JP7304748B2 - 電流検出装置、電流検出方法 - Google Patents

Description

本発明は、電流を検出する技術に関する。

例えばＬＥＤなどの発光素子をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御により点灯させてその際に流れる電流を検出する場合には、シャント抵抗素子を用いて当該電流を電圧に変換して増幅し、さらにこの電圧を平滑回路によって平滑にしたうえでアナログデジタル変換器に取り込み、その値から電流（平均電流）の値に変換していた。このようにパルス状電圧を平滑化してアナログデジタル変換器に取り込む技術は、例えば特開２０００－１５５０６３号公報（特許文献１）の図１３などに記載されている。

ところで、上記の方法で電流を検出する場合、その値が０に近い微小になると、増幅回路などの回路素子の特性バラツキによる誤差の影響が相対的に大きくなり、電流の検出精度が低下する。例えば、検出対象となる電流の最大値を１Ａとし、検出時の誤差が±１０ｍＡである場合を考える。この場合の検出時の誤差率は、電流の最大値に対して±１％に相当する。これに対して、検出対象の電流が１００ｍＡである場合を考えると、誤差が±１０ｍＡであるので誤差率は１０％となる。このように、検出時に一定の誤差が存在する場合には、検出対象の電流が小さくなるほど相対的に誤差の影響が大きくなり、検出精度が低下する。また、同じ誤差を前提として、検出対象の電流が５ｍＡである場合を考えると、仮に－１０ｍＡの誤差が生じるとすると電流の検出値は－５ｍＡになってしまう。ただし、通常はアナログデジタル変換器が０Ｖ以下の電圧に対応しないため、検出値としては０Ａとなる。このように誤差が影響するため、微弱電流の高精度な検出は非常に困難となる。

特開２０００－１５５０６３号公報

本発明に係る具体的態様は、比較的広い範囲で電流検出が可能であって微弱電流の検出精度も向上させることが可能な技術を提供することを目的の１つとする。

［１］本発明に係る一態様の電流検出装置は、ＰＷＭ制御される発光素子に流れる電流を検出するための装置であって、
前記発光素子に流れる電流の経路上に接続されたシャント抵抗素子と、
前記シャント抵抗素子の両端電圧を増幅する第１増幅回路と、
前記第１増幅回路の出力電圧を第１所定値だけ上昇させる第１プルアップ回路と、
前記第１増幅回路の出力電圧を増幅する第２増幅回路と、
前記第２増幅回路への入力電圧から前記第１所定値に相当する電圧を減じるキャンセル回路と、
前記第２増幅回路の出力電圧を第２所定値だけ上昇させる第２プルアップ回路と、
前記第１増幅回路の出力電圧に基づいて演算により前記電流の大きさを示す第１電流値を求め、前記第２増幅回路の出力電圧に基づいて前記演算により前記電流の大きさを示す第２電流値を求める制御部と、
前記第１増幅回路の出力端子と前記制御部との間であって前記第１増幅回路と前記第２増幅回路との間に接続されており、前記第１増幅回路の出力電圧を平滑化して直流にする平滑回路と、
を含み、
前記制御部は、前記演算の際に前記第１所定値を相殺して前記第１電流値を求めるとともに前記第２所定値を相殺して前記第２電流値を求めるものであり、前記電流が相対的に大きい第１範囲では前記第１電流値を前記電流の検出結果として選択し、前記電流が相対的に小さい第２範囲では前記第２電流値を前記電流の検出結果として選択する、
電流検出装置である。

なお、本明細書において、ある回路要素と別の回路要素との「接続」とは、これら回路要素同士が直接的に接続する場合のほか、これら回路要素同士の間に他の回路要素等が介在して接続する場合も含まれるものとする。

上記構成によれば、比較的広い範囲で電流検出が可能であって微弱電流の検出精度も向上させることが可能となる。

図１は、一実施形態の電流検出装置の構成を示す図である。 図２は、発光素子を流れる電流（計測電流）とマイコンへ入力される電圧（検出電圧）との関係を説明するための図である。 図３（Ａ）、図３（Ｂ）は、実際の電流計測時における計測電流と検出電圧の一例を説明するための図である。 図４は、計測電流の誤差率の一例を示した図である。 図５は、計測電流の補正について説明するための図である。

図１は、一実施形態の電流検出装置の構成を示す図である。図示の電流検出装置１は、発光素子（ＬＥＤ）２が駆動回路３によってＰＷＭ制御されて発光する際に流れる電流を検出するものである。この電流検出装置１は、マイコン１０、オペアンプ１１、２１、抵抗素子１２、１３、１４、１５、１６、２２、２３、２４、２５、２６、容量素子１７、２７、シャント抵抗素子１８および３つのレファレンス電源ＲＥＦを含んで構成されている。なお、図示の例では発光素子２を１つだけ用いているが任意の数の発光素子を直列、並列ないし直並列に接続した構成であってもよい。

マイコン（制御部）１０は、アナログデジタル変換器（ＡＤ１）１０ａと、アナログデジタル変換器（ＡＤ２）１０ｂを備えており、各々、発光素子２と直列接続されたシャント抵抗素子１８の両端電圧を増幅して得られる電圧を取り込んでデジタルデータに変換し、その値に基づいてシャント抵抗素子１８を流れる電流（すなわち発光素子２を流れる電流）の値を求める。

オペアンプ１１は、非反転入力端子（＋）が抵抗素子１２を介してシャント抵抗素子１８の一端（高電位側）に接続され、反転入力端子（－）が抵抗素子１３を介してシャント抵抗素子１８の他端（低電位側）に接続されており、シャント抵抗素子１８の両端電圧を増幅する。

このオペアンプ１１は、非反転入力端子とレファレンス電源ＲＥＦの間に抵抗素子１４が接続されており、非反転入力端子の電位がレファレンス電源ＲＥＦの電圧（例えば＋０．５Ｖ）にプルアップされている。オペアンプ１１の非反転入力端子がレファレンス電源ＲＥＦの電圧にプルアップされることで、オペアンプ１１の出力電圧が一定電圧分だけプラス側へオフセットされるので、検出誤差による出力電圧のマイナス側への振れ（あるいは極性反転）を防止することができる。なお、抵抗素子１４とレファレンス電源ＲＥＦが「第１プルアップ回路」に対応する。

また、オペアンプ１１は、出力端子と反転入力端子の間に負帰還のための抵抗素子１５が接続されている。これらオペアンプ１１、各抵抗素子１２～１５により差動増幅回路（第１増幅回路）が構成されている。この差動増幅回路における増幅率は、抵抗素子１３の抵抗値をＲ１、抵抗素子１５の抵抗値をＲ２とすると、Ｒ２／Ｒ１倍となる。

オペアンプ１１の出力端子からの出力電圧は、この出力端子とマイコン１０のアナログデジタル変換器１０ａの間に接続された抵抗素子１６およびこの抵抗素子１６の他端（アナログデジタル変換器１０ａ側）と基準電位端子（接地端子）との間に接続された容量素子１７からなる平滑回路を介して平滑化され、アナログデジタル変換器１０ａへ入力される。この場合にマイコン１０は、アナログデジタル変換器１０ａで取り込まれた電圧の値から抵抗素子１４によってプルアップされた電圧（レファレンス電源ＲＥＦの電圧）の分だけ差し引いて（相殺して）、その電圧の値を用いて発光素子２に流れる電流を算出する。

オペアンプ２１は、非反転入力端子（＋）が抵抗素子１６を介してオペアンプ１１の出力端子に接続され、反転入力端子（－）が抵抗素子２３を介してレファレンス電源ＲＥＦに接続されており、非反転入力端子と反転入力端子の間に印加される電圧を増幅する。

このオペアンプ２１は、非反転入力端子とレファレンス電源ＲＥＦの間に抵抗素子２４が接続されており、非反転入力端子の電位がレファレンス電源ＲＥＦの電圧（例えば＋０．５Ｖ）にプルアップされている。これは上記したオペアンプ１１の場合と同様の効果を奏するものである。なお、抵抗素子２４とレファレンス電源ＲＥＦが「第２プルアップ回路」に対応する。

また、オペアンプ２１は、出力端子と反転入力端子の間に負帰還のための抵抗素子２５が接続されている。これらオペアンプ２１、各抵抗素子２２～２５により差動増幅回路（第２増幅回路）が構成されている。この差動増幅回路における増幅率は、抵抗素子２３の抵抗値をｒ１、抵抗素子２５の抵抗値をｒ２とすると、ｒ２／ｒ１倍となる。

また、オペアンプ２１は、抵抗素子２３を介して反転入力端子の電位がレファレンス電源ＲＥＦの電圧（例えば＋０．５Ｖ）にプルアップされている。これにより、オペアンプ１１の出力電圧からレファレンス電源ＲＥＦの電圧によりプルアップされた分をキャンセルすることができる。このキャンセルが行われないとすると、オフセット分の電圧（例えば＋０．５Ｖ）がオペアンプ２１によって増幅されるので、常にオフセット分の電圧をｒ２／ｒ１倍した電圧がオペアンプ２１から出力されてしまい、大抵の場合、マイコン１０の入力電圧の許容範囲を超えてしまい、電流の計測値が最大値に振り切れる状態となる。このような不都合を防止するための回路部分となる。なお、抵抗素子２３とレファレンス電源ＲＥＦが「キャンセル回路」に対応する。

オペアンプ２１の出力端子からの出力電圧は、この出力端子とマイコン１０のアナログデジタル変換器１０ｂの間に接続された抵抗素子２６およびこの抵抗素子２６の他端（アナログデジタル変換器１０ｂ側）と基準電位端子（接地端子）との間に接続された容量素子２７からなる平滑回路を介して平滑化され、アナログデジタル変換器１０ｂへ入力される。この場合にマイコン１０は、アナログデジタル変換器１０ｂで取り込まれた電圧の値から抵抗素子２４によってプルアップされた電圧（レファレンス電源ＲＥＦの電圧）の分だけ差し引いて（相殺して）、その電圧の値を用いて発光素子２に流れる電流を算出する。

アナログデジタル変換器１０ｂへ入力される電圧は、オペアンプ１１によって増幅した電圧の値とオペアンプ２１によって増幅した電圧の値を乗じた値にプルアップされた電圧が重畳された値となるので、シャント抵抗素子１８の両端電圧に対する感度がより高いことになる。このため、このアナログデジタル変換器１０ｂへ入力される電圧は、微弱電流に特化して用いることができる。つまり、マイコン１０において、相対的に大きい電流の範囲ではアナログデジタル変換器１０ａへ入力される電圧を用いて電流の値を求め、相対的に小さい電流の範囲ではアナログデジタル変換器１０ｂへ入力される電圧を用いて電流の値を求めるようにすれば、比較的広い範囲で電流検出が可能であり、かつ微弱電流の検出精度も向上させることができる。

図２は、発光素子を流れる電流（計測電流）とマイコンへ入力される電圧（検出電圧）との関係を説明するための図である。図２では、横軸を計測電流、縦軸を検出電圧に対応させている。例えば、マイコン１０への入力電圧の許容最大値が＋５Ｖであるとする。この場合、レファレンス電源ＲＥＦの電圧が＋０．５であるとすると、これを考慮して最小値を＋０．５Ｖに設定する。すなわち、下限側に＋０．５Ｖの振り切れ防止幅を設ける。また、上限側においても検出誤差を考慮して、例えば＋０．５Ｖの振り切れ防止幅を設ける。これらから、＋０．５Ｖ～＋４．５Ｖの範囲、すなわち許容範囲を４．０Ｖとして設定することで、許容範囲の全体において検出電圧の振り切れを防止することができる。これにより、検出誤差による電圧の振り切れが防止される。

図３（Ａ）、図３（Ｂ）は、実際の電流計測時における計測電流と検出電圧の一例を説明するための図である。例えば、計測電流の最大値が５００ｍＡであるとする。計測電流が５００ｍＡである場合、マイコン１０は、標準的な感度であるオペアンプ１１による差動増幅回路の出力電圧をアナログデジタル変換器１０ａにて取り込み、これを用いて発光素子２に流れる電流である計測電流の値を求める（図３（Ａ）参照）。なお、このとき高感度であるオペアンプ２１による差動増幅回路の出力電圧の値は、マイコン１０に取り込まれる際に上限側に振り切れた状態となるためマイコン１０はこの出力電圧を使用しない。同様に、例えば計測電流が２００ｍＡの場合にもオペアンプ１１による差動増幅回路の出力電圧を用いて計測電流の値が求められる（図３（Ａ）参照）。

他方で、例えば計測電流が５０ｍＡである場合、マイコン１０は、高感度であるオペアンプ２１による差動増幅回路の出力電圧をアナログデジタル変換器１０ｂにて取り込み、これを用いて計測電流の値を求める（図３（Ｂ）参照）。

なお、この場合、オペアンプ１１による差動増幅回路の出力電圧もその検出精度がそれほど低下しない範囲であるので、マイコン１０は、オペアンプ１１による差動増幅回路の出力電圧を用いて計測電流の値を求めることもできる（図３（Ａ）参照）。さらに、マイコン１０は、オペアンプ１１、２１の各々による差動増幅回路の出力から得られた計測電流の値を比較し、所定基準よりも差が大きい場合には、回路のいずれかに故障が生じていると判断してもよい。

また、例えば計測電流が５ｍＡである場合、マイコン１０は、高感度であるオペアンプ２１による差動増幅回路の出力電圧をアナログデジタル変換器１０ｂにて取り込み、これを用いて計測電流の値を求める（図３（Ｂ）参照）。

このように、マイコン１０は、計測電流が相対的に大きい第１範囲（例えば本例では８０ｍＡ～５００ｍＡの範囲）ではオペアンプ１１による差動増幅回路の出力電圧を用いて計測電流を求めてそれを検出結果として採用（選択）し、計測電流が相対的に小さい第２範囲（例えば本例では０～８０ｍＡの範囲）ではオペアンプ２１による差動増幅回路の出力電圧を用いて計測電流を求めてそれを検出結果として採用（選択）する。これにより、計測電流の全範囲に対応可能であり、かつ計測電流が微弱な範囲においてもその検出精度を高めることができる。なお、ここでいう「採用（選択）する」とは、例えばマイコン１０が外部装置等へ出力する電流の検出結果として用いることであり、あるいはマイコン１０が他の制御（例えば、発光素子の輝度制御）において当該電流の検出結果を用いることなどをいう。

図４は、計測電流の誤差率の一例を示した図である。図中の曲線ａ１、ａ２に示すように、オペアンプ１１による差動増幅回路の出力電圧に基づく計測電流の誤差率は、計測電流の値が小さくなるほど増大し、０に近づくにつれて急激に増大する。これに対して、図中の曲線ｂ１、ｂ２に示すように、オペアンプ２１による差動増幅回路の出力電圧に基づく計測電流の誤差率は、計測電流の値が小さくなるほど増大し、０に近づくにつれて急激に増大するという傾向は同じであるが、誤差率の絶対値は小さい。このため、上記のように、計測電流が相対的に大きい第１範囲Ｌ１ではオペアンプ１１による差動増幅回路の出力電圧を用い、計測電流が相対的に小さい第２範囲Ｌ２ではオペアンプ２１による差動増幅回路の出力電圧を用いることで、計測電流の全範囲、とくに微弱電流の範囲における検出精度をより高めることができる。例えば図示の例では、計測電流の全範囲においてその検出精度が±８％以内に収められている。

図５は、計測電流の補正について説明するための図である。上記した実施形態の電流計測装置を量産製品に適用する場合には、部品のバラツキ等により計測電流の検出精度に個体差が生じ得る。このような個体差を吸収するために、製品の製造時に以下に説明する補正を行うとよい。なお、例として、計測電流の最大値が５００ｍＡであるとし、レファレンス電源ＲＥＦの電圧を＋０．５Ｖであるとする。

まず、０点補正を行う。具体的には、発光素子２に電流が流れていない場合、理想的な状態であれば計測電流に基づく電圧の値は＋０．５Ｖとなる。しかし実際にはバラツキの影響により＋０．５Ｖから外れた値となる。０点補正では、実際に電流を流していないときの電圧をマイコン１０において計測し、その値を記憶しておく。この値が個体差であるので、実際に電圧を求める際にはこの記憶した値を用いる。

次に、フルスケール補正を行う。具体的には、計測電流が最大値（ここでは５００ｍＡ）である場合、理想的な状態であれば計測電流に基づく電圧の値は＋４．５Ｖとなる。しかし実際にはバラツキの影響により＋４．５Ｖから外れた値となる。フルスケール補正では、実際に精度の良い５００ｍＡの電流を流してそのときの電圧をマイコン１０において計測し、その値を記憶しておく。この値が個体差であるので、実際に電圧を求める際にはこの記憶した値を用いる。

図５に示すように、０点補正、フルスケール補正の各々によって求めた計測電流に対する電圧の値（図中、三角で示す）を直線で結ぶ。すると、電流計測の式は一次関数で表現することができる。グラフの計測電流をＸ軸、検出電圧をＹ軸とすると、Ｙ＝ＡＸ＋Ｂ（Ａ：グラフ傾き、Ｂ：０点）と表現できる。次に、これに補正要素を取り入れる。Ｂは上記した０点補正の結果をそのまま代入可能である。Ａについては、Ｂの値が決まった後に、フルスケール補正時の電流値および検出電圧の結果をこの式に当てはめた方程式から、傾きＡの値を算出することができる。これらＡ、Ｂを用いて、電流算出式はＩ＝（Ｖ－Ｂ）／Ａと表せる。ここでのＶは検出電圧である。これはオームの法則を表現しており、Ｉ部分は電流、（Ｖ－Ｂ）部分は電圧、Ａは抵抗に当てはめられる。部品バラツキの影響により、製品各々にこの式の係数（Ａ、Ｂ）が異なるので、製品ごとに上記補正を実施し、各々に対してこの式を保持し、実際の電圧算出時に適用する。これにより、個体差を吸収できる。なお、この式は、標準感度、高感度の各々のオペアンプに対応して用意される。

以下に、電流計測装置の各回路素子における具体的な数値例を説明する。
シャント抵抗素子１８を１．３Ωとして、フルスケール電流値を５００ｍＡ、レファレンス電源ＲＥＦの電圧を＋０．５Ｖにとする。抵抗素子１２、１３をそれぞれ１ｋΩとし、抵抗素子１４、１５をそれぞれ６．２ｋΩとする。これにより、オペアンプ１１のゲイン（増幅率）は６．２倍（６．２ｋ／１ｋ）であるので、電流が５００ｍＡ流れたときの電圧は約４．００Ｖ（＝１．３Ω×５００ｍＡ×６．２）となる。０Ａ時のレファレンス電圧が重畳されるので、このときにオペアンプ１１の出力電圧は４．５Ｖとなる。ＰＷＭ電流の場合、この出力電圧はＰＷＭ挙動となり、これを平滑回路で平滑化して直流としてアナログデジタル変換器１０ａで取り込む。なお、アナログデジタル変換器１０ａの直前に、ノイズフィルタとしての機能およびアナログデジタル変換器１０ａの内部容量への電荷移動を抑制する機能を持たせるためのＣＲ回路を更に設けてもよい。

オペアンプ１１による差動増幅回路の出力電圧が平滑回路によって直流に変換され、オペアンプ２１に入力される。抵抗素子２２、２３を１０ｋΩ、抵抗素子２４、２５を７５ｋΩとすると、オペアンプ２１のゲインは７．５倍（７５ｋ／１０ｋ）となる。反転入力端子においてレファレンス電圧が重畳するので、０．５Ｖがキャンセルされる。したがって、この０．５Ｖを差し引いた電圧がオペアンプ２１によって７．５倍に増幅されることになる。

１．３Ωのシャント抵抗素子１８に流れた電流はオペアンプ１１、２１を経由して、各々のゲインを乗じた電圧がオペアンプ２１による差動増幅回路の出力電圧となる。このときのフルスケール電流はフルスケール電圧を４．０Ｖとして、４．００Ｖ／（１．３×（６．２×７．５））≒６６．１７ｍＡとなる。つまり、オペアンプ２１のフルスケールレンジを６６．１７ｍＡと設定すると、４．０Ｖのレンジを最大限使用可能となる。ここでも同様に０．５Ｖのレファレンス電圧が重畳されるので、６６．１７ｍＡが流れたときにオペアンプ２１の出力電圧は４．５Ｖとなる。この電圧をアナログデジタル変換器１０ｂで取り込む。なお、アナログデジタル変換器１０ｂの直前に、ノイズフィルタとしての機能およびアナログデジタル変換器１０ｂの内部容量への電荷移動を抑制する機能を持たせるためのＣＲ回路を更に設けてもよい。

上記の数値例による電流検出装置では、マイコン１０は、６６．１７ｍＡ未満の範囲の電流に対しては高感度のオペアンプ２１による差動増幅回路の出力電圧に基づいて電流を求めてこれを検出結果として採用し、６６．１７ｍＡ以上の範囲の電流に対しては標準感度のオペアンプ１１による差動増幅回路の出力電圧に基づいて電流を求めてこれを検出結果として採用することで、検出精度を高めることができる。

以上のような実施形態によれば、比較的広い範囲で電流検出が可能であって微弱電流の検出精度も向上させることが可能となる。

なお、本発明は上記した実施形態の内容に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内において種々に変形して実施をすることが可能である。例えば、上記した実施形態においてシャント抵抗素子は発光素子と直列に接続されていたが、発光素子に流れる電流の経路を分岐させたうちの１つの経路上にシャント抵抗素子を接続してもよい。また、上記した実施形態では電気的負荷の一例として発光素子を例示していたが、他の電気的負荷であってもよい。また、発光素子の駆動方法はＰＷＭ制御に限定されない。

１：電流検出装置、１０：マイコン１０、１０ａ、１０ｂ：アナログデジタル変換器、１１、２１：オペアンプ、１１、１２、１３、１４、１５、１６、２１、２２、２３、２４、２５、２６：抵抗素子、１７、２７：容量素子、１８：シャント抵抗素子、ＲＥＦ：レファレンス電源

Claims (3)

1. ＰＷＭ制御される発光素子に流れる電流を検出するための装置であって、
   前記発光素子に流れる電流の経路上に接続されたシャント抵抗素子と、
   前記シャント抵抗素子の両端電圧を増幅する第１増幅回路と、
   前記第１増幅回路の出力電圧を第１所定値だけ上昇させる第１プルアップ回路と、
   前記第１増幅回路の出力電圧を増幅する第２増幅回路と、
   前記第２増幅回路への入力電圧から前記第１所定値に相当する電圧を減じるキャンセル回路と、
   前記第２増幅回路の出力電圧を第２所定値だけ上昇させる第２プルアップ回路と、
   前記第１増幅回路の出力電圧に基づいて演算により前記電流の大きさを示す第１電流値を求め、前記第２増幅回路の出力電圧に基づいて前記演算により前記電流の大きさを示す第２電流値を求める制御部と、
   前記第１増幅回路の出力端子と前記制御部との間であって前記第１増幅回路と前記第２増幅回路との間に接続されており、前記第１増幅回路の出力電圧を平滑化して直流にする平滑回路と、
   を含み、
   前記制御部は、前記演算の際に前記第１所定値を相殺して前記第１電流値を求めるとともに前記第２所定値を相殺して前記第２電流値を求めるものであり、前記電流が相対的に大きい第１範囲では前記第１電流値を前記電流の検出結果として選択し、前記電流が相対的に小さい第２範囲では前記第２電流値を前記電流の検出結果として選択する、
   電流検出装置。
2. 前記キャンセル回路は、レファレンス電源及び当該レファレンス電源と前記第２増幅回路の反転入力端子との間に接続された抵抗素子を含む、
   請求項１に記載の電流検出装置。
3. 前記制御部は、前記平滑回路を介して平滑化された前記第１増幅回路の出力電圧を取り込んで第１デジタルデータに変換する第１アナログデジタル変換器と、前記第２増幅回路の出力電圧を取り込んで第２デジタルデータに変換する第２アナログデジタル変換器とを有しており、前記第１デジタルデータ及び前記第２デジタルデータを用いて前記演算を行う、
   請求項１又は２に記載の電流検出装置。
   

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