JP7500496B2 - 電動機駆動制御装置および該方法ならびに電動機駆動制御システム - Google Patents

Description

本発明は、電動機の駆動を制御する電動機駆動制御装置および電動機駆動制御方法に関する。そして、本発明は、前記電動機駆動制御装置を備える電動機駆動制御システムに関する。

電動機の駆動制御には、例えばＰＩ制御を用いたフィードバック制御が用いられることが多い。その速度制御では、目標速度に対する応答性は、電動機が用いられた製品の性能に影響するため、その高さが要求される。前記フィードバック制御では、フィードバックゲインを大きく設定することで、応答性を向上できるが、いわゆるオーバーシュートやハンチングが生じてしまう虞がある。

このため、従来の前記フィードバック制御に較べて高い応答性を実現できることから、モデル予測制御（ｍｏｄｅｌ ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ ｃｏｎｔｒｏｌ、ＭＰＣ）が電動機の駆動制御に提案されている（例えば、特許文献１参照）。このモデル予測制御では、制御周期ごとに次の一連の処理が繰り返し実行されることで電動機が駆動制御される。前記一連の処理において、まず、電動機のモデルを用いることで複数の候補入力電圧ごとに、電動機における将来の挙動が予測される。次に、各予測結果（電動機の各挙動）が評価され、最も目標に近い予測結果が選択され、この選択された予測結果を与える候補入力電圧で電動機が駆動制御される。このようなモデル予測制御では、予測結果を基に最適化した候補入力電圧を決定できることから、従来の前記フィードバック制御を超える高い応答性が期待できる。

電動機の駆動制御で大きな電流脈動が発生すると、電動機の損失、出力トルクの脈動、機械的な振動および騒音を引き起こしてしまうので、電流脈動は小さいことが望まれる。そこで、電流脈動を抑制するために、インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを平滑化する処理をモデル予測制御の中に組み込んだ電動機の駆動制御が提案されている（例えば、特許文献２参照）。

特開２００８－２２８４１９号公報 特開２０１９－２０１５４５号公報

本発明者は、上記平滑化する処理をモデル予測制御の中に組み込んだ電動機の駆動制御において、電流脈流を小さくするために、平滑化の度合いを表す平滑度を大きくすると、電動機が過渡状態の場合、応答性（制御目標値への追従性）が悪くなることを見出した。

本発明は、上述の事情に鑑みて為された発明であり、その目的は、モデル予測制御を用いた電動機の駆動制御において、電流脈動の抑制と応答性の向上を図ることができる電動機駆動制御装置および電動機駆動制御方法ならびに前記電動機駆動制御装置を備える電動機駆動制御システムを提供することである。

本発明者は、種々検討した結果、上記目的は、以下の本発明により達成されることを見出した。すなわち、本発明の第１局面に係る電動機駆動制御装置は、インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する電動機駆動制御装置であって、前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成部と、前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化部と、前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目標に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測部と、前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、前記予測部で予測された前記予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な平滑電圧パターンを、前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択部と、前記電圧パターン選択部で選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御部と、を備え、前記平滑化部は、前記電動機が定常状態の場合、前記電動機が過渡状態の場合と比べて前記平滑化の度合いを表す平滑度を大きく設定し、前記過渡状態の場合、前記定常状態の場合と比べて前記平滑度を小さく設定する。

所定の物理量とは、例えば、電動機の回転速度や駆動電流である。電動機の過渡状態とは、電動機がある定常状態（例えば、電流の目標値がある一定値、電流や速度の時間あたりの変化量が小さい）から別の定常状態（例えば、電流の目標値が別の一定値、電流や速度の時間あたりの変化量が小さい）に変化するまでの状態である。「電流や速度の時間あたりの変化量が小さい」としたのは、制御目標値が一定の場合でも、負荷の変動によって電動機の電流や速度等が変化している場合を、過度状態とするためである。平滑化部は、電動機が定常状態の場合、電流脈動の抑制を優先するために、電動機が過渡状態の場合と比べて平滑度を大きく設定し、過渡状態の場合、応答性を優先するために、定常状態の場合と比べて平滑度を小さく設定する。したがって、本発明の第１局面に係る電動機駆動制御装置によれば、定常状態の場合、電流脈動を抑制でき、過渡状態の場合、応答性を良くすることができる。

上記構成において、前記平滑化部は、前記所定の物理量を目標値にするために次の制御周期で必要となる電圧と前記電圧パターン選択部で選択された、現在の制御周期での時系列な平滑電圧パターンの電圧との偏差を計算し、前記偏差が大きくなるにしたがって前記次の制御周期での前記平滑度を小さく設定し、前記偏差が小さくなるにしたがって前記次の制御周期での前記平滑度を大きく設定する。

この構成は、平滑度の設定の仕方の例であり、過渡状態の場合、上記偏差が大きくなり、定常状態の場合、上記偏差が小さくなる（上記偏差がゼロまたは略ゼロになる）点に着目し、平滑度を設定する。

本発明の第２局面に係る電動機駆動制御方法は、インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する電動機駆動制御方法であって、前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成工程と、前記電圧パターン生成工程で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化工程と、前記平滑化工程で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目標に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測工程と、前記平滑化工程で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、前記予測工程で予測された前記予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な平滑電圧パターンを、前記平滑化工程で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択工程と、前記電圧パターン選択工程で選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御工程と、を備え、前記平滑化工程は、前記電動機が定常状態の場合、前記電動機が過渡状態の場合と比べて前記平滑化の度合いを表す平滑度を大きく設定し、前記過渡状態の場合、前記定常状態の場合と比べて前記平滑度を小さく設定する。

本発明の第２局面に係る電動機駆動制御方法は、本発明の第１局面に係る電動機駆動制御装置を方法の観点から規定しており、本発明の第１局面に係る電動機駆動制御装置と同様の作用効果を有する。

本発明の第３局面に係る電動機駆動制御システムは、電動機と、前記電動機を駆動するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御することで前記電動機を制御する電動機駆動制御部とを備え、前記電動機駆動制御部は、請求項１または２に記載の電動機駆動制御装置である。

本発明の第３局面に係る電動機駆動制御システムは、本発明の第１局面に係る電動機駆動制御装置をシステムの観点から規定しており、本発明の第１局面に係る電動機駆動制御装置と同様の作用効果を有する。

本発明によれば、モデル予測制御を用いた電動機の駆動制御において、電流脈動の抑制と応答性の向上を図ることができる。

本実施形態における電動機駆動制御システムの構成を示すブロック図である。 本実施形態の電動機駆動制御システムにおけるモデル予測制御部の構成を示すブロック図である。 本実施形態の電動機駆動制御システムにおけるインバータ回路の構成を示す回路図である。 インバータ回路で出力可能な電圧を示すベクトル図である。 インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンの一例を説明するための図である。 インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンの他の例を説明するための図である。 平滑度の決定方法を示すフローチャートである。 本実施形態の電動機駆動制御システムにおける動作を示すフローチャートである。 本実施形態における電動機駆動制御システムによる速度制御のシミュレーション結果を示すグラフである。 第１比較例による速度制御のシミュレーション結果を示すグラフである。 第２比較例による速度制御のシミュレーション結果を示すグラフである。 本実施形態における電動機駆動制御システムによる速度制御のシミュレーションを実行したときの平滑度の変化を示すグラフである。

以下、図面を参照して、本発明の１または複数の実施形態が説明される。しかしながら、発明の範囲は、開示された実施形態に限定されない。なお、各図において同一の符号を付した構成は、同一の構成であることを示し、適宜、その説明を省略する。実施形態における電動機駆動制御システムは、電動機を、制御しつつ、駆動するシステムであり、インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する電動機駆動制御装置を備える。本実施形態では、電動機駆動制御システムは、モデル予測制御を用いたベクトル制御によって、電動機を、制御しつつ、駆動する。以下、このような電動機駆動システムについて、より具体的に説明する。

図１は、本実施形態における電動機駆動制御システムＳの構成を示すブロック図である。図２は、電動機駆動制御システムＳにおけるモデル予測制御部ＭＣの構成を示すブロック図である。図３は、電動機駆動制御システムＳにおけるインバータ回路ＩＶの構成を示す回路図である。図４は、インバータ回路ＩＶで出力可能な電圧を示すベクトル図である。図５は、インバータ回路ＩＶで出力可能な時系列な電圧パターンの一例を説明するための図である。図６は、インバータ回路ＩＶで出力可能な時系列な電圧パターンの他の例を説明するための図である。

本実施形態における電動機駆動制御システムＳは、例えば、図１に示すように、電動機Ｍと、インバータ回路ＩＶと、ＰＷＭ変調器ＰＷと、２相３相変換部ＣＶ１と、モデル予測制御部ＭＣと、３相２相変換部ＣＶ２と、回転速度処理部ＲＳＣと、電流測定部ＣＳと、回転角度測定部ＶＳとを備える。電動機駆動制御システムＳから電動機Ｍを除いた構成が電動機駆動制御装置Ｄとなる。

電動機Ｍは、インバータ回路ＩＶに接続され、インバータ回路ＩＶの交流出力で駆動される電動機である。例えば、電動機Ｍは、インバータ回路ＩＶから出力されるＵ相、Ｖ相およびＷ相の三相交流電力で駆動される同期電動機、より具体的には、本実施形態では表面磁石型永久磁石式同期電動機（ｓｕｒｆａｃｅ ｍｏｕｎｔｅｄ ｐｅｒｍａｎｅｎｔ ｍａｇｎｅｔ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｍｏｔｏｒ、ＰＭＳＭ）である。なお、電動機Ｍは、これに限定されるものではなく、例えば、誘導電動機（ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｔｏｒ、ＩＭ）やＳＲモータ（Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｒｅｌｕｃｔａｎｃｅ ｍｏｔｏｒ、ＳＲＭ）等の他の種類であっても良い。

ＰＷＭ変調器ＰＷは、変更可能なパルス幅で矩形波を出力する回路であり、インバータ回路ＩＶは、直流電力を交流電力に変換する回路であり、本実施形態では、ＰＷＭ変調器ＰＷおよびインバータ回路ＩＶにより、三相交流電力で電動機を駆動する、いわゆる３相ＰＷＭインバータモータドライバが構成される。これらＰＷＭ変調器ＰＷおよびインバータ回路ＩＶは、２相３相変換部ＣＶ１を介してモデル予測制御部ＭＣに接続され、モデル予測制御部ＭＣの制御に従って、直流電源Ｖｄｃ（図３）からの直流電力を、所定の周波数の交流電力へ変換する。より具体的には、ＰＷＭ変調器ＰＷは、モデル予測制御部ＭＣの制御に従った周波数およびパルス幅の矩形波を後述の制御信号（ＩＶ制御信号）としてインバータ回路ＩＶへ出力する回路である。インバータ回路ＩＶは、ＰＷＭ変調器ＰＷに接続され、ＰＷＭ変調器ＰＷからのＩＶ制御信号に従って、直流電源Ｖｄｃの直流電力を、所定の周波数の交流電力へ変換する回路である。

インバータ回路ＩＶは、例えば、図３に示すように、直列に接続された２個のスイッチング素子Ｔｒを１組として、互いに並列に接続された３組Ｔｒ１、Ｔｒ４；Ｔｒ２、Ｔｒ５；Ｔｒ３、Ｔｒ６を備える。より具体的には、インバータ回路ＩＶは、６個の第１ないし第６スイッチングＴｒ１～Ｔｒ６を備える。これら第１ないし第６スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６は、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の、オンオフするスイッチ機能を持つ電力用半導体素子である。

第１ないし第３スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ３の各一方端子（例えば各コレクタ端子）は、それぞれ、直流電源Ｖｄｃの一方端子に接続される。第１スイッチング素子Ｔｒ１の他方端子（例えばエミッタ端子）は、第４スイッチング素子Ｔｒ４の一方端子（例えば各コレクタ端子）に接続される。第２スイッチング素子Ｔｒ２の他方端子（例えばエミッタ端子）は、第５スイッチング素子Ｔｒ５の一方端子（例えば各コレクタ端子）に接続される。第３スイッチング素子Ｔｒ３の他方端子（例えばエミッタ端子）は、第６スイッチング素子Ｔｒ６の一方端子（例えば各コレクタ端子）に接続される。これら第４ないし第６スイッチング素子Ｔｒ４～Ｔｒ６の各他方端子（例えば各エミッタ端子）は、それぞれ、直流電源Ｖｄｃの他方端子に接続される。

これら第１ないし第６スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６における、スイッチング素子ＴｒをオンオフするためのＩＶ制御信号が入力される各制御端子（例えばゲート端子）は、ＰＷＭ変調器ＰＷに接続される。これら第１ないし第６スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６それぞれにおいて、その一方端子と他方端子との各間それぞれには、他方端子にアノード端子を接続した各ダイオードＤ１～Ｄ６が接続される。そして、第１スイッチング素子Ｔｒ１と第４スイッチング素子Ｔｒ４とを接続する第１接続点は、例えばＵ相の交流電流を出力し、電動機ＭのＵ相を接続する入力端子に接続される。第２スイッチング素子Ｔｒ２と第５スイッチング素子Ｔｒ５とを接続する第２接続点は、例えばＶ相の交流電流を出力し、電動機ＭのＶ相を接続する入力端子に接続される。第３スイッチング素子Ｔｒ３と第６スイッチング素子Ｔｒ６とを接続する第３接続点は、例えばＷ相の交流電流を出力し、電動機ＭのＷ相を接続する入力端子に接続される。

このような構成では、インバータ回路ＩＶは、いわゆる２レベル３相インバータ回路であり、各組の一方のスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３と他方のスイッチング素子Ｔｒ４、Ｔｒ５、Ｔｒ６とは、互いに逆のスイッチング態様（一方がオンの場合には他方がオフで、一方がオフの場合には他方がオンである態様）となるように、ＰＷＭ変調器ＰＷからのＩＶ制御信号に従って制御され、直流電源Ｖｄｃの直流電力を変換してＵ相、Ｖ相およびＷ相の３相の交流電流を電動機Ｍへ出力する。

電流測定部ＣＳは、３相２相変換部ＣＶ２に接続され、インバータ回路ＩＶから電動機Ｍへ流れる電流、本実施形態では、Ｕ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流それぞれを測定し、その各測定結果を３相２相変換部ＣＶ２へ出力する装置である。電流測定部ＣＳは、例えば交流電流計を備えて構成される。

回転角度測定部ＶＳは、２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２および回転速度処理部ＲＳＣそれぞれに接続され、電動機Ｍにおける磁極位置を角度で測定し、その測定結果（回転角度、電気角（＝機械角／電動機Ｍの極対数））を２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２および回転速度処理部ＲＳＣそれぞれに出力する装置である。回転角度測定部ＶＳは、例えば、ロータリエンコーダ（パルスジェネレータ）や、ホールＩＣ等を備えて構成される。なお、センサレスの場合には、回転角度測定部ＶＳは、電動機Ｍのモデルを用いて電流および電圧から電動機Ｍの回転角度を求めても良い。

２相３相変換部ＣＶ１は、モデル予測制御部ＭＣに接続され、回転角度測定部ＶＳから入力された測定結果（回転角度θ_ｅ）およびモデル予測制御部ＭＣで後述のように求められた平滑電圧パターンに基づく目標電圧ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊から、この目標電圧ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊に対応する目標のＵ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流をインバータ回路ＩＶから出力するようにＰＷＭ変調器ＰＷを制御するための制御信号（ＰＷＭ制御信号）を求め、このＰＷＭ制御信号をＰＷＭ変調器ＰＷへ出力するものである。

３相２相変換部ＣＶ２は、モデル予測制御部ＭＣに接続され、電流測定部ＣＳから入力された測定結果（Ｕ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流）および回転角度測定部ＶＳから入力された測定結果（回転角度θ_ｅ）から、いわゆるクラーク（Ｃｌａｒｋｅ）変換およびパーク（Ｐａｒｋ）変換によって、励磁電流（ｄ軸電流）ｉ_ｄおよびトルク分電流（ｑ軸電流）ｉ_ｑを求め、この求めたｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑをモデル予測制御部ＭＣへ出力するものである。なお、モデル予測制御部ＭＣには、電動機Ｍを駆動させる目標電流（ｄ軸目標電流ｉ_ｄ ^＊、ｑ軸目標電流ｉ_ｑ ^＊）が外部から入力される。

回転速度処理部ＲＳＣは、モデル予測制御部ＭＣに接続され、回転角度測定部ＶＳから入力された測定結果（回転角度θ_ｅ）から、電動機Ｍの回転速度ω_ｍを求め、この求めた回転速度ω_ｍをモデル予測制御部ＭＣへ出力するものである。例えば、回転角度測定部ＶＳで測定された回転角度θ_ｅ（回転角度位置）を時間微分して電動機Ｍの極対数ｐの逆数を乗じることによって回転速度ω_ｍが求められる。

モデル予測制御部ＭＣは、モデル予測制御を用いたベクトル制御によって、電動機ＭをＰＷＭ変調器ＰＷおよびインバータ回路ＩＶを介して駆動制御するものである。モデル予測制御部ＭＣは、より具体的には、例えば、図２に示すように、制御部１１と、電圧パターン生成部１２と、平滑化部１３と、予測部１４と、電圧パターン選択部１５と、ＰＷＭインバータ制御部１６とを備える。

制御部１１は、電動機駆動制御システムＳの各部を当該各部の機能に応じて制御し、電動機駆動制御システムＳ全体の制御を司るものである。

電圧パターン生成部１２は、インバータ回路ＩＶで出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成するものである。すなわち、電圧パターン生成部１２は、インバータ回路ＩＶで出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成処理を実施する。インバータ回路ＩＶは、本実施形態では、上述のように、２レベル３相インバータであるので、第１ないし第６スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ６のスイッチング態様に応じて、図４に示すように、２^３＝８通りの電圧ベクトルを出力できる。

なお、電圧ベクトルＶ_０は、第１ないし第３スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ３がオフであって第４ないし第６スイッチング素子Ｔｒ４～Ｔｒ６がオンであり、電動機Ｍに給電されない場合（Ｖ_０＝（０、０、０））である。電圧ベクトルＶ_７は、第１ないし第３スイッチング素子Ｔｒ１～Ｔｒ３がオンであって第４ないし第６スイッチング素子Ｔｒ４～Ｔｒ６がオフであり、電動機Ｍに給電されない場合（Ｖ_７＝（０、０、０））である。

時系列な電圧パターンは、予測する制御周期数である予測ホライズン、および、制御入力である電圧を可変とする制御周期数である制御ホライズンによって決定される。このため、モデル予測制御部ＭＣには、予め予測ホライズンの数値および制御ホライズンの数値が、モデル予測制御の仕様等に応じて適宜に予め設定され、電圧パターン生成部１２は、インバータ回路ＩＶで出力可能な電圧（上述では８通り）、予測ホライズンの数値および制御ホライズンの数値に応じて互いに異なる複数の時系列な電圧パターンを生成する。

図５には、一例として、予測ホライズンＮ_ｐが２であり、制御ホライズンＮ_ｃが１である場合のインバータ回路ＩＶで出力可能な全ての時系列な電圧パターンが樹形図で図示されている。図５では、現在のＮ番目の制御における電圧に対し、予測ホライズンＮ_ｐが２であるので、次の（Ｎ＋１）番目の制御における電圧と、さらに次の（Ｎ＋２）番目の制御における電圧とが予測され、制御ホライズンＮ_ｃが１であるので、インバータ回路ＩＶで出力可能な全ての時系列な電圧パターンは、現在のＮ番目の制御における電圧から、次の（Ｎ＋１）番目の制御では、８通りの電圧Ｖ_０～Ｖ_７に分岐し、さらに次の（Ｎ＋２）番目の制御では、各電圧Ｖ_０～Ｖ_７から、それぞれ当該電圧Ｖ_０～Ｖ_７に維持された８組の時系列な電圧パターンである。

図６には、他の例として、予測ホライズンＮ_ｐが１であり、制御ホライズンＮ_ｃが１である場合のインバータ回路ＩＶで出力可能な全ての時系列な電圧パターンが樹形図で図示されている。図６では、現在のＮ番目の制御における電圧に対し、予測ホライズンＮ_ｐが１であるので、次の（Ｎ＋１）番目の制御における電圧が予測され、制御ホライズンＮ_ｃが１であるので、インバータ回路ＩＶで出力可能な全ての時系列な電圧パターンは、現在のＮ番目の制御における電圧から、次の（Ｎ＋１）番目の制御で８通りの電圧Ｖ_０～Ｖ_７に分岐した８組の時系列な電圧パターンである。

なお、図示は省略されるがさらに他の一例として、予測ホライズンが２であり、制御ホライズンが２である場合、現在のＮ番目の制御における電圧に対し、予測ホライズンが２であるので、次の（Ｎ＋１）番目の制御における電圧と、さらに次の（Ｎ＋２）番目の制御における電圧とが予測され、制御ホライズンが２であるので、インバータ回路ＩＶで出力可能な全ての時系列な電圧パターンは、（Ｎ＋１）番目の制御および（Ｎ＋２）番目の制御それぞれで８通りの電圧Ｖ_０～Ｖ_７に分岐し、６４組の時系列な電圧パターンである。以下、本実施形態では、図６に示す他の例が適用される場合で説明する。この例では、現在のｋ番目の制御において、電圧パターン生成部１２で生成された８通りの、１制御周期先までのｖ_ｄｑ（ｋ＋１）が求められる。

平滑化部１３は、電圧パターン生成部１２で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化（スムージング）するものである。すなわち、平滑化部１３は、電圧パターン生成部１２で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化処理を実施する。

より具体的には、本実施形態では、平滑化部１３は、時系列な電圧パターンをローパスフィルタでフィルタリングすることで前記時系列な電圧パターンを平滑化する。より詳しくは、モデル予測制御部ＭＣが、予め設定された所定の制御周期ごとに繰り返し電動機Ｍを制御する場合、ｋ番目の制御におけるｄｑ軸（回転座標系）での電圧ベクトルをｖ_ｄｑ（ｋ）とし、その平滑化した電圧ベクトルをｖ_ｄｑｓ（ｋ）とし、パラメータとして、平滑化の度合いを調整する平滑度をＫａとする場合に、平滑化部１３は、電圧パターン生成部１２によって生成された時系列な電圧パターンを、次式１で平滑化する。

式１では、ｋ番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルをｖ_ｄｑｓ（ｋ）は、それまでの（ｋ－１）番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルｖ_ｄｑｓ（ｋ－１）とｋ番目の制御における電圧ベクトルをｖ_ｄｑ（ｋ）とを、平滑度Ｋａで重み付けした重み付け平均することによって求められる。平滑度Ｋａは、０から１までの範囲内で予め適宜に設定される（０≦Ｋａ≦１）。平滑度Ｋａが１に近づくほど、（ｋ－１）番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルｖ_ｄｑｓ（ｋ－１）が重視され、ｋ番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルｖ_ｄｑｓ（ｋ）中に占める、（ｋ－１）番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルｖ_ｄｑｓ（ｋ－１）の割合が大きくなり、逆に、平滑度Ｋａが０に近づくほど、ｋ番目の制御における電圧ベクトルｖ_ｄｑ（ｋ）が重視され、ｋ番目の制御における、平滑化した電圧ベクトルｖ_ｄｑｓ（ｋ）中に占める、ｋ番目の制御における電圧ベクトルｖ_ｄｑ（ｋ）の割合が大きくなる。なお、電圧ベクトルｖ_ｄｑ（ｋ）は、［ｖ_ｄ（ｋ）、ｖ_ｑ（ｋ）］^Ｔである（ｖ_ｄｑ（ｋ）＝［ｖ_ｄ（ｋ）、ｖ_ｑ（ｋ）］^Ｔ）。

ここで、ｋ＝１の場合における式１の右辺第１項のｖ_ｄｑｓ（０）には、前回の制御周期の制御で実際にインバータ回路ＩＶから出力された電圧値が用いられる。

上述の例では、現在のｋ番目の制御において、電圧パターン生成部１２で生成された８通りの、１制御周期先までのｖ_ｄｑ（ｋ＋１）に対し、平滑化部１３によって８通りの、１制御周期先までのｖ_ｄｑｓ（ｋ＋１）が求められる。

電動機駆動制御システムＳ、電動機駆動制御装置Ｄおよびこれに実装された電動機駆動制御方法は、平滑度Ｋａが調整可能に構成されている。これを実現するために、例えば、図２に破線で示すように、平滑化部１３は、電圧パターン生成部１２で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化するデジタルローパスフィルタ部（ＤＬＰＦ部）１３１と、所定の平滑度Ｋａとなるように、ＤＬＰＦ１３１のフィルタ係数を制御するフィルタ係数制御部１３２と、平滑度Ｋａの値を決定する平滑度設定部１３３と、を備える。このようなＤＬＰＦ１３１、フィルタ係数制御部１３２および平滑度設定部１３３は、例えば、後で説明するＣＰＵに機能的に構成される。

予測部１４は、平滑化部１３で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが電動機Ｍに入力された場合における前記電動機Ｍの制御目標に関する所定の物理量の値を予測値として予測するものである。すなわち、平滑化部１３で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが電動機Ｍに入力された場合における電動機Ｍの制御目標に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測処理を実施する。より具体的には、本実施形態では、電動機Ｍの制御目標に関する所定の物理量は、電動機Ｍの駆動電流である。このため、予測部１４は、ｄ軸電圧ｖ_ｄを用いた次式２によってｄ軸電流ｉ_ｄ（電動機Ｍを駆動させる電流）の予測値を求め、ｑ軸電圧ｖ_ｑを用いた次式３によってｑ軸電流ｉ_ｑ（電動機Ｍを駆動させる電流）の予測値を求める。

ここで、ｉ_ｄ（ｋ）は、ｋ番目の制御におけるｄ軸電流であり、ｉ_ｑ（ｋ）は、ｋ番目の制御におけるｑ軸電流であり、Ｌ_ｄは、ｄ軸インダクタンスであり、Ｌ_ｑは、ｑ軸インダクタンスである。なお、本実施形態では、電動機Ｍが永久磁石式同期電動機であるので、Ｌ_ｄ＝Ｌ_ｑ＝Ｌとなる。Ｔ_ｓは、制御周期であり、Ｒは、電動機Ｍの巻線抵抗であり、ω_ｍ（ｋ）は、ｋ番目の制御における、測定された回転速度（実績の回転速度）であり、Ψは、電動機Ｍにおける永久磁石の鎖交磁束である。なお、現在、ｋ番目の制御の場合、（ｋ＋１）、（ｋ＋２）、（ｋ＋３）、・・・は、予測値であることを表している。

上述の例では、現在のｋ番目の制御において、平滑化部１３で求められた８通りのｖ_ｄｑｓ（ｋ＋１）に対し、予測部１４によって、８通りの１制御周期先までの［ｉ_ｄｑ（ｋ＋１）が予測値として求められる。なお、電流ベクトルｉ_ｄｑ（ｋ）は、［ｉ_ｄ（ｋ）、ｉ_ｑ（ｋ）］^Ｔである（ｉ_ｄｑ（ｋ）＝［ｉ_ｄ（ｋ）、ｉ_ｑ（ｋ）］^Ｔ）。

電圧パターン選択部１５は、平滑化部１３で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、予測部１４で予測された予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な平滑電圧パターンを、平滑化部１３で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する。すなわち、電圧パターン選択部１５は、平滑化部１３で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、予測部１４で予測された予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な平滑電圧パターンを、平滑化部１３で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択処理を実施する。

より具体的には、電圧パターン選択部１５は、平滑化部１３で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、予測部１４で予測された電動機Ｍの電流予測値ｉ_ｄｑ（ｋ＋１）を、例えば次式４の評価式ｇに用いることによって、前記時系列な平滑電圧パターンを定量的に評価し（評価値を算出）、前記複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、最も高い評価の電流予測値ｉ_ｄｑ（ｋ＋１）に対応する時系列な平滑電圧パターンを選択する。式４の評価式ｇでは、評価値が小さいほど、評価が高い。したがって、前記複数の時系列な平滑電圧パターンの中から、最も小さい評価値を与える電流予測値ｉ_ｄｑ（ｋ＋１）に対応する時系列な平滑電圧パターンが最適な時系列な平滑電圧パターンとして選択される。

電流制御では、ｑ軸電流の目標値に対する偏差を最小にすることが重要となることから、ｑ軸電流の目標値に対する偏差を第１項とし、永久磁石式同期電動機の場合、無駄な給電を防止するために、トルクの発生に寄与しないｄ軸電流ｉ_ｄを０に保持することが重要であることから、この電流偏差を第２項とし、これら第１項および第２項を係数ａ、ｂで線形結合することで構成されている。したがって、第１項と第２項とにおける相対的な重要度に応じて係数ａ、ｂが予め適宜に決定される。

ＰＷＭインバータ制御部１６は、電圧パターン選択部１５で選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、インバータ回路ＩＶを制御するものである。すなわち、ＰＷＭインバータ制御部１６は、電圧パターン選択部１５で選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、インバータ回路ＩＶを制御するＰＷＭインバータ制御処理を実施する。より具体的には、本実施形態では、ＰＷＭインバータ制御部１６は、現在、ｋ番目の制御である場合に、電圧パターン選択部１５で選択された時系列な平滑電圧パターンにおける次回の（ｋ＋１）番目の制御でのｄ軸電圧ｖ_ｄｓ（ｋ＋１）およびｑ軸電圧ｖ_ｑｓ（ｋ＋１）それぞれをｄ軸目標電圧ｖ_ｄ ^＊およびｑ軸目標電圧ｖ_ｑ ^＊それぞれとして、この目標電圧ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊に対応する目標のＵ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流をインバータ回路ＩＶから出力するように、２相３相変換部ＣＶ１にＰＷＭ制御信号を生成させてこのＰＷＭ制御信号でＰＷＭ変調器ＰＷにＩＶ制御信号を生成させ、この生成させたＩＶ制御信号をＰＷＭ変調器ＰＷからインバータ回路ＩＶへ出力させる。

そして、制御部１１は、前記電圧パターン生成処理、前記平滑化処理、前記予測処理、前記電圧パターン選択処理および前記インバータ制御処理を、電圧パターン生成部１２、平滑化部１３、予測部１４、電圧パターン選択部１５およびＰＷＭインバータ制御部１６に、所定の制御周期で繰り返し実施させる。

このようなモデル予測制御部ＭＣ、２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２および回転速度処理部ＲＳＣは、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、メモリおよびその周辺回路を備えて構成されるマイクロプロセッサで構成可能であり、モデル予測制御部ＭＣにおける制御部１１、電圧パターン生成部１２、平滑化部１３、予測部１４、電圧パターン選択部１５およびＰＷＭインバータ制御部１６、２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２、ならびに、回転速度処理部ＲＳＣは、所定のプログラムの実行により、前記ＣＰＵに機能的に構成される。

平滑度設定部１３３（平滑化部１３）は、電動機Ｍが定常状態の場合、電動機Ｍが過渡状態の場合と比べて平滑化の度合いを表す平滑度Ｋａを大きく設定し、過渡状態の場合、定常状態の場合と比べて平滑度Ｋａを小さく設定する。詳しく説明すると、電動機Ｍが過渡状態の場合、ｄ軸目標電流ｉ_ｄ ^＊（ｄ軸電流ｉ_ｄの目標値）およびｑ軸目標電流ｉ_ｑ ^＊（ｑ軸電流ｉ_ｑの目標値）は、変化する。これに対して、電動機Ｍが定常状態の場合、ｄ軸目標電流ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸目標電流ｉ_ｑ ^＊は、変化しない、または、ほとんど変化しない。平滑度設定部１３３は、下記式５と式６を用いて、ｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑがそれぞれ次の制御周期でｄ軸目標電流ｉ_ｄ ^＊、ｑ軸目標電流ｉ_ｑ ^＊に到達するために必要となる次の制御周期のｄ軸電圧、ｑ軸電圧を算出する。

ここで、ｖ_ｄ ^＊（ｋ＋１）は、次の制御周期（ｋ＋１番目の制御）でｄ軸電流ｉ_ｄをｄ軸目標電流ｉ_ｄ ^＊（ｋ＋１）に到達するために必要となる次の制御周期のｄ軸電圧を示す。ｖ_ｑ ^＊（ｋ＋１）は、次の制御周期（ｋ＋１番目の制御）でｑ軸電流ｉ_ｑをｑ軸目標電流ｉ_ｑ ^＊（ｋ＋１）に到達するために必要となる次の制御周期のｑ軸電圧を示す。ｖ_ｄ ^＊（ｋ＋１）、ｖ_ｑ ^＊（ｋ＋１）は、それぞれ、平滑化されていない。ｉ_ｄ（ｋ）、ｉ_ｑ（ｋ）、ω_ｍ（ｋ）は、それぞれ、現在の制御周期（ｋ番目の制御）でのｄ軸電流、ｑ軸電流、測定された回転速度を示す。上述したように、Ｌ_ｄは、ｄ軸インダクタンスであり、Ｌ_ｑは、ｑ軸インダクタンスであり、Ｔ_ｓは、制御周期であり、Ψは、電動機Ｍにおける永久磁石の鎖交磁束である。

図１に示すように、モデル予測制御部ＭＣは、電圧パターン選択部１５で選択された、次の制御周期（ｋ＋１番目の制御）で用いる平滑化したｄ軸電圧ｖ_ｄｓ（ｋ＋１）、ｑ軸電圧ｖ_ｑｓ（ｋ＋１）をそれぞれｄ軸目標電圧ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸目標電圧ｖ_ｑ ^＊として出力する。電圧の平滑効果を大きくするために、平滑度Ｋａが大きく設定され、この結果、ｄ軸目標電圧ｖ_ｄ ^＊がｖ_ｄ ^＊（ｋ＋１）を下回り、または、ｑ軸目標電圧ｖ_ｑ ^＊がｖ_ｑ ^＊（ｋ＋１）を下回ると、ｄ軸目標電流ｉ_ｄ ^＊、ｑ軸目標電流ｉ_ｑ ^＊に到達するための応答性が低下する。そこで、平滑度設定部１３３は、図７に示すフローチャートに従って、平滑度Ｋａを決定する。これによれば、ｄ軸目標電圧ｖ_ｄ ^＊をｖ_ｄ ^＊（ｋ＋１）と同じにし、かつ、ｑ軸目標電圧ｖ_ｑ ^＊をｖ_ｑ ^＊（ｋ＋１）より大きくし、または、ｄ軸目標電圧ｖ_ｄ ^＊をｖ_ｄ ^＊（ｋ＋１）より大きくし、かつ、ｑ軸目標電圧ｖ_ｑ ^＊をｖ_ｑ ^＊（ｋ＋１）と同じにすることができる。但し、例外がある。

平滑度設定部１３３は、式５を用いてｖ_ｄ ^＊（ｋ＋１）を算出し、式６を用いてｖ_ｑ ^＊（ｋ＋１）を算出する（Ｓ１）。平滑度設定部１３３は、処理Ｓ１で算出したｖ_ｄ ^＊（ｋ＋１）と現在の制御周期（ｋ番目の制御）で用いられている平滑化したｄ軸電圧ｖ_ｄｓ（ｋ）との電圧偏差Δｖｄを算出し、処理Ｓ１で算出したｖ_ｑ ^＊（ｋ＋１）と現在の制御周期（ｋ番目の制御）で用いられている平滑化したｑ軸電圧ｖ_ｑｓ（ｋ）との電圧偏差Δｖｑを算出する（Ｓ２）。ｄ軸電圧ｖ_ｄｓ（ｋ）はｄ軸目標電圧ｖ_ｄ ^＊であり、ｑ軸電圧ｖ_ｑｓ（ｋ）はｑ軸目標電圧ｖ_ｑ ^＊である。

平滑度設定部１３３は、ｄ軸電圧平滑度Ｋａｄを、下記式を用いて逆算する（Ｓ３）。
Ｋａｄ＝（－Δｖ_ｄ／ｖ_ｄ＿ｍａｘ）＋Ｋａｍａｘ
ｖ_ｄ＿ｍａｘは、インバータＩＶの最大出力電圧でのｄ軸電圧の絶対値である。Ｋａｍａｘは、平滑度Ｋａの最大値であり、ユーザが設定することができる。電動機Ｍが定常状態の場合、電圧偏差（Δｖ_ｄ）が０または略０になるので、Ｋａｄは、Ｋｍａｘまたは略Ｋｍａｘとなる。電動機Ｍが過渡状態の場合、電圧偏差（Δｖ_ｄ）が大きくなるので、Ｋａｄは、Ｋｍａｘより小さくなる。

平滑度設定部１３３は、処理Ｓ３で算出したＫａｄが０より小さいか否かを判断する（Ｓ４）。電圧偏差Δｖｄが大きくなり、Ｋａｄがゼロより小さくなることがある。これは、ｖ_ｄ ^＊（ｋ＋１）がインバータＩＶの最大出力電圧より大きいことであり、平滑度Ｋａがゼロでも、ｄ軸目標電圧ｖ_ｄ ^＊はｖ_ｄ ^＊（ｋ＋１）にできず、ｖ_ｄ ^＊（ｋ＋１）より小さくなる。

平滑度設定部１３３は、Ｋａｄがゼロより小さいとき（Ｓ４でＹｅｓ）、Ｋａｄをゼロとする（Ｓ５）。この場合、上記例外となり、ｄ軸目標電圧ｖ_ｄ ^＊は、ｖ_ｄ ^＊（ｋ＋１）にできず、ｖ_ｄ ^＊（ｋ＋１）より小さくなる。

平滑度設定部１３３は、ｑ軸電圧平滑度Ｋａｑを、下記式を用いて逆算する（Ｓ６）。
Ｋａｑ＝（－Δｖ_ｑ／ｖ_ｑ＿ｍａｘ）＋Ｋａｍａｘ
ｖ_ｑ＿ｍａｘは、インバータＩＶの最大出力電圧でのｑ軸電圧の絶対値である。電動機Ｍが定常状態の場合、電圧偏差（Δｖ_ｑ）が０または略０になるので、Ｋａｑは、Ｋｍａｘまたは略Ｋｍａｘとなる。電動機Ｍが過渡状態の場合、電圧偏差（Δｖ_ｑ）が大きくなるので、Ｋａｑは、Ｋｍａｘより小さくなる。

平滑度設定部１３３は、処理Ｓ６で算出したＫａｑが０より小さいか否かを判断する（Ｓ７）。電圧偏差Δｖｑが大きくなり、Ｋａｑがゼロより小さくなることがある。これは、ｖ_ｑ ^＊（ｋ＋１）がインバータＩＶの最大出力電圧より大きいことであり、平滑度Ｋａがゼロでも、ｑ軸目標電圧ｖ_ｑ ^＊はｖ_ｑ ^＊（ｋ＋１）にできず、ｖ_ｑ ^＊（ｋ＋１）より小さくなる。

平滑度設定部１３３は、Ｋａｑがゼロより小さいとき（Ｓ７でＹｅｓ）、Ｋａｑをゼロとする（Ｓ８）。この場合、上記例外となり、ｑ軸目標電圧ｖ_ｑ ^＊は、ｖ_ｑ ^＊（ｋ＋１）にできず、ｖ_ｑ ^＊（ｋ＋１）より小さくなる。

平滑度設定部１３３は、ＫａｄがＫａｑ以上か否かを判断する（Ｓ９）。平滑度設定部１３３は、ＫａｄがＫａｑ以上と判断したとき（Ｓ９でＹｅｓ）、平滑度ＫａをＫａｑに設定し（Ｓ１０）、ＫａｄがＫａｑより小さいと判断したとき（Ｓ９でＮｏ）、平滑度ＫａをＫａｄに設定する（Ｓ１１）。要するに、Ｋａｄ、Ｋａｑのうち、小さい方が平滑度Ｋａにされる。

以上説明したように、図７に示すフローチャートによれば、平滑度設定部１３３（平滑化部１３）は、所定の物理量（駆動電流）を目標値にするために次の制御周期で必要となる電圧（ｖ_ｄ ^＊（ｋ＋１）、（ｖ_ｑ ^＊（ｋ＋１））と電圧パターン選択部１５で選択された、現在の制御周期での時系列な平滑電圧パターンの電圧（ｖ_ｄｓ（ｋ）、ｖ_ｄｑ（ｋ））との偏差（Δｖ_ｄ、Δｖ_ｑ）を計算し、偏差が大きくなるにしたがって次の制御周期での平滑度Ｋａを小さく設定し、偏差が小さくなるにしたがって次の制御周期での平滑度Ｋａを大きく設定する。

次に、本実施形態の電動機駆動制御システムＳの動作について説明する。図８は、この動作を示すフローチャートである。本実施形態の電動機駆動制御システムＳでは、電源が投入されると、必要な各部の初期化を実行し、その稼働を始める。そして、例えば、プログラムの実行によって、前記ＣＰＵには、モデル予測制御部ＭＣ、２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２および回転速度処理部ＲＳＣが機能的に構成され、モデル予測制御部ＭＣには、制御部１１、電圧パターン生成部１２、平滑化部１３、予測部１４、電圧パターン選択部１５およびＰＷＭインバータ制御部１６が機能的に構成される。

そして、図８に示す処理Ｓ２１～処理Ｓ２８の各処理が、電動機Ｍの駆動が停止されるまで、制御部１１によって所定の制御周期ごとに繰り返し実行される。

図８において、まず、今回（ｋ番目）において、電流測定部ＣＳによって測定された各相の巻線電流の値が取得され、回転角度測定部ＶＳによって測定された回転角度θ_ｅの値が取得される（Ｓ２１）。電流測定部ＣＳは、この取得した各相の巻線電流の値を、３相２相変換部ＣＶ２へ出力し、回転角度測定部ＶＳは、この取得した回転角度θ_ｅの値を、２相３相変換部ＣＶ１、３相２相変換部ＣＶ２および回転速度処理部ＲＳＣそれぞれへ出力する。

続いて、３相２相変換部ＣＶ２は、処理Ｓ２１で取得された各相の巻線電流の値および回転角度θ_ｅの値から、ｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑを求め、この求めたｄ軸電流ｉ_ｄおよびｑ軸電流ｉ_ｑをモデル予測制御部ＭＣへ出力し、回転速度処理部ＲＳＣは、処理Ｓ２１で取得された各相の巻線電流の値および回転角度θ_ｅの値から、回転速度ω_ｍを求め、この求めた回転速度ω_ｍを、モデル予測制御部ＭＣへ出力する（Ｓ２２）。

続いて、モデル予測制御部ＭＣは、電圧パターン生成部１２によって、予め設定された予測ホライズンの値および制御ホライズンの値に応じて、インバータ回路ＩＶで出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する（Ｓ２３、電圧パターン生成処理）。

続いて、平滑度設定部１３３は、処理Ｓ２２で求められたｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑおよび回転速度ω_ｍを用いて、平滑度Ｋａを決定する（Ｓ２４、平滑度決定処理）。

続いて、モデル予測制御部ＭＣは、平滑化部１３によって、処理Ｓ２３で電圧パターン生成部１２によって生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する（Ｓ２５、平滑化処理）。この平滑化において、処理Ｓ２４で決定された平滑度Ｋａが用いられる。

続いて、モデル予測制御部ＭＣは、予測部１４によって、処理Ｓ２５で平滑化部１３によって平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが電動機Ｍに入力された場合における前記電動機Ｍの制御目標に関する所定の物理量の値を予測値として予測する（Ｓ２６、予測処理）。より具体的には、本実施形態では、予測部１４は、式２によってｄ軸電流ｉ_ｄの予測値ｉ_ｄ（ｋ＋１）を求め、式３によってｑ軸電流ｉ_ｑの予測値ｉ_ｑ（ｋ＋１）を求める。

続いて、モデル予測制御部ＭＣは、電圧パターン選択部１５によって、処理Ｓ２５で平滑化部１３によって平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、処理Ｓ２６で予測部１４によって予測された予測値および式４を用いて、評価値ｇを算出し、算出された各評価値ｇの中で最も高い評価の評価値ｇに対応する時系列な平滑電圧パターンを、処理Ｓ２５で平滑化部１３によって平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する（Ｓ２７、電圧パターン選択処理）。

続いて、モデル予測制御部ＭＣは、ＰＷＭインバータ制御部１６によって、処理Ｓ２７で電圧パターン選択部１５によって選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、ＰＷＭ変調器ＰＷおよびインバータ回路ＩＶを制御して電動機Ｍを駆動する（Ｓ２８、ＰＷＭインバータ制御処理）。

このように電動機Ｍが、制御目標の目標値となるｄ軸目標電流ｉ_ｄ ^＊、ｑ軸目標電流ｉ_ｑ ^＊となるように、モデル予測制御で制御され、駆動される。

シミュレーション（数値実験）によって、本実施形態における電動機駆動制御システムＳ、電動機駆動制御装置およびこれに実装された電動機駆動制御方法の効果が検証された。図９は、本実施形態における電動機駆動制御システムＳによる速度制御のシミュレーション結果を示し、図１０は、第１比較例による速度制御のシミュレーション結果を示し、図１１は、第２比較例による速度制御のシミュレーション結果を示す。図９～図１１の各横軸は、経過時間であり、各縦軸は、ｑ軸電流ｉ_ｑである。図９～図１１において、点線は、目標値（参照値、ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）を示し、実線は、測定値（ｍｅａｓｕｒｅｄ）を示す。

第１比較例は、フィードバック制御で速度制御を実行しており、第２比較例は、平滑度Ｋａが固定されている以外、本実施形態と同様のモデル予測制御で速度制御を実行した。

図９に示すように、本実施形態では、ｑ軸電流ｉ_ｑが目標値付近に収束するために要する時間が約０．８単位時間であり、図１０に示すように、第１比較例では、ｑ軸電流ｉ_ｑが目標値付近に収束するために要する時間が約１．３単位時間である。従って、本実施形態は第１比較例よりも、目標値への追従性（応答性）が良いことが分かる。

図９に示すように、本実施形態では、ｑ軸電流ｉ_ｑの脈動が比較的小さく、図１１に示すように、第２比較例では、ｑ軸電流ｉ_ｑの脈動が比較的大きい。従って、本実施形態は第２比較例よりも、電流脈動を小さくできることが分かる。

図１２は、本実施形態における電動機駆動制御システムＳによる速度制御のシミュレーションを実行したときの平滑度Ｋａの変化を示すグラフである。図１２の横軸は、経過時間であり、縦軸は、平滑度Ｋａである。Ｋａｍａｘは、ユーザが予め設定した平滑度Ｋａの最大値である。電動機Ｍが定常状態の場合（目標値が一定）、平滑度ＫａはＫａｍａｘ付近に設定されるので、ｑ軸電流ｉ_ｑの脈動を小さくできる。電動機Ｍが過渡状態の場合（目標値が変化）、平滑度Ｋａはゼロ付近に設定されるので、ｑ軸電流ｉ_ｑの目標値への追従性（応答性）を良くできる。

Ｓ 電動機駆動制御システム
Ｄ 電動機駆動制御装置
Ｍ 電動機
ＭＣ モデル予測制御部
ＩＶ インバータ回路
ＰＭ ＰＷＭ変調器
ＣＳ 電流測定部
ＶＳ 回転角度測定部
ＣＶ１ ２相３相変換部
ＣＶ２ ３相２相変換部
ＲＳＣ 回転速度処理部

Claims (4)

1. インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する電動機駆動制御装置であって、
   前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成部と、
   前記電圧パターン生成部で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化部と、
   前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目標に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測部と、
   前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、前記予測部で予測された前記予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な平滑電圧パターンを、前記平滑化部で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択部と、
   前記電圧パターン選択部で選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御部と、を備え、
   前記平滑化部は、前記電動機が定常状態の場合、前記電動機が過渡状態の場合と比べて前記平滑化の度合いを表す平滑度を大きく設定し、前記過渡状態の場合、前記定常状態の場合と比べて前記平滑度を小さく設定する、
   電動機駆動制御装置。
2. 前記平滑化部は、前記所定の物理量を目標値にするために次の制御周期で必要となる電圧と前記電圧パターン選択部で選択された、現在の制御周期での時系列な平滑電圧パターンの電圧との偏差を計算し、前記偏差が大きくなるにしたがって前記次の制御周期での前記平滑度を小さく設定し、前記偏差が小さくなるにしたがって前記次の制御周期での前記平滑度を大きく設定する、
   請求項１に記載の電動機駆動制御装置。
3. インバータ回路の出力で駆動される電動機を制御する電動機駆動制御方法であって、
   前記インバータ回路で出力可能な時系列な電圧パターンを、互いに異なるように複数、生成する電圧パターン生成工程と、
   前記電圧パターン生成工程で生成された複数の時系列な電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な電圧パターンを時系列な平滑電圧パターンとして平滑化する平滑化工程と、
   前記平滑化工程で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、当該時系列な平滑電圧パターンが前記電動機に入力された場合における前記電動機の制御目標に関する所定の物理量の値を予測値として予測する予測工程と、
   前記平滑化工程で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンそれぞれについて、前記予測工程で予測された前記予測値を用いて、評価値を算出し、算出された各評価値の中で最も高い評価の評価値に対応する時系列な平滑電圧パターンを、前記平滑化工程で平滑化された複数の時系列な平滑電圧パターンの中から選択する電圧パターン選択工程と、
   前記電圧パターン選択工程で選択された時系列な平滑電圧パターンに基づいて、前記インバータ回路を制御するインバータ制御工程と、を備え、
   前記平滑化工程は、前記電動機が定常状態の場合、前記電動機が過渡状態の場合と比べて前記平滑化の度合いを表す平滑度を大きく設定し、前記過渡状態の場合、前記定常状態の場合と比べて前記平滑度を小さく設定する、
   電動機駆動制御方法。
4. 電動機と、
   前記電動機を駆動するインバータ回路と、
   前記インバータ回路を制御することで前記電動機を制御する電動機駆動制御部とを備 え、
   前記電動機駆動制御部は、請求項１または２に記載の電動機駆動制御装置である、
   電動機駆動制御システム。