JP7361268B2

JP7361268B2 - スイッチング電源装置

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Publication number: JP7361268B2
Application number: JP2021508221A
Authority: JP
Inventors: 直暉澤田; 太樹西本; 憲明武田
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2019-03-25
Filing date: 2020-02-12
Publication date: 2023-10-16
Anticipated expiration: 2040-02-12
Also published as: CN113632361B; EP3952091A1; EP3952091A4; US20220200463A1; CN113632361A; US11923760B2; JPWO2020195274A1; WO2020195274A1

Description

本開示は、スイッチング電源装置に関する。

従来より、スイッチング電源装置の一種として、与えられた直流電圧を所望の直流電圧に電力変換するＤＣ－ＤＣコンバータが使用される。特に、安全性が求められる産業用、車載用、又は医療用などの機器では、漏電及び感電を防止するために、ＤＣ－ＤＣコンバータの入力側と出力側とをトランスで絶縁する絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータが使用される。

特許文献１は、直流電圧をスイッチングして所定の周波数を有する交流電圧に変換するフルブリッジ型のスイッチング回路と、スイッチングされた交流電圧を所定の電圧値に変換するトランスとを備えるスイッチング電源回路を開示している。スイッチング回路とトランスとの間には、コンデンサ及びコイルからなり、トランスの一次巻線の両端に対してそれぞれ直列に接続された複数の共振回路が設けられる。特許文献１のスイッチング電源回路は、ＬＬＣ共振方式の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータを構成している。

特開２００４－０４０９２３号公報

特許文献１は、複数の共振回路をトランスの一次巻線の両端にそれぞれ直列に接続してトランスの一次巻線における電圧波形を対称とし、これにより、トランスの一次巻線に入力されるコモンモード電圧を互いに打ち消し合うことを開示している。言い換えると、特許文献１では、トランスの一次巻線の一端に接続された回路素子の特性と、他端に接続された回路素子の特性とを対称にすることにより、コモンモードノイズの抑制を試みている。しかしながら、回路素子の特性が対称になるように構成しても、回路素子と他の導体部（接地導体及び／又は筐体など）との間の寄生容量（本明細書では「接地容量」ともいう）などに起因して回路の非対称性が生じることがある。このような回路の非対称性に起因してコモンモードノイズが発生することがある。従って、接地容量に起因するコモンモードノイズが発生しにくいスイッチング電源装置が求められる。

本開示の目的は、接地容量に起因するコモンモードノイズが発生しにくいスイッチング電源装置を提供することにある。

本開示の一態様に係るスイッチング電源装置によれば、
ブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子を含むスイッチング回路と、トランスと、導体部とを備えたスイッチング電源装置において、
前記スイッチング回路は、入力された直流電圧を所定の周波数を有する交流電圧に変換して出力する第１及び第２の出力端子を有し、
前記トランスは、前記スイッチング回路によって発生された交流電圧が印加される第１及び第２の巻線端子を有する一次巻線を有し、
前記スイッチング電源装置は、前記トランスの第１の巻線端子と前記導体部との間に第１の接地容量を有し、前記トランスの第２の巻線端子と前記導体部との間に第２の接地容量を有し、
前記スイッチング電源装置は、前記スイッチング回路の第１の出力端子及び前記トランスの第１の巻線端子の間に接続された第１のキャパシタと、前記スイッチング回路の第２の出力端子及び前記トランスの第２の巻線端子の間に接続された第２のキャパシタとをさらに備え、
前記第１及び第２のキャパシタの静電容量は、
Ｃ３１＞Ｃ３２の場合、Ｃ２１＞Ｃ２２を満たすように設定され、
Ｃ３１＝Ｃ３２の場合、Ｃ２１＝Ｃ２２を満たすように設定され、
Ｃ３１＜Ｃ３２の場合、Ｃ２１＜Ｃ２２を満たすように設定され、
ここで、Ｃ３１は前記第１の接地容量を示し、Ｃ３２は前記第２の接地容量を示し、Ｃ２１は前記第１のキャパシタの静電容量を示し、Ｃ２２は前記第２のキャパシタの静電容量を示す。

本開示の一態様によれば、接地容量に起因するコモンモードノイズが発生しにくいスイッチング電源装置を提供することができる。

第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１の接地容量Ｃ３１，Ｃ３２に流れる電流を説明するための回路図である。第１の実施形態の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１の接地容量Ｃ３１，Ｃ３２の決定を説明するための回路図である。図４の回路について計算されたアドミタンス行列の要素Ｙ（１，１）の周波数特性を示すグラフである。第１の実施形態に係るスイッチング電源装置において発生するコモンモードノイズを測定するための評価系の構成を示す回路図である。図６のスイッチング電源装置の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０が接地容量Ｃ３１＝１０ｐＦ及び接地容量Ｃ３２＝５ｐＦを有する場合、キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量の比に対する、導体部６から回路外部に流出した電流Ｉｃｍの特性を示すグラフである。図６のスイッチング電源装置の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０が接地容量Ｃ３１＝８ｐＦ及び接地容量Ｃ３２＝２ｐＦを有する場合、キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量の比に対する、導体部６から回路外部に流出した電流Ｉｃｍの特性を示すグラフである。図６のスイッチング電源装置の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０が接地容量Ｃ３１＝１０ｐＦ及び接地容量Ｃ３２＝２ｐＦを有する場合、キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量の比に対する、導体部６から回路外部に流出した電流Ｉｃｍの特性を示すグラフである。図６のスイッチング電源装置の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０が接地容量Ｃ３１＝５ｐＦ及び接地容量Ｃ３２＝１０ｐＦを有する場合、キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量の比に対する、導体部６から回路外部に流出した電流Ｉｃｍの特性を示すグラフである。図６のスイッチング電源装置の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０が接地容量Ｃ３１＝２ｐＦ及び接地容量Ｃ３２＝８ｐＦを有する場合、キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量の比に対する、導体部６から回路外部に流出した電流Ｉｃｍの特性を示すグラフである。図６のスイッチング電源装置の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０が接地容量Ｃ３１＝２ｐＦ及び接地容量Ｃ３２＝１０ｐＦを有する場合、キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量の比に対する、導体部６から回路外部に流出した電流Ｉｃｍの特性を示すグラフである。第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。第３の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。第３の実施形態の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。

以下、本開示の実施形態について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

［第１の実施形態］
図１は、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１のスイッチング電源装置は絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０を含む。絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、フルブリッジ型のスイッチング回路１と、共振キャパシタＣ２１と、共振キャパシタＣ２２と、トランス３と、整流回路４と、平滑インダクタＬ５１と、平滑キャパシタＣ５１と、導体部６を備える。

スイッチング回路１は、スイッチング素子Ｓ１１～Ｓ１４と、それらに並列にそれぞれ接続されたダイオードＤ１１～Ｄ１４及びキャパシタＣ１１～Ｃ１４とを備える。スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２は、スイッチング回路１の入力端子Ｉ１，Ｉ２の間に直列に接続され、スイッチング素子Ｓ１３，Ｓ１４は、スイッチング回路１の入力端子Ｉ１，Ｉ２の間に直列に、かつ、スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２に並列に接続される。スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１４が対角に位置し、スイッチング素子Ｓ１２，Ｓ１３が対角に位置し、スイッチング素子Ｓ１１～Ｓ１４はフルブリッジ型のスイッチング回路を構成している。スイッチング回路１は、入力端子Ｉ１，Ｉ２から入力された直流電圧を所定の周波数を有する交流電圧に変換して、スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２の間の節点Ｎ１と、スイッチング素子Ｓ１３，Ｓ１４の間の節点Ｎ２とに出力する。

ダイオードＤ１１～Ｄ１４及びキャパシタＣ１１～Ｃ１４は、例えばスイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合、スイッチング素子Ｓ１１～Ｓ１４の内蔵ダイオード（ボディダイオード）及び接合容量（ドレイン・ソース間容量）でそれぞれ構成されてもよい。

本明細書において、節点Ｎ１をスイッチング回路１の「第１の出力端子」ともいい、節点Ｎ２をスイッチング回路１の「第２の出力端子」ともいう。

トランス３は、スイッチング回路１によって発生された交流電圧が印加される節点Ｎ３，Ｎ４を有する一次巻線と、巻線比に応じて昇圧又は降圧された交流電圧を発生する二次巻線とを有する。図１において、Ｌ３１は一次側の漏れインダクタンスを表し、Ｌ３２は一次側の励磁インダクタンスを表し、Ｌ３３は二次側のインダクタンスを表す。

本明細書において、トランス３の一次巻線の一端の節点Ｎ３を「第１の巻線端子」ともいい、トランス３の一次巻線の他端の節点Ｎ４を「第２の巻線端子」ともいう。

共振キャパシタＣ２１は、スイッチング回路１の節点Ｎ１と、トランス３の一次巻線の節点Ｎ３との間に接続される。共振キャパシタＣ２１と、トランス３の一次側のインダクタンスＬ３１，Ｌ３２とはＬＬＣ共振回路を構成する。同様に、共振キャパシタＣ２２は、スイッチング回路１の節点Ｎ２とトランス３の一次巻線の節点Ｎ４との間に接続される。共振キャパシタＣ２２と、トランス３の一次側のインダクタンスＬ３１，Ｌ３２とはＬＬＣ共振回路を構成する。共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２と、トランス３の一次側のインダクタンスＬ３１，Ｌ３２との共振により、電流の波形は正弦波形状になる。

本明細書において、共振キャパシタＣ２１を「第１のキャパシタ」ともいい、共振キャパシタＣ２２を「第２のキャパシタ」ともいう。

整流回路４は、トランス３の二次巻線に接続され、トランス３の二次側に出力された交流電圧を整流する。整流回路４は、例えば、ダイオードブリッジ回路である。

平滑インダクタＬ５１及び平滑キャパシタＣ５１は平滑回路を構成し、整流回路４で整流された電圧を平滑し、所望の直流電圧を出力端子Ｏ１，Ｏ２の間に発生する。

導体部６は、例えば、接地導体（例えば、回路基板のＧＮＤ配線）であり、あるいは、金属筐体、シールド、又はヒートシンクである。導体部６が回路の接地導体とは別に設けられる場合（すなわち、金属筐体、シールド、又はヒートシンクである場合）、導体部６の電位は、回路の接地導体の電位と同じであってもよく、異なっていてもよい。

絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、トランス３の一次巻線の節点Ｎ３と導体部６との間に第１の接地容量Ｃ３１を有し、トランス３の一次巻線の節点Ｎ４と導体部６との間に第２の接地容量Ｃ３２を有する。接地容量Ｃ３１，Ｃ３２は、それぞれ、トランス３の一次巻線の両端の節点Ｎ３，Ｎ４と導体部６の間に存在する寄生容量である。接地容量Ｃ３１，Ｃ３２は、トランス３の構造及び／又はシールドの配置に依存して変化し、先験的には定まらない。従って、一般に、トランス３の一次巻線の両端における接地容量Ｃ３１，Ｃ３２は互いに異なる値を有する（非対称になる）。

図１の構成によれば、トランス３の一次巻線の両端に共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２が接続されているので、片端のみに接続された場合と比べて、トランス３の一次巻線の両端における各電位の波形はより対称的になり、これにより、トランス３の一次巻線の両端における各電位の平均値の変動を小さくすることができる。特に、トランス３の一次巻線の両端の共振回路の共振周波数を設定する回路定数（すなわち、共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量）が同一であるとき、トランス３の一次巻線の両端における各電位の平均値の変動が最小化される。さらに、トランス３の一次巻線の両端における各電位の平均値の変動が最小化されれば、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２及び導体部６を介して回路外部に伝搬するコモンモードノイズが低減されると期待される。しかしながら、実際には、トランス３の構造及び／又はシールドの配置に依存して互いに異なる（すなわち非対称な）接地容量Ｃ３１，Ｃ３２が生じ、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２の非対称性に起因してコモンモードノイズが発生することがある。同じ静電容量を有する共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２を接続し、トランス３の一次巻線の両端における各電位が対称的な波形を有する場合であっても、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２が非対称であるので、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２を介して流れる各電流の波形は非対称になり、それらの電流の差分が導体部６を通じて回路外部に伝搬してコモンモードノイズになる。すなわち、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２が非対称であるので、共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２が同じ静電容量を有するとき、ノイズを十分に低減することができず、又は、却ってノイズ特性が悪化する可能性がある。

本開示の実施形態では、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２の非対称性を考慮し、非対称性を打ち消すように構成することで、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２に起因するコモンモードノイズが発生しにくいスイッチング電源装置を提供する。

図２は、図１の接地容量Ｃ３１，Ｃ３２に流れる電流を説明するための回路図である。図２は、図１のスイッチング電源装置の共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２及びトランス３の一次側とを抜粋した部分を示す。Ｎ５は、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２の導体部６の側の節点を表す。接地容量Ｃ３１，Ｃ３２に流れる電流が互いに異なると、キルヒホッフの電流則から、その差分の電流が節点Ｎ５から導体部６に伝搬して回路外部に流出することで、コモンモードノイズになる。よって、コモンモードノイズを低減するためには、接地容量Ｃ３１を介して節点Ｎ３から節点Ｎ５に流れる電流と、接地容量Ｃ３２を介して節点Ｎ５から節点Ｎ４に流れる電流とが互いに等しければよい。このとき、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２の両方に流れる電流をＩｇとし、導体部６の電位をゼロとすると、節点Ｎ３の電位Ｖ３及び節点Ｎ４の電位Ｖ４は、それぞれ、式（１）～（２）により表される。

｜Ｖ３｜＝Ｉｇ／（ω×Ｃ３１）（１）
｜Ｖ４｜＝Ｉｇ／（ω×Ｃ３２）（２）

また、電流が導体部６を通じて回路外部に伝搬しないので、共振キャパシタＣ２１、Ｃ２２に流れる電流も互いに等しい。節点Ｎ１，Ｎ２の電位は、共振により増幅された節点Ｎ３，Ｎ４の電位よりも小さいので、電位をゼロに近似すると、共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２の両方に流れる電流Ｉｒを用いて、電位Ｖ３，Ｖ４は、それぞれ、数式（３）～（４）により表される。

｜Ｖ３｜＝Ｉｒ／（ω×Ｃ２１）（３）
｜Ｖ４｜＝Ｉｒ／（ω×Ｃ２２）（４）

数式（１）～（４）から、コモンモードノイズを低減するためには、｜Ｖ３｜／｜Ｖ４｜＝Ｃ３２／Ｃ３１＝Ｃ２２／Ｃ２１とすればよい。すなわち、共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量の比（Ｃ２１：Ｃ２２）を、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２の値の比（Ｃ３１：Ｃ３２）と同一になるように構成する。このとき、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２に流れる電流が導体部６から回路外部へ伝搬することなく、コモンモードノイズを低減することができる。

従って、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、トランス３の一次巻線の両端における接地容量Ｃ３１，Ｃ３２の非対称性を考慮して共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量を設定することで、コモンモードノイズを発生しにくくすることができる。これにより、コモンモードノイズを低減するための部品を削減し、スイッチング電源装置を小型化及び低コスト化することができる。

図３は、第１の実施形態の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図３のスイッチング電源装置は絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａを含む。図３の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａは、図１のトランス３及び整流回路４に代えて、トランス３Ａ及び整流ダイオードＤ４１，Ｄ４２を備える。第１の実施形態に係るスイッチング電源装置は、図３に示すように、二次側に中間タップを有するトランス３Ａを備えてもよい。Ｌ３３ａ，Ｌ３３ｂは二次側のインダクタンスを表す。図３のスイッチング電源装置においても、図１のスイッチング電源装置と同様に、共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量を設定することができる。

次に、回路シミュレーションを行って、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の実体的な構成を検証する。

図４は、図１の接地容量Ｃ３１，Ｃ３２の決定を説明するための回路図である。第１の実施形態に係るスイッチング電源装置では、まず、トランス３の一次巻線の両端における接地容量Ｃ３１，Ｃ３２の値を正確に把握することが重要である。接地容量Ｃ３１，Ｃ３２の値を導出するためには、トランス３の二次側を開放し、ネットワークアナライザを用いて、トランス３の一次巻線の両端の節点Ｎ３，Ｎ４をポートＰ１，Ｐ２とする２ポートのＳパラメータを測定する。

図５は、図４の回路について計算されたアドミタンス行列の要素Ｙ（１，１）の周波数特性を示すグラフである。図４の回路について、例えば、トランス３の一次側のインダクタンスＬ（＝Ｌ３１＋Ｌ３２）の値を１２０μＨに設定し、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２の値をそれぞれ１０ｐＦ，５ｐＦに設定した。この場合、図４の回路のＳパラメータ行列を計算し、Ｓパラメータ行列をアドミタンス行列に変換し、図５の特性を得た。図５を参照すると、反共振周波数ｆｒ以下の周波数帯域（ａ）では、トランス３のインダクタンスＬ３１＋Ｌ３２による誘導性の特性を示し、反共振周波数ｆｒ以上の周波数帯域（ｂ）では、トランス３の接地容量Ｃ３１，Ｃ３２による容量性の特性を示す。従って、接地容量Ｃ３１の値は、反共振周波数ｆｒ以上の周波数帯域（ｂ）におけるアドミタンス行列の要素Ｙ（１，１）の特性から、Ｃ３１＝ｉｍａｇ（Ｙ（１，１）／（２πｆ））で求められる。ここで、ｉｍａｇ（Ａ）はＡの虚部を表し、ｆは周波数である。同様に、接地容量Ｃ３２の値は、反共振周波数ｆｒ以上の周波数帯域におけるアドミタンス行列の要素Ｙ（２，２）の特性から、Ｃ３２＝ｉｍａｇ（Ｙ（２，２）／（２πｆ））で求められる。

図６は、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置において発生するコモンモードノイズを測定するための評価系の構成を示す回路図である。図６のスイッチング電源装置は、直流電源８と、擬似電源回路網９と、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０と、負荷抵抗１１とを備える。擬似電源回路網９は、直流電源８と絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０の間に接続され、絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０から直流電源８をみたときの直流電源８のインピーダンスを安定化させる。図６の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０は、図１の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０と同様に構成される。また、図６のスイッチング電源装置は、図１の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０に代えて、図３の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａを備えてもよい。

図６のモデルを用いて、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２に流れる各電流の差分、すなわち、導体部６から回路外部に流出した電流Ｉｃｍを導出する回路シミュレーションを行った。様々な条件で導出した電流Ｉｃｍを比較することにより、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置によりコモンモードノイズを低減する効果を検証した。

回路シミュレーションでは、下記表１の素子値及び表２の駆動条件を使用した。

［表１］
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符号素子値
――――――――――――――――――――――――――――――――――
Ｃ３１２，５，８，１０ｐＦ
Ｃ３２２，５，８，１０ｐＦ
Ｃ２１，Ｃ２２の合成容量（＝Ｃ２１×Ｃ２２／(Ｃ２１＋Ｃ２２)）
２２．５ｎＦ
Ｃ１１～Ｃ４４各１ｐＦ
Ｌ３１１２μＨ
Ｌ３２１０８μＨ
Ｌ３３２６．４μＨ
Ｌ５１短絡（０Ｈ)
Ｃ５１１０μＦ
Ｃ９１，Ｃ９３各１μＦ
Ｌ９１，Ｌ９２各５０μＨ
Ｃ９２，Ｃ９４各０．１μＦ
Ｒ９１，Ｒ９３各５０Ω
Ｒ９２，Ｒ９４各１ｋΩ
――――――――――――――――――――――――――――――――――

［表２］
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直流電源８の電圧４００Ｖ
スイッチング素子Ｓ１１～Ｓ４４のスイッチング周波数
各１３０ｋＨｚ
負荷抵抗１１の抵抗値３０Ω
――――――――――――――――――――――――――――――――――

図７～図１２を参照して、回路シミュレーションの結果について説明する。

図７は、図６のスイッチング電源装置の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０が接地容量Ｃ３１＝１０ｐＦ及び接地容量Ｃ３２＝５ｐＦを有する場合、キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量の比に対する、導体部６から回路外部に流出した電流Ｉｃｍの特性を示すグラフである。図７によれば、同じ静電容量を有する共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２を用いる場合（Ｃ２１／Ｃ２２＝１）と比べて、Ｃ２１：Ｃ２２＝Ｃ３１：Ｃ３２＝２：１（Ｃ２１／Ｃ２２＝２）の場合のほうが、電流Ｉｃｍを低減し、コモンモードノイズを低減できることがわかる。

なお、図７において、Ｃ２１：Ｃ２２＝Ｃ３１：Ｃ３２のとき、電流Ｉｃｍは最小値ではないが、これは、式（３）～（４）を導出した際に、節点Ｎ１，Ｎ２の電位をゼロに近似したことに起因する。実際の回路の動作では、節点Ｎ１，Ｎ２の電位はゼロではないので、この近似の誤差が影響したものである。

また、図７によれば、１＜Ｃ２１／Ｃ２２＜３の範囲では、同じ静電容量を有する共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２を用いる場合と比べて、電流Ｉｃｍを低減し、コモンモードノイズを低減できることがわかる。コモンモードノイズが低減される範囲の上限値（この場合、Ｃ２１／Ｃ２２＝３）は、回路の設計上の条件及び／又は駆動時の条件に依存するので先験的に定めることはできない。ただし、図７によれば、少なくとも、１＜Ｃ２１／Ｃ２２≦Ｃ３１／Ｃ３２の範囲では、コモンモードノイズを低減できることがわかる。

図８は、図６のスイッチング電源装置の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０が接地容量Ｃ３１＝８ｐＦ及び接地容量Ｃ３２＝２ｐＦを有する場合、キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量の比に対する、導体部６から回路外部に流出した電流Ｉｃｍの特性を示すグラフである。図９は、図６のスイッチング電源装置の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０が接地容量Ｃ３１＝１０ｐＦ及び接地容量Ｃ３２＝２ｐＦを有する場合、キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量の比に対する、導体部６から回路外部に流出した電流Ｉｃｍの特性を示すグラフである。図８及び図９によれば、図７の場合と同様に、同じ静電容量を有する共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２を用いる場合と比べて、Ｃ２１：Ｃ２２＝Ｃ３１：Ｃ３２の場合のほうが、電流Ｉｃｍを低減し、コモンモードノイズを低減できることがわかる。また、図８及び図９によれば、図７の場合と同様に、少なくとも、１＜Ｃ２１／Ｃ２２≦Ｃ３１／Ｃ３２の範囲では、同じ静電容量を有する共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２を用いる場合と比べて、電流Ｉｃｍを低減し、コモンモードノイズを低減できることがわかる。

図７～図９の回路シミュレーションによれば、
Ｃ３１＞Ｃ３２の場合、１＜Ｃ２１／Ｃ２２≦Ｃ３１／Ｃ３２
と設定すると、同じ静電容量を有する共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２を用いる場合と比べて、電流Ｉｃｍを低減し、コモンモードノイズを低減できることがわかった。

図１０は、図６のスイッチング電源装置の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０が接地容量Ｃ３１＝５ｐＦ及び接地容量Ｃ３２＝１０ｐＦを有する場合、キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量の比に対する、導体部６から回路外部に流出した電流Ｉｃｍの特性を示すグラフである。図１０によれば、同じ静電容量を有する共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２を用いる場合（Ｃ２１／Ｃ２２＝１）と比べて、Ｃ２１：Ｃ２２＝Ｃ３１：Ｃ３２＝１：２（Ｃ２１／Ｃ２２＝０．５）の場合のほうが、電流Ｉｃｍを低減し、コモンモードノイズを低減できることがわかる。

なお、図１０において、Ｃ２１：Ｃ２２＝Ｃ３１：Ｃ３２のとき、電流Ｉｃｍは最小値ではないが、これは、式（３）～（４）を導出した際に、節点Ｎ１，Ｎ２の電位をゼロに近似したことに起因する。実際の回路の動作では、節点Ｎ１，Ｎ２の電位はゼロではないので、この近似の誤差が影響したものである。

また、図１０によれば、０．３３＜Ｃ２１／Ｃ２２＜１の範囲では、同じ静電容量を有する共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２を用いる場合と比べて、電流Ｉｃｍを低減し、コモンモードノイズを低減できることがわかる。コモンモードノイズが低減される範囲の下限値（この場合、Ｃ２１／Ｃ２２＝０．３３）は、回路の設計上の条件及び／又は駆動時の条件に依存するので先験的に定めることはできない。ただし、図１０によれば、少なくとも、Ｃ３１／Ｃ３２≦Ｃ２１／Ｃ２２＜１の範囲では、コモンモードノイズを低減できることがわかる。

図１１は、図６のスイッチング電源装置の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０が接地容量Ｃ３１＝２ｐＦ及び接地容量Ｃ３２＝８ｐＦを有する場合、キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量の比に対する、導体部６から回路外部に流出した電流Ｉｃｍの特性を示すグラフである。図１２は、図６のスイッチング電源装置の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０が接地容量Ｃ３１＝２ｐＦ及び接地容量Ｃ３２＝１０ｐＦを有する場合、キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量の比に対する、導体部６から回路外部に流出した電流Ｉｃｍの特性を示すグラフである。図１１及び図１２によれば、図１０の場合と同様に、同じ静電容量を有する共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２を用いる場合と比べて、Ｃ２１：Ｃ２２＝Ｃ３１：Ｃ３２の場合のほうが、電流Ｉｃｍを低減し、コモンモードノイズを低減できることがわかる。また、図１１及び図１２によれば、図１０の場合と同様に、少なくとも、Ｃ３１／Ｃ３２≦Ｃ２１／Ｃ２２＜１の範囲では、同じ静電容量を有する共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２を用いる場合と比べて、電流Ｉｃｍを低減し、コモンモードノイズを低減できることがわかる。

図１０～図１２の回路シミュレーションによれば、
Ｃ３１＜Ｃ３２の場合、Ｃ３１／Ｃ３２≦Ｃ２１／Ｃ２２＜１
と設定すると、同じ静電容量を有する共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２を用いる場合と比べて、電流Ｉｃｍを低減し、コモンモードノイズを低減できることがわかった。

以上説明したように、図７～図１２の回路シミュレーションによれば、ＬＬＣ共振方式の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０で発生するコモンモードノイズを低減するために、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２の非対称性を考慮し、共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量の比を調整することが有効であることがわかった。

図７～図１２の回路シミュレーションによれば、共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量は、
Ｃ３１＞Ｃ３２の場合、Ｃ２１＞Ｃ２２を満たすように設定され、
Ｃ３１＝Ｃ３２の場合、Ｃ２１＝Ｃ２２を満たすように設定され、
Ｃ３１＜Ｃ３２の場合、Ｃ２１＜Ｃ２２を満たすように設定される
ことが有効であることがわかった。

また、図７～図１２の回路シミュレーションによれば、共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量は、
Ｃ３１＞Ｃ３２の場合、１＜Ｃ２１／Ｃ２２≦Ｃ３１／Ｃ３２を満たすように設定され、
Ｃ３１＜Ｃ３２の場合、１＞Ｃ２１／Ｃ２２≧Ｃ３１／Ｃ３２を満たすように設定される
ことが有効であることがわかった。

第１の実施形態に係る構成は、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２が、トランス３の一次巻線の両端と導体部６の間に存在する寄生容量ではなく、トランス３の一次巻線の両端と導体部６の間に接続されたキャパシタである場合にも適用可能である。

［第２の実施形態］
図１３は、第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図１３のスイッチング電源装置は絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂを含む。図１３の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ｂは、図１の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０（又は図３の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０Ａ）の各構成要素に加えて、キャパシタＣ７１，Ｃ７２を備える。図１３では、トランス３の二次巻線及び二次側の各構成要素は図示を省略している。

トランス３の一次巻線の両端における接地容量Ｃ３１，Ｃ３２の値は、トランス３の構造及び／又はシールドの配置に依存するが、例えば数ｐＦのオーダーである。この場合、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２の値を十分に高い精度で測定することは困難であるか不可能である。このため、第２の実施形態に係るスイッチング電源装置では、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２よりも十分大きな、例えば数ｎＦのオーダーの静電容量の値を有するキャパシタＣ７１，Ｃ７２をトランス３の一次巻線の両端と導体部６の間に外付けする。これにより、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２の値の影響を小さくする。

共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量の比（Ｃ２１：Ｃ２２）を、キャパシタＣ７１，Ｃ７２の静電容量の比（Ｃ７１：Ｃ７２）と同一になるように構成してもよい。このとき、キャパシタＣ７１，Ｃ７２に流れる電流が導体部６から回路外部へ伝搬することなく、また、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２に流れる電流が導体部６から回路外部へ伝搬することなく、コモンモードノイズを低減することができる。

共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量は、
Ｃ７１＞Ｃ７２の場合、Ｃ２１＞Ｃ２２を満たすように設定され、
Ｃ７１＜Ｃ７２の場合、Ｃ２１＜Ｃ２２を満たすように設定されてもよい。

また、共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量は、
Ｃ７１＞Ｃ７２の場合、１＜Ｃ２１／Ｃ２２≦Ｃ７１／Ｃ７２を満たすように設定され、
Ｃ７１＜Ｃ７２の場合、１＞Ｃ２１／Ｃ２２≧Ｃ７１／Ｃ７２を満たすように設定されてもよい。

以上説明したように、第２の実施形態に係るスイッチング電源装置によれば、キャパシタＣ７１，Ｃ７２の静電容量に応じて共振キャパシタＣ２１，Ｃ２２の静電容量を設定することで、コモンモードノイズを発生しにくくすることができる。これにより、コモンモードノイズを低減するための部品を削減し、スイッチング電源装置を小型化及び低コスト化することができる。

第２の実施形態に係る構成は、接地容量Ｃ３１，Ｃ３２が、トランス３の一次巻線の両端と導体部６の間に存在する寄生容量ではなく、トランス３の一次巻線の両端と導体部６の間に接続されたキャパシタである場合にも適用可能である。キャパシタＣ３１，Ｃ３２とキャパシタＣ７１，Ｃ７２とを組み合わせることにより、設計上の自由度を向上することができる。

［第３の実施形態］
図１４は、第３の実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。図１４のスイッチング電源装置は、図１の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０と、ノイズフィルタ１２とを備える。ノイズフィルタ１２は、スイッチング電源装置の母線に流れるノーマルモードノイズを除去する。ノイズフィルタ１２は、例えば、スイッチング回路１の動作によって発生するノイズを除去するために、低域通過フィルタ又は帯域通過フィルタを備える。第１及び第２の実施形態に係るスイッチング電源装置には、コモンモードノイズを生じにくくするものの、ノーマルモードノイズを低減する効果はない。一方、図１４のスイッチング電源装置は、ノイズフィルタ１２を備えたことにより、コモンモードノイズ及びノーマルモードノイズの両方を低減することができる。

図１５は、第３の実施形態の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。図１５のスイッチング電源装置は、図１の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０と、ノイズフィルタ１２と、ＡＣ－ＤＣコンバータ１４とを備える。ＡＣ－ＤＣコンバータ１４は、商用電源などの交流電源１３の交流電圧を直流電圧に変換して絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ１０に供給する。ノイズフィルタ１２は、スイッチング電源装置の母線に流れるノーマルモードノイズを除去する。図１５のスイッチング電源装置は、ノイズフィルタ１２を備えたことにより、コモンモードノイズ及びノーマルモードノイズの両方を低減することができ、コモンモードノイズ及びノーマルモードノイズが交流電源１３へ伝搬しにくくすることができる。

本開示に係るスイッチング電源装置は、産業用、車載用、又は医療用のスイッチング電源装置などで用いられる絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータを、低ノイズ、小型、かつ低コストで実現することに有用である。

１…スイッチング回路、
３，３Ａ…トランス、
４…整流回路、
６…導体部、
８…直流電源、
９…擬似電源回路網、
１０，１０Ａ，１０Ｂ…絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ、
１１…負荷抵抗、
１２…ノイズフィルタ、
１３…交流電源、
１４…ＡＣ－ＤＣコンバータ、
Ｃ２１，Ｃ２２…共振キャパシタ、
Ｃ３１，Ｃ３２…接地容量、
Ｃ５１…平滑キャパシタ、
Ｃ７１，Ｃ７２…キャパシタ、
Ｄ４１，Ｄ４２…整流ダイオード、
Ｌ５１…平滑インダクタ。

Claims

ブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子を含むスイッチング回路と、トランスと、導体部とを備えたスイッチング電源装置において、
前記スイッチング回路は、入力された直流電圧を所定の周波数を有する交流電圧に変換して出力する第１及び第２の出力端子を有し、
前記トランスは、前記スイッチング回路によって発生された交流電圧が印加される第１及び第２の巻線端子を有する一次巻線を有し、
前記スイッチング電源装置は、前記トランスの第１の巻線端子と前記導体部との間に第１の接地容量を有し、前記トランスの第２の巻線端子と前記導体部との間に第２の接地容量を有し、
前記スイッチング電源装置は、前記スイッチング回路の第１の出力端子及び前記トランスの第１の巻線端子の間に接続された第１のキャパシタと、前記スイッチング回路の第２の出力端子及び前記トランスの第２の巻線端子の間に接続された第２のキャパシタとをさらに備え、
前記第１及び第２のキャパシタの静電容量は、
Ｃ３１＞Ｃ３２の場合、Ｃ２１＞Ｃ２２を満たすように設定され、
Ｃ３１＝Ｃ３２の場合、Ｃ２１＝Ｃ２２を満たすように設定され、
Ｃ３１＜Ｃ３２の場合、Ｃ２１＜Ｃ２２を満たすように設定され、
ここで、Ｃ３１は前記第１の接地容量を示し、Ｃ３２は前記第２の接地容量を示し、Ｃ２１は前記第１のキャパシタの静電容量を示し、Ｃ２２は前記第２のキャパシタの静電容量を示す、
スイッチング電源装置。
前記第１及び第２のキャパシタの静電容量は、
Ｃ３１＞Ｃ３２の場合、１＜Ｃ２１／Ｃ２２≦Ｃ３１／Ｃ３２を満たすように設定され、
Ｃ３１＜Ｃ３２の場合、１＞Ｃ２１／Ｃ２２≧Ｃ３１／Ｃ３２を満たすように設定される、
請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記スイッチング電源装置は、前記トランスの第１の巻線端子及び前記導体部の間に接続された第３のキャパシタと、前記トランスの第２の巻線端子及び前記導体部の間に接続された第４のキャパシタとをさらに備え、
前記第１及び第２のキャパシタの静電容量は、
Ｃ７１＞Ｃ７２の場合、Ｃ２１＞Ｃ２２を満たすように設定され、
Ｃ７１＝Ｃ７２の場合、Ｃ２１＝Ｃ２２を満たすように設定され、
Ｃ７１＜Ｃ７２の場合、Ｃ２１＜Ｃ２２を満たすように設定され、
ここで、Ｃ７１は前記第３のキャパシタの静電容量を示し、Ｃ７２は前記第４のキャパシタの静電容量を示す、
請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記第１及び第２のキャパシタの静電容量は、
Ｃ７１＞Ｃ７２の場合、１＜Ｃ２１／Ｃ２２≦Ｃ７１／Ｃ７２を満たすように設定され、
Ｃ７１＜Ｃ７２の場合、１＞Ｃ２１／Ｃ２２≧Ｃ７１／Ｃ７２を満たすように設定される、
請求項３記載のスイッチング電源装置。
前記導体部は、接地導体、金属筐体、シールド、及びヒートシンクのうちの少なくとも１つを含む、
請求項１～４のうちの１つに記載のスイッチング電源装置。
ノーマルモードノイズを除去するノイズフィルタをさらに備えた、
請求項１～５のうちの１つに記載のスイッチング電源装置。