けられている、請求項１から３の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  5. 　前記２次巻線は、センタータップが取り出され、バイファイラ巻きされた第１の巻線と第２の巻線とを有している、請求項１から４の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  6. 　巻回軸の直交方向における前記コアの断面は、前記トランスの実装高さ寸法方向が最短長となる扁平形状である、請求項１から５の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  7. 　前記キャパシタは、前記ハイサイドスイッチング素子と前記ローサイドスイッチング素子との間に接続されている、請求項１から６の何れかに記載のスイッチング電源装置。
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