JP7580595B2 - 信号処理回路及び装置 - Google Patents

Description

本願は、一般に回路設計の分野に関し、特に生理信号を処理する回路及び装置に関する。

［参照による援用］
本願は、２０２０年１２月３１日に出願された出願番号ＰＣＴ／ＣＮ２０２０／１４２５２９の国際特許出願の優先権を主張するものであり、その全ての内容は、参照により本明細書に組み込まれるものとする。

人々の科学的運動及び生理健康への注目が日増しに増えるにつれて、生理信号監視装置に対するニーズもますます高まっている。いくつかの生理信号（例えば、ユーザが運動する時の筋電信号）の強度が弱いため、ノイズが存在する場合、一般的な信号処理回路は、ノイズを除去した後に有効な生理信号を保持しにくい。

発明が解決しようする課題

したがって、特定の生理信号を意図的に処理できる、生理信号監視装置に適用される信号処理回路を提供することが望ましい。

本願の実施例は、信号処理回路を提供する。該信号処理回路は、アナログ回路を含んでもよい。アナログ回路は、受信した初期信号を処理してもよい。前記初期信号は、目標信号及びノイズ信号を含んでもよい。前記アナログ回路は、第１の処理回路と、前記第１の処理回路に接続された第２の処理回路とを含んでもよい。前記第１の処理回路は、前記初期信号の信号雑音比を向上させて、第１の処理信号を出力してもよい。前記第２の処理回路は、前記第１の処理信号に対して増幅処理を行ってもよく、前記第２の処理回路の前記第１の処理信号のゲイン倍率が前記第１の処理信号の周波数の変化に伴って変化する。前記第１の処理回路は、コモンモード信号抑制回路、ローパスフィルタ回路及びハイパスフィルタ回路を含んでもよい。前記コモンモード信号抑制回路は、前記初期信号におけるコモンモード信号を抑制してもよい。

いくつかの実施例において、前記コモンモード信号抑制回路は、差動増幅器を含んでもよい。

いくつかの実施例において、前記ローパスフィルタ回路は、前記差動増幅器の入力端に形成されたブリッジ回路構造を含んでもよい。

いくつかの実施例において、前記差動増幅器の入力インピーダンスは、１０ＭΩよりも大きい。

いくつかの実施例において、前記ローパスフィルタ回路は、上限遮断周波数が１００Ｈｚ～１０００Ｈｚの周波数範囲であってもよい。

いくつかの実施例において、前記ハイパスフィルタ回路は、下限遮断周波数が５Ｈｚ～２００Ｈｚの周波数範囲である。

いくつかの実施例において、前記第１の処理回路は、電源周波数信号を抑制するノッチ回路を含んでもよい。

いくつかの実施例において、前記ノッチ回路は、電源周波数信号の高調波を抑制するカスケードノッチ回路を含んでもよい。

いくつかの実施例において、前記ノッチ回路は、ツインＴアクティブ型ノッチ回路を含んでもよい。

いくつかの実施例において、前記第１の処理回路は、電圧制御ローパスフィルタ回路をさらに含んでもよく、前記電圧制御ローパスフィルタ回路は、目標周波数の付近にゲインを提供し、前記ローパスフィルタ回路と結合して前記ローパスフィルタ回路の減衰を補償する。

いくつかの実施例において、前記第１の処理回路が前記目標信号と前記ノイズ信号との比を向上させる過程は、前記目標信号に対して第１の増幅倍率の増幅処理を行うことと、前記ノイズ信号に対して減衰処理を行うことと、を含んでもよい。

いくつかの実施例において、前記第２の処理回路は、増幅回路、帰還回路及びフォロアを含んでもよい。前記増幅回路は、前記第１の処理信号に対して前記第１の増幅倍率よりも大きい第２の増幅倍率の増幅処理を行ってもよい。前記フォロアは、前記信号処理回路の出力端の影響を遮断してもよい。

いくつかの実施例において、前記第２の処理回路の、前記第１の処理信号の第１の周波数範囲でのゲイン応答が前記第１の周波数範囲以外の周波数範囲でのゲイン応答よりも大きい。

いくつかの実施例において、前記第１の周波数範囲は、２０Ｈｚ～１４０Ｈｚであってもよい。

いくつかの実施例において、前記初期信号は、筋電信号を含んでもよい。

いくつかの実施例において、前記信号処理回路は、制御回路、スイッチ回路及び少なくとも２つの信号収集回路をさらに含んでもよい。前記少なくとも２つの信号収集回路は、少なくとも２つの初期信号を収集してもよい。前記スイッチ回路は、同一時間に前記少なくとも２つの信号収集回路のうちの一部のみの信号収集回路により収集された初期信号が前記アナログ回路に伝送されるように、前記少なくとも２つの信号収集回路と前記アナログ回路との導通を制御してもよい。前記制御回路は、アナログ回路により処理された目標信号を受信し、処理後の前記目標信号をサンプリングしてもよい。

いくつかの実施例において、前記スイッチ回路は、複数の入力チャネルを含んでもよく、前記少なくとも２つの信号収集回路のうちの各信号収集回路は、１つの入力チャネルに単独で接続され、同一時間に、前記スイッチ回路は、前記制御回路の制御信号に基づいて１つの入力チャネルを選択して導通させる。

本願の実施例は、信号処理装置を提供する。該信号処理装置は、信号処理回路を含む。該信号処理回路は、アナログ回路を含んでもよい。アナログ回路は、受信した初期信号を処理してもよい。前記初期信号は、目標信号及びノイズ信号を含んでもよい。前記アナログ回路は、第１の処理回路と、前記第１の処理回路に接続された第２の処理回路とを含んでもよい。前記第１の処理回路は、前記初期信号の信号雑音比を向上させて、第１の処理信号を出力してもよい。前記第２の処理回路は、前記第１の処理信号に対して増幅処理を行ってもよく、前記第２の処理回路の前記第１の処理信号のゲイン倍率が前記第１の処理信号の周波数の変化に伴って変化する。前記第１の処理回路は、コモンモード信号抑制回路、ローパスフィルタ回路及びハイパスフィルタ回路を含んでもよい。前記コモンモード信号抑制回路は、前記初期信号におけるコモンモード信号を抑制してもよい。

付加的な特徴は、以下の説明に部分的に説明され、以下の内容及び図面を検討することにより当業者に明らかになるか、又は実施例の生成又は運用により習得されてもよい。本発明の特徴は、以下の詳細な実施例に説明される方法、ツール及び組み合わせの様々な態様を実施又は使用することにより実現し、達成することができる。

例示的な実施例により本願をさらに説明する。図面を参照して上記例示的な実施例をより詳細に説明する。上記実施例は、非限定的かつ例示的な実施例であり、同じ符号は、図面におけるいくつかの図における類似する構造を示す。

本願のいくつかの実施例に係る信号収集装置の例示的な回路の概略図である。 本願のいくつかの実施例に係る信号処理方法の例示的なフローチャートである。 本願のいくつかの実施例に係る例示的な信号処理回路の概略ブロック図である。 本願のいくつかの実施例に係る複数種のカスケードノッチ回路の周波数応答曲線図である。 本願のいくつかの実施例に係る例示的なローパスフィルタ回路の概略構成図である。 本願のいくつかの実施例に係る例示的なローパスフィルタ回路の概略構成図である。 本願のいくつかの実施例に係る例示的なローパスフィルタ回路の概略構成図である。 図４Ａ、図４Ｂ及び図４Ｃにおけるローパスフィルタ回路の周波数応答曲線図である。 本願のいくつかの実施例に係る例示的なローパスフィルタ回路の概略構成図である。 本願のいくつかの実施例に係る例示的なローパスフィルタ回路の概略構成図である。 図５Ａ及び図５Ｂにおけるローパスフィルタ回路の周波数応答曲線図である。 本願のいくつかの実施例に係るＲＣ（抵抗器－コンデンサ）ローパスフィルタ回路の概略構成図である。 ２次分散型ローパスフィルタ回路及び図６ＡにおけるＲＣローパスフィルタ回路の周波数応答曲線図である。 本願のいくつかの実施例に係る電圧制御ローパスフィルタ回路の概略構成図である。 ２次ローパスフィルタ回路及び図７Ａにおける電圧制御ローパスフィルタ回路の周波数応答曲線図である。 本願のいくつかの実施例に係る例示的なローパスフィルタ回路の概略構成図である。 図８Ａにおけるローパスフィルタ回路の周波数応答曲線図である。 本願のいくつかの実施例に係る例示的なハイパスフィルタ回路の概略構成図である。 本願のいくつかの実施例に係る例示的なハイパスフィルタ回路の概略構成図である。 図９Ａ～図９Ｂにおけるハイパスフィルタ回路の周波数応答曲線図である。 本願のいくつかの実施例に係る例示的な信号処理回路の回路アーキテクチャ概略図である。 図１０Ａにおける信号処理回路の周波数応答曲線である。 本願のいくつかの実施例に係る例示的な信号処理回路の回路アーキテクチャ概略図である。 本願のいくつかの実施例に係る例示的な信号処理回路の回路アーキテクチャ概略図である。 図１２Ａにおける信号処理回路の周波数応答ピークが８０Ｈｚである場合の周波数応答曲線である。 本願のいくつかの実施例に係る例示的な信号処理回路の回路アーキテクチャ概略図である。 図１２Ｃにおける信号処理回路の周波数応答ピークが８０Ｈｚである場合の周波数応答曲線である。 本願のいくつかの実施例に係る異なる時間で測定された信号処理回路の周波数応答曲線とシミュレーション周波数応答曲線との比較図である。 本願のいくつかの実施例に係る信号処理回路を利用して二頭筋曲げ試験を行う時に収集された筋電信号である。

本願の実施例の技術手段をより明確に説明するために、以下、実施例の説明に必要な図面を簡単に説明する。明らかに、以下に説明される図面は、本願の例又は実施例の一部に過ぎず、当業者であれば、創造的な労力を要することなく、これらの図面に基づいて本願を他の類似するシナリオに適用することができる。図中の各電子デバイスの同じ符号は、異なる電子デバイスを示すことができ、同じ実施例における各デバイスを区別するためのものに過ぎない。例えば、同じ符号Ｒ１は、異なる抵抗値の抵抗器を表すことができる。

本願及び特許請求の範囲で使用されるように、文脈が明確に別段の指示をしない限り、「１つ」、「１個」、「１種」及び／又は「該」などの用語は、特に単数形を意味するものではなく、複数形を含んでもよい。一般的には、用語「含む」及び「含有」は、明確に特定されたステップ及び要素を含むことを提示するものに過ぎず、これらのステップ及び要素は、排他的な羅列ではなく、方法又はデバイスは、他のステップ又は要素も含む可能性がある。

本明細書に使用される「データブロック」、「システム」、「エンジン」、「ユニット」、「アセンブリ」、「モジュール」及び／又は「ブロック」が、レベルの異なる様々なアセンブリ、素子、部品、部分又は組立体を区別する方法であることを理解されたい。しかしながら、他の用語が同じ目的を達成することができれば、上記用語の代わりに他の表現を用いることができる。

要素の間（例えば、層の間）の空間的関係及び機能的関係は、「接続」、「接合」、「インタフェース」及び「結合」を含む様々な用語を用いて説明される。本願において第１の要素と第２の要素との関係を説明する場合、「直接」と明確に説明されない限り、該関係は、第１の要素と第２の要素との間に他の中間要素が存在しないという直接関係、及び第１の要素と第２の要素との間に（空間的又は機能的に）１つ以上の中間要素が存在するという間接関係を含む。逆に、素子が別の素子に「直接」接続、接合、インタフェース又は結合されると記載されている場合、中間素子が存在しない。また、様々な方式で素子の間の空間的関係及び機能的関係を実現することができる。例えば、２つの素子の間の機械的接続は、溶接接続、キー接続、ピン接続、締り嵌め接続など、又はそれらの任意の組み合わせを含んでもよい。要素の間の関係を説明するための他の用語は、類似する方式で説明すべきである（例えば、「の間」、「…との間」、「隣接」及び「直接隣接」など）。

本願の実施例に記載の信号処理回路及び方法は、１つ又は複数の信号源を収集する必要がある信号監視装置、特に生理信号の監視装置、例えば、スマートウェアラブルデバイスに適用することができる。いくつかの実施例において、上記スマートウェアラブルデバイス（例えば、服装、リストバンド、スノッチなど）は、人体の各部位（例えば、下腿、上腿、腰、背中、胸部、肩部、頸部など）に設置されてもよく、ユーザが異なる状態にある時に身体の各部位の生理信号を収集し、後続きにさらに収集した信号を処理することができる。いくつかの実施例において、上記生理信号は、検出可能な、身体状態を体現可能な信号であってもよく、例えば、呼吸信号、心電信号（ＥＣＧ）、筋電信号、血圧信号、温度信号などの様々な信号を含んでもよい。いくつかの実施例において、上記生理信号の周波数範囲は、０．０５Ｈｚ～２ｋＨｚであってもよく、上記心電信号の周波数範囲は、０．０５Ｈｚ～１００Ｈｚであってもよく、上記筋電信号の範囲は、５Ｈｚ～２ｋＨｚであってもよい。

いくつかの実施例において、処理過程において、収集された信号における目標信号（例えば、筋電信号）を効果的に保持するために、ノイズ信号が飽和する前に、収集された信号に対してノイズ低減処理を予め行って、後続きにノイズが飽和状態に増幅されて目標信号が失われることを防止することができる。また、収集された信号に対してノイズ低減を行った後に増幅を行う処理により、さらに目標信号に対してより多くの処理マージンを残すことができる。

本願の実施例は、信号処理回路を提供する。該信号処理回路は、アナログ回路を含んでもよい。アナログ回路は、受信した初期信号を処理してもよい。初期信号は、目標信号及びノイズ信号を含んでもよい。上記アナログ回路は、第１の処理回路と、上記第１の処理回路に接続された第２の処理回路とを含んでもよい。上記第１の処理回路は、上記初期信号の信号雑音比を向上させて、第１の処理信号を出力してもよい。上記第２の処理回路は、上記第１の処理信号に対して増幅処理を行ってもよく、上記第２の処理回路の上記第１の処理信号のゲイン倍率が上記第１の処理信号の周波数の変化に伴って変化する。上記第１の処理回路は、コモンモード信号抑制回路、ローパスフィルタ回路及び／又はハイパスフィルタ回路を含んでもよい。上記コモンモード信号抑制回路は、上記初期信号におけるコモンモード信号を抑制してもよい。

いくつかの実施例において、生理信号を収集する過程において異常現象が発生すると、収集された信号におけるノイズ信号は、信号処理（例えば、増幅処理）過程において有効な生理信号を消滅させる可能性がある。ノイズ信号を除去する前に、収集された信号に対して、例えば、増幅処理を行うと、回路が飽和して生理信号を効果的に抽出できないことを引き起こす可能性がある。例えば、筋電信号を収集する過程において電源周波数信号（ノイズ）を導入する可能性がある。電源周波数信号の強度が筋電信号の強度よりもはるかに大きい（前者が数十ボルトレベルに達することができ、後者がミリボルトレベルのみに達する）ため、筋電信号を収集する過程において収集電極に異常が発生すると（例えば、電極が脱落し、電極の一部が持ち上げられる）、最終的に収集された信号における筋電信号が電源周波数信号によって消滅されることを引き起こす可能性がある。したがって、本願のいくつかの実施例によれば、まず、第１の処理回路により生理信号に対してノイズ低減処理を行った後、第２の処理回路によりノイズ低減後の生理信号に対して増幅処理を行うと、生理信号を収集する過程において異常現象が発生して処理過程において回路が飽和することを防止することにより、正確で高品質の生理信号を取得することができる。

図１は、本願のいくつかの実施例に係る信号収集装置の例示的な回路１００の概略図である。信号収集装置の回路１００は、マルチパスの生理信号の収集及び処理を実現することができる。マルチチャネル方案に比べて、回路１００は、時分割多重化方案を用いて、複数の信号源の収集及び処理を保証する場合、スペースコスト及び経済的コストを省き、ＡＤＣなどのハードウェアリソースを節約し、クロストークを防止するなどの目的を達成することができる。具体的には、図１に示すように、回路１００は、少なくとも２つの信号収集回路（例えば、信号収集回路１１２、１１４、１１６及び１１８）、スイッチ回路１２０、アナログ回路１３０及び制御回路１４０を含んでもよい。

スイッチ回路１２０は、複数の信号収集回路とアナログ回路１３０との間に設置されてもよく、各信号収集回路とアナログ回路１３０との導通状態を制御することができる。例えば、ある時点で、スイッチ回路１２０は、１つの信号収集回路とアナログ回路１３０とを導通させることができる。一定の時間範囲で、スイッチ回路１２０は、周期的に各信号収集回路とアナログ回路１３０とを繰り返して導通させることができる。スイッチ回路１２０がある信号収集回路とアナログ回路１３０とを導通させる場合、該信号収集回路により収集された信号（例えば、筋電信号）は、アナログ回路１３０に伝達されて処理（例えば、ノイズ低減、増幅など）が行われ、処理後の信号は、制御回路１４０に伝達されて信号分析が行われる。理解できるように、複数の信号収集回路とアナログ回路１３０との間にスイッチ回路１２０を設置することにより、同一のアナログ回路が異なる時点で、異なる信号収集回路により収集された信号をそれぞれ処理することを実現することができ、このようにして、複数のアナログ回路を使用する複雑性及びコストを効果的に低減することができるとともに、後続きのアナログ回路と制御回路との間の信号伝達のチャネル数を減少させる。なお、図１に示すスイッチ回路１２０及びアナログ回路１３０は、説明の目的のためのものに過ぎず、実際の使用において、複数の信号収集回路と制御回路１４０との間に複数のスイッチ回路又はアナログ回路が用いられてもよく、これらのスイッチ回路又はアナログ回路は、依然として上述した過程に類似する過程を実現することができる。

いくつかの実施例において、上記少なくとも２つの信号収集回路は、少なくとも２つの目標信号を収集してもよい。上記目標信号は、ユーザの身体状態を体現可能な生理信号、例えば、呼吸信号、心電信号（ＥＣＧ）、筋電信号、血圧信号、温度信号などのうちの１種以上であってもよい。単に例として、異なる信号収集回路は、それぞれ、ユーザの身体に接触する１つ以上の電極を含んでもよく、電極によりユーザの身体の表面の筋電信号を収集することができる。異なる信号収集回路は、ユーザの身体の異なる位置に配置されてもよく、同種又は異種のユーザの生理信号を収集する。例えば、それぞれユーザの上腿の異なる側に配置された信号収集回路は、いずれも上腿の筋電信号を収集することができる。また例えば、ユーザの前腕に配置された信号収集回路は、前腕の筋電信号を収集することができ、ユーザの心臓の部位に配置された信号収集回路は、ユーザの心電信号を収集することができる。なお、一定のシナリオでは、回路１００又はそれに類似する回路は、上記同種又は異種の生理信号を収集して処理することができ、本願は、これを限定しない。いくつかの実施例において、上記少なくとも２つの信号収集回路は、２つの信号収集回路のみを含んでもよく、３つの信号収集回路、４つの信号収集回路又はそれ以上の信号収集回路を含んでもよい。いくつかの実施例において、上記生理信号の周波数範囲は、０．０５Ｈｚ～２ｋＨｚであってもよく、上記心電信号の周波数範囲は、０．０５Ｈｚ～１００Ｈｚであってもよく、上記筋電信号の範囲は、５Ｈｚ～２ｋＨｚであってもよい。

制御回路１４０は、アナログ回路１３０により処理された信号をサンプリングする。いくつかの実施例において、制御回路１４０のサンプリング周波数は、信号収集回路の数、スイッチ回路１２０の制御ポリシー及び目標周波数に関連する。例えば、制御回路１４０の各信号のサンプリング周波数は、その目標周波数の２倍以上である。単に例として、筋電信号に対して、その対応する目標周波数が１０００Ｈｚ以内であると仮定すると、制御回路１４０は、２０００Ｈｚのサンプリング周波数を用いて該筋電信号をサンプリングすることができる。回路１００全体に対して、筋電信号を収集する信号収集回路が４つあると仮定すると、制御回路１４０は、８０００Ｈｚの総サンプリング周波数を提供してこそ、各筋電信号のサンプリングレートが２０００Ｈｚに達することを保証することができる。また例えば、本願の他の箇所に言及されるように、制御回路１４０は、完全再構成型ポリシー及び強度特徴付けポリシーを用いてスイッチ回路１２０のスイッチングを制御することができる。完全再構成型ポリシーでは、上記サンプリング周波数は、信号収集回路の数、単一チャネルの立ち上がりエッジ時間及び立ち下がりエッジ時間などに関連し、単一チャネルの立ち上がりエッジ時間及び立ち下がりエッジ時間は、アナログ回路１３０の電圧出力振幅（増幅倍率及び入力電圧振幅に関連する）及び回路素子のスルーレートに関連する。

いくつかの実施例において、上記スイッチ回路１２０は、同一時間に上記少なくとも２つの信号収集回路のうちの一部のみの信号収集回路により収集された目標信号が上記アナログ回路１３０に伝送されるように、上記少なくとも２つの信号収集回路と上記アナログ回路１３０との導通を制御してもよい。上記スイッチ回路１２０は、入力端が上記少なくとも２つの信号収集回路に接続され、出力端が上記アナログ回路１３０に接続されてもよい。いくつかの実施例において、上記スイッチ回路１２０は、複数の入力チャネルを含んでもよく、上記少なくとも２つの信号収集回路のうちの各信号収集回路は、１つの入力チャネルに単独で接続されてもよく、同一時間に、上記スイッチ回路１２０は、上記制御回路１４０の制御信号に基づいて１つの入力チャネルを選択して導通させてもよい。

いくつかの実施例において、スイッチ回路１２０は、マルチチャネル及びデュアル出力を有するスイッチチップ、例えば、型番がＴＭＵＸ１２０９のスイッチチップを選択してもよい。単に例として、上記スイッチ回路１２０は、３つの制御ピンにより、４チャネルの時分割多重化を実現することができ、１つのピンＥＮは、イネーブル作用と標識され、他の２つのピンＡ１及びＡ０は、選択チャネルと標識される。上記スイッチ回路１２０の４つの入力チャネルは、それぞれ、目標信号を収集するように信号収集回路に接続され、上記スイッチ回路１２０の出力ポートは、アナログ回路１３０に接続される。いくつかの実施例において、制御ピン（ＥＮ、Ａ１、Ａ０）の数値により、スイッチチップによる選択導通を制御してもよい。例えば、（１，０，０）を入力する場合、チャネルＡを選択導通させることを示し、（１，０，１）を入力する場合、チャネルＢを選択導通させることを示し、（１，１，０）を入力する場合、チャネルＣを選択導通させることを示し、（１，１，１）を入力する場合、チャネルＤを選択導通させることを示す。単に例として、制御回路１４０がスイッチ回路１２０のチャネルＡを選択導通させた後、チャネルＡに対応する目標信号は、アナログ回路１３０に連通し、かつ最終的に制御回路１４０によってサンプリングされる。今回のサンプリングが成功した後、制御回路１４０は、新たな制御命令を与え、例えば、チャネルＢを選択導通させる命令（１，０，１）を与えると、チャネルＢの目標信号は、アナログ回路１３０に接続され、かつ最終的に制御回路１４０によってサンプリングされ、その他はこれによって類推する。つまり、制御回路１４０は、複数の信号収集回路の間に繰り返してスイッチングするようにスイッチ回路１２０を制御することにより、時分割多重化の作用を達成することができ、すなわち、１つのアナログ回路１３０により複数の信号源を時分割処理することにより、スペースコストを省き、ハードウェア要求を低減することができる。

異なる場合に、制御回路１４０は、異なるポリシーに基づいて、スイッチ回路１２０のスイッチングを制御することができる。例えば、後続きのサンプリングデータが各目標信号の情報を完全に保持することができる（すなわち、制御回路１４０がサンプリングデータに基づいて各目標信号を再構成することができる）ように、制御回路１４０は、完全再構成型ポリシーを用いてスイッチ回路１２０のスイッチングを制御することができる。完全再構成型ポリシーでは、制御回路１４０は、その提供する総サンプリング周波数に基づいて、スイッチ回路１２０の入力チャネルをスイッチングすることができる。例えば、スイッチ回路１２０が入力チャネルをスイッチングする周波数は、制御回路１４０が提供するサンプリング周波数に等しくてもよい。この場合に、スイッチ回路１２０は、入力チャネルをスイッチングするたびに、すなわち、１つの信号収集回路を導通させるたびに、制御回路１４０は、該信号収集回路により収集された目標信号を１回サンプリングする。また、制御回路１４０の各目標信号のサンプリング周波数が目標周波数の２倍以上であるため、完全再構成型ポリシーにより、各目標信号に対して各周期内にいずれも少なくとも２つのサンプリング点を有することを保証することができる。完全再構成型ポリシーに関するより多くの内容について、図２の詳細な説明を参照することができる。

また例えば、制御回路１４０がスイッチチャネルを迅速にスイッチングする過程において有効なサンプリングデータを取得できない可能性があることを考慮すると（以下に言及されるスイッチチャネルのスイッチングにより、制御回路１４０が受信した信号に一定の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジが存在するため）、制御回路１４０は、強度特徴付け型ポリシーを用いてスイッチ回路１２０のスイッチングを制御することができる。強度特徴付け型ポリシーでは、制御回路１４０は、予め設定された周波数に基づいて、スイッチ回路１２０の入力チャネルをスイッチングすることができる。上記予め設定された周波数は、ユーザがある動作を行う周期に関連することができる。例えば、ユーザが筋力トレーニングを行う時に筋肉が生成する筋電信号を分析するために、上記予め設定された周波数を、ユーザが特定の動作（例えば、ベンチプレス）を行う周波数の一定の倍率にすることにより、ユーザが該特定の動作を行う１つの周期内にスイッチ回路１２０は、各信号収集回路を複数回導通させることができるため、制御回路１４０は、それぞれ各目標信号を複数回サンプリングすることができる。強度特徴付け型ポリシーでは、制御回路１４０は、サンプリング結果に基づいて各目標信号の強度情報を取得することができる。強度特徴付け型ポリシーに関するより多くの内容について、図２の詳細な説明を参照することができる。

上記アナログ回路１３０は、受信した目標信号を処理する。いくつかの実施例において、信号収集回路により直接収集された元の目標信号は、振幅が非常に小さく、かつ大量のノイズがあるため、アナログ回路１３０を用いて該元の目標信号に対してフィルタ、差動増幅、増幅、負帰還によるノイズ除去などの処理を行う必要がある。いくつかの実施例において、アナログ回路１３０は、信号処理回路と呼ばれてもよい。いくつかの実施例において、上記アナログ回路１３０は、受信した目標信号に対してコモンモード信号の抑制及び増幅処理を行う差動増幅器を含んでもよい。いくつかの実施例において、上記アナログ回路１３０は、受信した目標信号に対して多段増幅処理を行う多段増幅回路を含んでもよい。上記多段増幅回路の異なる段の増幅回路は、その入力信号に対して異なる増幅ゲインを有してもよい。例えば、アナログ回路１３０の多段増幅回路において、前段の増幅回路の増幅ゲインは、後段の増幅回路の増幅ゲインよりも小さくてもよい。いくつかの実施例において、上記アナログ回路１３０は、受信した目標信号に対してフィルタ処理を行うフィルタ回路を含んでもよい。例示的なフィルタ処理としては、ハイパスフィルタ、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタ、特定の周波数成分を取り除くフィルタなどが挙げられる。上記フィルタ処理は、全ての増幅処理の前、又は上記多段増幅処理の間に行われてもよい。いくつかの実施例において、上記アナログ回路１３０は、受信した目標信号におけるコモンモード信号を抽出し、反転増幅した後に信号源に帰還し、主に信号源における電源周波数を抑制できる右脚駆動回路を含んでもよい。いくつかの実施例において、上記アナログ回路１３０は、差動増幅器、多段増幅器、フィルタ回路及び右脚駆動回路を同時に含んでもよく、そのうちの１種又は複数種のみを含んでもよい。信号処理回路に関するより多くの説明について、本願の他の箇所（例えば、図３Ａ～図１２Ｃ及びそれらの説明）を参照することができる。

上述のように、上記制御回路１４０は、アナログ回路１３０により処理された目標信号を受信し、処理後の上記目標信号をサンプリングすることができる。いくつかの実施例において、上記制御回路１４０は、複数のアナログデジタル変換チャネル（すなわち、ＡＤＣチャネル）を含んでもよく、各ＡＤＣチャネルは、いずれも、受信した、アナログ回路１３０により処理された目標信号をデジタル信号に変換して読み取り処理することができる。いくつかの実施例において、上記制御回路１４０は、読み取られたデジタル信号を表示することにより、生理信号の状況を直感的に体現するように、表示装置にさらに接続されてもよい。いくつかの実施例において、上記サンプリングに基づいて、制御回路１４０は、目標信号に対して読み取り、記憶、処理分析などを行うことができ、好ましくは、上記制御回路１４０は、サンプリングされたデータに基づいて対応する命令をさらに送信することができる。

いくつかの実施例において、上記制御回路１４０による処理後の各目標信号のサンプリングは、上記制御回路１４０が処理後の上記各目標信号の受信を開始して一定の時間が経過した後に行われる。つまり、スイッチ回路１２０がチャネルをスイッチングして導通させた後、制御回路１４０は、新たに導通された目標信号を直ちにサンプリングせず、或いは、制御回路１４０が新たに導通された目標信号をサンプリングしても、直ちにサンプリング結果を目標信号の構成部分としない。時分割多重化方式を用いて複数の信号源の目標信号を収集する場合、スイッチチャネルのスイッチングは、制御回路１４０により受信された信号に一定の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジが存在することを引き起こす。立ち上がりエッジ時間は、入力端信号の変化により出力端信号が立ち上がって安定状態に達するまでに要する時間に対応する。立ち下がりエッジ時間は、入力端信号の変化により出力端信号が立ち下がって安定状態に達するまでに要する時間に対応する。上記立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジは、スイッチ回路１２０の応答安定速度、回路におけるチップの電圧変動、回路におけるコンデンサなどのデバイスの充放電などを含む複数の要因の共同影響を受ける。したがって、制御回路１４０により読み取られた目標信号が真で有効であることを保証するために、目標信号のサンプリングは、信号が安定した後に行われ、すなわち、スイッチ回路１２０がチャネルをスイッチングして導通させた後、制御回路１４０は、立ち上がりエッジ時間内に信号をサンプリングしない。十分な時間を待たずにサンプリングを開始すれば、制御回路１４０により最終的に読み取られた数値は、中間の遷移値である。理解できるように、立ち上がりエッジ時間が一定であれば、待ち時間が不十分であっても、最終的に得られた遷移値は、真の値に対する比率が一致するため、後続きの処理及び分析に用いることができる。しかしながら、立ち上がりエッジ時間が電圧変化の大きさに関連する場合、安定しない場合に値を読み取ると、制御回路１４０により毎回読み取られた値は、真の値との比率が固定されないため、後続きの処理に用いることができない。また、理解できるように、遷移値と安定値との関係が明らかであるか、又は遷移値と安定値との誤差を受けることができることを考慮すれば、待ち時間が不十分であっても、後続きの処理及び分析に用いることができる。以上より、目標信号の強度及び回路のゲインを考慮すべきである。これにより、最大の立ち上がりエッジ時間を取得して、制御回路１４０の待ち時間の基準とする。具体的には、最大の立ち上がりエッジ時間以上の基準時間を設定することができ、上記制御回路１４０による各目標信号のサンプリングは、上記制御回路１４０が上記目標信号の受信を開始して基準時間が経過した後に行われ、或いは、制御回路１４０による目標信号のサンプリングは、スイッチ回路が毎回チャネルをスイッチングし導通させて基準時間が経過した後に行われる。

図２は、本願のいくつかの実施例に係る信号処理方法の例示的なフローチャートである。いくつかの実施例において、フロー２００は、回路１００により実行されてもよい。

ステップ２１０では、少なくとも２つの信号収集回路により少なくとも２つの目標信号を収集する。いくつかの実施例において、ステップ２１０は、回路１００のうちの少なくとも２つの信号収集回路（例えば、信号収集回路１１２、１１４、１１６及び１１８）により実行されてもよい。

いくつかの実施例において、上記少なくとも２つの信号収集回路は、少なくとも２つの目標信号を収集してもよい。上記目標信号は、ユーザの身体状態を体現可能な生理信号、例えば、呼吸信号、心電信号（ＥＣＧ）、筋電信号、血圧信号、温度信号などのうちの１種以上であってもよい。単に例として、異なる信号収集回路は、それぞれ、ユーザの身体に接触する１つ以上の電極を含んでもよく、電極によりユーザの身体の表面の筋電信号を収集することができる。異なる信号収集回路は、ユーザの身体の異なる位置に配置されてもよく、同種又は異種のユーザの生理信号を収集する。例えば、それぞれユーザの上腿の異なる側に配置された信号収集回路は、いずれも上腿の筋電信号を収集することができる。また例えば、ユーザの前腕に配置された信号収集回路は、前腕の筋電信号を収集することができ、ユーザの心臓の部位に配置された信号収集回路は、ユーザの心電信号を収集することができる。なお、一定のシナリオでは、回路１００又はそれに類似する回路は、上記同種又は異種の生理信号を収集して処理することができ、本願は、これを限定しない。いくつかの実施例において、上記少なくとも２つの信号収集回路は、２つの信号収集回路のみを含んでもよく、３つの信号収集回路、４つの信号収集回路又はそれ以上の信号収集回路を含んでもよい。いくつかの実施例において、上記生理信号の周波数範囲は、０．０５Ｈｚ～２ｋＨｚであってもよく、上記心電信号の周波数範囲は、０．０５Ｈｚ～１００Ｈｚであってもよく、上記筋電信号の範囲は、５Ｈｚ～２ｋＨｚであってもよい。

ステップ２２０では、同一時間に少なくとも２つの信号収集回路のうちの一部のみの信号収集回路により収集された目標信号がアナログ回路に伝送されるように、スイッチ回路により、少なくとも２つの信号収集回路とアナログ回路との導通を制御する。いくつかの実施例において、ステップ２２０は、回路１００におけるスイッチ回路１２０により実行されてもよい。

いくつかの実施例において、スイッチ回路は、入力端が上記少なくとも２つの信号収集回路に接続され、出力端がアナログ回路（例えば、アナログ回路１３０）に接続されてもよい。いくつかの実施例において、スイッチ回路は、複数の入力チャネルを含んでもよく、上記少なくとも２つの信号収集回路のうちの各信号収集回路は、１つの入力チャネルに単独で接続され、同一時間に、上記スイッチ回路は、制御回路（例えば、制御回路１４０）の制御信号に基づいて１つの入力チャネルを選択して導通させてもよい。

いくつかの実施例において、スイッチ回路は、制御回路の制御命令に基づいて、信号収集回路とアナログ回路の導通を実行してもよい。以上に説明した４チャネルの時分割多重化を例として、制御回路１４０がスイッチ回路１２０のチャネルＡを選択導通させた後、チャネルＡに対応する目標信号は、アナログ回路１３０に連通し、かつ最終的に制御回路１４０によってサンプリングされる。今回のサンプリングが成功した後、制御回路１４０は、新たな制御命令を与え、例えば、チャネルＢを選択導通させる命令を与えると、チャネルＢの目標信号は、アナログ回路１３０に接続され、かつ最終的に制御回路によってサンプリングされ、その他はこれによって類推する。つまり、制御回路１４０は、複数の信号収集回路の間に繰り返してスイッチングするようにスイッチ回路１２０を制御することにより、時分割多重化の作用を達成することができ、すなわち、１つのアナログ回路１３０により複数の信号源を時分割処理することにより、スペースコストを省き、ハードウェア要求を低減することができる。

ステップ２３０では、アナログ回路によりその受信した目標信号を処理する。いくつかの実施例において、ステップ２３０は、回路１００におけるアナログ回路１３０により実行されてもよい。

いくつかの実施例において、信号収集回路により直接収集された元の目標信号の振幅が非常に小さく、かつ大量のノイズがあるため、アナログ回路１３０を用いて該元の目標信号に対してフィルタ、差動増幅、増幅、負帰還によるノイズ除去などの処理を行う必要がある。いくつかの実施例において、上記アナログ回路１３０は、受信した目標信号に対してコモンモード信号の抑制及び増幅処理を行う差動増幅器を含んでもよい。いくつかの実施例において、上記アナログ回路１３０は、受信した目標信号に対して増幅処理を行う多段増幅回路を含んでもよい。いくつかの実施例において、上記アナログ回路１３０は、受信した目標信号に対してフィルタ処理を行うフィルタ回路を含んでもよい。いくつかの実施例において、上記アナログ回路１３０は、受信した目標信号におけるコモンモード信号を抽出し、反転増幅した後に信号源に帰還し、主に信号源における電源周波数を抑制できる右脚駆動回路を含んでもよい。いくつかの実施例において、上記アナログ回路１３０は、差動増幅器、多段増幅器、フィルタ回路及び右脚駆動回路を同時に含んでもよく、そのうちの１種又は複数種のみを含んでもよい。

いくつかの実施例において、ベースラインドリフトが存在する可能性がある状況を考慮し、アナログ回路の目標信号のゲインを低下させ（すなわち、アナログ回路における増幅倍率を低下させ）、及び／又は高精度ＡＤＣチャネルを有する制御チップを選択し、及び／又は抵抗による基準電位の調整を選択することにより、ベースラインドリフトの問題を解決し、及び／又はアナログ回路１３０にハイパスフィルタを追加する方法を選択してベースラインドリフトを取り除くことができる。

ステップ２４０では、制御回路により、アナログ回路により処理された目標信号を受信し、処理後の上記目標信号をサンプリングする。いくつかの実施例において、ステップ２４０は、回路１００における制御回路１４０により実行されてもよい。

いくつかの実施例において、上記制御回路１４０は、複数のＡＤＣチャネルを含み、各ＡＤＣチャネルは、いずれも、受信した、アナログ回路１３０により処理された目標信号をデジタル信号に変換して読み取り処理することができる。いくつかの実施例において、上記制御回路１４０は、読み取られたデジタル信号を表示することにより、生理信号の状況を直感的に体現するように、表示装置にさらに接続されてもよい。いくつかの実施例において、上記サンプリングに基づいて、制御回路１４０は、目標信号に対して読み取り、記憶、処理分析などを行うことができ、好ましくは、上記制御回路１４０は、サンプリングされたデータに基づいて対応する命令をさらに送信することができる。

いくつかの実施例において、上記制御回路１４０による処理後の各目標信号のサンプリングは、上記制御回路１４０が処理後の上記各目標信号の受信を開始して一定の時間が経過した後に行われる。つまり、スイッチ回路１２０がチャネルをスイッチングして導通させた後、制御回路１４０は、新たに導通された目標信号を直ちにサンプリングせず、或いは、制御回路１４０が新たに導通された目標信号をサンプリングしても、直ちにサンプリング結果を目標信号の構成部分としない。

いくつかの実施例において、制御回路１４０のサンプリング周波数は、信号収集回路の数、目標信号のタイプ及び目標周波数に関連する。例えば、制御回路１４０の各信号のサンプリング周波数は、その目標周波数の２倍以上である。単に例として、筋電信号に対して、その対応する目標周波数が１０００Ｈｚ以内であると仮定すると、制御回路は、２０００Ｈｚのサンプリング周波数を用いて該筋電信号をサンプリングすることができる。信号処理回路全体に対して、筋電信号を収集する収集回路が４つあると仮定すると、制御回路１４０は、８０００Ｈｚの総サンプリング周波数を提供してこそ、各筋電信号のサンプリングレートが２０００Ｈｚに達することを保証することができる。

異なる場合に、制御回路１４０は、異なるポリシーに基づいて、スイッチ回路１２０のスイッチングを制御することができる。

いくつかの実施例において、後続きのサンプリングデータが各目標信号の情報を完全に保持することができる（すなわち、制御回路１４０がサンプリングデータに基づいて各目標信号を再構成することができる）ように、制御回路１４０は、完全再構成型ポリシーを用いてスイッチ回路１２０のスイッチングを制御することができる。完全再構成型ポリシーでは、制御回路１４０は、その提供する総サンプリング周波数に基づいて、スイッチ回路１２０の入力チャネルをスイッチングすることができる。例えば、スイッチ回路１２０が入力チャネルをスイッチングする周波数は、制御回路１４０が提供するサンプリング周波数に等しいことができる。この場合に、スイッチ回路１２０は、入力チャネルをスイッチングするたびに、すなわち、１つの信号収集回路を導通させるたびに、制御回路１４０は、該信号収集回路により収集された目標信号を１回サンプリングする。また、制御回路１４０の各目標信号のサンプリング周波数が目標周波数の２倍以上であるため、完全再構成型ポリシーにより、各目標信号に対して各周期内にいずれも少なくとも２つのサンプリング点を有することを保証することができる。

引き続き、筋電信号を収集する上記４つの信号収集回路を例として、各筋電信号の目標周波数がいずれも１ｋＨｚ以内であると仮定すると、制御回路は、各筋電信号に２ｋＨｚのサンプリング周波数を提供する。制御回路に対して、合計で８ｋＨｚのサンプリング周波数を提供する。スイッチ回路は、同様に８ｋＨｚの周波数で４つの信号収集回路の間にスイッチングし、１２５マイクロ秒ごとに１回スイッチングし、スイッチ回路の隣接する２回のスイッチングの間に、制御回路は、受信した筋電信号を１回サンプリングする。

さらに、完全再構成型ポリシーでは、制御回路は、取得したサンプリングデータに基づいて、対応するマルチパスの目標信号を完全に再現することができる。例えば、制御回路は、各目標信号を再構成し、各目標信号の周波数、位相、強度（振幅）などの情報をさらに分析することができる。好ましくは、制御回路は、取得したサンプリングデータ又は再構成した目標信号を有線又は無線の方式で外部処理回路に送信して分析することができる。

いくつかの実施例において、スイッチ回路１２０が入力チャネルをスイッチングする周波数は、さらに制御回路１４０が提供するサンプリング周波数の半分又は他の分数に等しくてもよい。この場合に、スイッチ回路１２０は、入力チャネルをスイッチングするたびに、すなわち、１つの信号収集回路を導通させるたびに、制御回路１４０は、該信号収集回路により収集された目標信号を２回サンプリングすることができる。引き続き、筋電信号を収集する上記４つの信号収集回路を例として、各筋電信号の目標周波数がいずれも１ｋＨｚ以内であると仮定すると、制御回路は、各筋電信号に２ｋＨｚのサンプリング周波数を提供する。制御回路に対して、合計で８ｋＨｚのサンプリング周波数を提供する。スイッチ回路は、４ｋＨｚの周波数のみで４つの信号収集回路の間にスイッチングし、２５０マイクロ秒ごとに１回スイッチングし、スイッチ回路の隣接する２回のスイッチングの間に、制御回路は、受信した筋電信号を２回サンプリングする。このような方式で収集された目標信号は、スイッチ回路が隣接する２回のスイッチングの間に１回のみのサンプリングを行う場合に対して、各信号のサンプリング時点が均一ではないため、サンプリングデータに基づいて再構成された各目標信号に一定の偏差が存在する可能性がある。

なお、上記完全再構成型ポリシーでは、制御回路が時分割多重化方式を用いて処理できるチャネル数は、目標信号の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの時間の影響を受ける。単に例として、目標信号の周波数が５００Ｈｚであれば、制御回路は、単一チャネルに１ｋＨｚよりも大きいサンプリング周波数を提供する必要があり、このとき、４チャネルの時分割多重化を実現するにはスイッチのスイッチング速度を４ｋＨｚにする必要があり、スイッチ回路の単一チャネルでの滞留時間が２５０マイクロ秒のみであり、８チャネルの時分割多重化を実現するにはスイッチのスイッチング速度を８ｋＨｚにする必要があり、スイッチ回路の単一チャネルでの滞留時間が１２５マイクロ秒のみである。立ち上がりエッジと立ち下がりエッジの影響を考慮すると、スイッチ回路の各チャネルでの滞留時間は、小さすぎてはいけない。例えば、立ち上がりエッジ時間と立ち下がりエッジ時間がいずれも５０マイクロ秒であれば、この場合に、最大１６チャネルの時分割多重化を実現することができる。したがって、通常、立ち上がりエッジ時間、立ち下がりエッジ時間、チャネル数及び目標信号の周波数範囲などを総合的に考慮することにより、適切なチャネル数及び対応するチャネルスイッチング時間を選択する。

別のいくつかの実施例において、制御回路１４０がスイッチチャネルを迅速にスイッチングする過程において有効なサンプリングデータを取得できない可能性がある（すなわち、上記信号の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジによりスイッチ回路の単一チャネルでの滞留時間が長すぎ、制御回路が目標信号の周期内に有効なデータ点を少なくとも２回収集できない）ことを考慮し、制御回路１４０は、強度特徴付け型ポリシーを用いてスイッチ回路１２０のスイッチングを制御することができる。強度特徴付け型ポリシーでは、制御回路１４０は、予め設定された周波数に基づいて、スイッチ回路１２０の入力チャネルをスイッチングすることができる。上記予め設定された周波数は、ユーザがある動作を行う周期に関連することができる。例えば、ユーザが筋力トレーニングを行う時に筋肉が生成する筋電信号を分析するために、上記予め設定周波数を、ユーザが特定の動作（例えば、ベンチプレス）を行う周波数の一定の倍率にすることにより、ユーザが該特定の動作を行う１つの周期内にスイッチ回路１２０は、各信号収集回路を複数回導通させることができるため、制御回路１４０は、それぞれ各目標信号を複数回サンプリングすることができる。

引き続き、筋電信号を収集する４つの信号収集回路を例とし、ユーザが１秒に１回の速度で、ある動作を行うと仮定すると、１つの動作で制御回路が各目標信号を１０回サンプリングすることを保証すれば、スイッチ回路のスイッチング速度は、毎秒に４０回であり、１つの信号収集回路にスイッチングするたびに、制御回路は、まず、信号が安定することを待ち、次に、該信号の２５ｍｓ時間が終了するまで連続的にサンプリングする。この場合に、上記スイッチ回路のスイッチング速度は、制御回路の総サンプリング周波数と関係がない。制御回路は、高い総サンプリング周波数を用いて、目標信号における高周波信号を収集する効果を達成することができる。

さらに、強度特徴付けポリシーでは、制御回路は、取得したサンプリングデータに基づいて、目標信号の強度情報を取得することができる。例えば、強度特徴付けポリシーでは、制御回路は、一定の時間内に単一の信号収集回路により生成された目標信号を連続的にサンプリングする。制御回路は、これらの連続的にサンプリングしたデータに基づいて、この時間帯内に該信号収集回路により収集された目標信号の強度を計算し、例えば、これらの連続的にサンプリングしたデータの平均値などを計算することができる。当然のことながら、制御回路は、該信号収集回路に対応する全てのサンプリングデータに基づいて、目標信号の強度を計算することができる。また、さらに、制御回路は、同一の信号収集回路の、非連続的な複数の時間帯にそれぞれ対応する目標信号の強度を計算した場合、これらの信号強度及びそれらの対応する時間に基づいて、目標信号の強度と時間の変化関係を生成することにより、該目標信号の特定の周波数情報を抽出することができる。

いくつかの実施例において、上記強度特徴付け型ポリシーでは、強度情報を収集するとともに、一部の周波数情報を収集することができる。該ポリシーでは、全ての時間帯の信号を完全に収集せず、一部の信号情報を失うため、一部の周波数情報を損失する。単に例として、４０Ｈｚの総周波数でスイッチ回路をスイッチングするように制御し、信号収集回路が４つある場合に、各入力チャネルの収集時間の長さは、２５ｍｓであり、このとき、信号周波数が４０Ｈｚよりも小さい低周波信号の収集は、一定の損失がある。しかしながら、各回路の収集された信号（すなわち、チャネルを１回スイッチングした後に複数回サンプリングされた信号）を代表値とし（例えば、２５ｍｓに収集された信号毎の平均値を抽出する）、単一チャネルの１ｓ時間内に１０個の代表値があれば、完全再構成型ポリシーの処理方式を利用して、５Ｈｚ周波数以下の信号を再構成することができる。

いくつかの実施例において、強度特徴付けポリシーでは、時分割多重化の能力は、ユーザの動作の周波数及びユーザの動作の監視精度に対する要求に関連し、単一チャネルは、収集持続時間が長いため、立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジから受ける影響が低い。いくつかの実施例において、このようなポリシーでは、目標信号の周波数が低すぎると時分割多重化の回路数が制限されるため、目標信号の周波数にも関連する。目標信号の周波数及び強度情報を抽出する必要があるため、低周波信号、例えば周波数が４０Ｈｚ以下の信号を収集しにくく、この場合に、時分割多重化の回路数を低減し、すなわち、信号収集回路の数を低減することができる。

いくつかの実施例において、制御回路１４０は、実際の状況に応じて具体的なスイッチ制御ポリシーを調整することができる。例えば、制御回路１４０は、完全再構成型ポリシーと強度特徴付け型ポリシーとの間でスイッチングすることができる。完全再構成型ポリシーと強度特徴付け型ポリシーとの間の選択又はスイッチングは、回路の遅延時間（例えば、立ち上がりエッジ時間及び立ち下がりエッジ時間）及び回路の信号雑音比に対するニーズに基づいて判定することができる。例えば、回路の遅延時間が長く、目標信号の周波数、信号収集回路の数及びアナログ回路の増幅倍率を変更することができない場合、制御回路１４０は、強度特徴付け型ポリシーを選択することができる。また例えば、アナログ回路に適切なフィルタ回路を増設して信号雑音比を向上させる場合、フィルタ回路により遅延時間が長くなることを考慮し、制御回路１４０は、強度特徴付け型ポリシーを選択することができる。逆に、回路の遅延時間が短いか又は信号雑音比に対するニーズが高くない場合、制御回路１４０は、完全再構成型ポリシーを選択することができる。いくつかの実施例において、制御回路１４０は、環境要因又はユーザ指示に基づいてスイッチ制御ポリシーを調整することができる。例えば、異なるスイッチ制御ポリシーが異なる電力量消費速度に対応すると仮定すると、制御回路１４０は、電源（例えば、電池）の電力量状況に基づいてスイッチ制御ポリシーを調整することができ、電源の電力量が低い場合、電力量消費速度が低いスイッチ制御ポリシーを選択する。また例えば、制御回路１４０は、ユーザの様々なニーズを満たすように、ユーザの入力命令に基づいてスイッチ制御ポリシーを調整することができる。

なお、上記フロー２００に関する説明は、例示的かつ説明的なものに過ぎず、本願の適用範囲を限定するものではない。当業者であれば、本願の指導下で、フロー２００に対して様々な修正及び変更を行うことができる。しかしながら、これらの修正及び変更は、依然として本願の範囲内にある。

図３Ａは、本願のいくつかの実施例に係る例示的な信号処理回路の概略ブロック図である。図３Ａに示すように、信号処理回路３００は、第１の処理回路３１０と、該第１の処理回路３１０に接続された第２の処理回路３２０とを含んでもよい。信号処理回路３００は、受信した初期信号を処理してもよい。初期信号は、前述の信号収集回路により収集された信号であってもよい。いくつかの実施例において、初期信号は、目標信号及びノイズ信号を含んでもよい。いくつかの実施例において、第１の処理回路３１０及び第２の処理回路３２０は、アナログ回路（例えば、アナログ回路１３０）と総称することができる。

第１の処理回路３１０は、初期信号の信号雑音比を向上させ、第１の処理信号を出力してもよい。例えば、第１の処理回路３１０は、初期信号における目標信号に対して第１の増幅処理を行い、初期信号におけるノイズ信号に対して減衰処理を行ってもよい。また例えば、第１の処理回路３１０は、目標信号及びノイズ信号に対して同時に増幅処理を行ってもよく、目標信号の増幅倍率をノイズ信号の増幅倍率よりも大きくすることにより、信号の信号雑音比を向上させる。初期信号における目標信号は、ユーザの身体状態を体現可能な生理信号、例えば、呼吸信号、心電信号（ＥＣＧ）、筋電信号、血圧信号、温度信号などのうちの１種以上であってもよい。説明を容易にするために、本願において筋電信号を生理信号の例とする。なお、以下に筋電信号の特性について説明されるデータは、本願の範囲を限定するものではない。例えば、目標信号は、心電信号である場合、その対応する強度（振幅）範囲及び／又は周波数範囲が、心電信号のデータ値に対応してもよい。具体的には、心電信号は、振幅範囲が１０μＶ～４ｍＶの範囲であり、周波数範囲が０．０５Ｈｚ～１００Ｈｚの範囲であってもよい。当業者であれば、本願の指導下で、心電信号の処理に適応するように信号処理回路３００に対して様々な修正及び変更を行うことができる。

いくつかの実施例において、異なる筋肉（例えば、大胸筋、上腕二頭筋など）、異なる個体（例えば、成人、子供など）の筋電信号の振幅及び／又は周波数は、異なってもよい。例えば、上腕二頭筋及び僧帽筋は、ミリボルトレベルに達しやすく、広背筋及び腹筋は、一般的に百マイクロボルトレベルのみに達することができる。また例えば、爆発的発力と持続的発力の場合に得られた筋電信号の周波数分布は、異なってもよい。さらに、例えば、筋電信号の振幅及び周波数は、さらに筋肉の疲労度の影響を受け、筋肉が疲労した後に得られた筋電信号の振幅が大きくなり、周波数分布が赤方偏移する。いくつかの実施例において、筋電信号の振幅は、５μＶ～１００ｍＶの範囲であってもよい。いくつかの実施例において、筋電信号の周波数は、１０Ｈｚ～１０００Ｈｚの範囲であってもよい。いくつかの実施例において、筋電信号の周波数は、１０Ｈｚ～７００Ｈｚの範囲であってもよい。いくつかの実施例において、筋電信号の周波数は、１０Ｈｚ～５００Ｈｚの範囲であってもよい。いくつかの実施例において、筋電信号の周波数は、２０Ｈｚ～５００Ｈｚの範囲であってもよい。いくつかの実施例において、筋電信号の周波数は、２０Ｈｚ～１４０Ｈｚの範囲であってもよい。いくつかの実施例において、筋肉の運動を正確に分析するために、取得する筋電信号は、信号雑音比が高く、安定性が高いなどの特性を有する必要がある。しかしながら、筋電信号におけるノイズ信号が複雑であり、異なる個体、異なる筋肉の筋電信号が異なるため、完全な筋電信号（例えば、１０Ｈｚ～１０００Ｈｚの筋電信号）を取得することは、非常に困難である。異なる筋電信号の主な周波数成分（例えば、総周波数成分の８０％、９０％など）の周波数領域での分布が相対的に集中し（例えば、主に２０Ｈｚ～１４０Ｈｚに分布する）、主な周波数成分の筋電信号を分析した分析結果が正確な筋肉運動状況を反映することができるため、収集された筋電信号を処理する場合、主な周波数成分（目標周波数帯域とも呼ばれる）内の筋電信号のみを抽出すれば、高品質の筋電信号を取得することができる。説明を容易にするために、本願において、２０Ｈｚ～１４０Ｈｚを目標周波数帯域の例とするが、それは、本願の範囲を限定するものではない。なお、目標周波数帯域が変化した場合、信号処理回路が変化後の目標周波数帯域に適用できるように、本願における信号処理回路の１つ以上のパラメータも対応して変更してもよい。

いくつかの実施例において、ノイズ信号は、モーションアーチファクトノイズ（Ｍｏｔｉｏｎ Ａｒｔｉｆａｃｔｓ、ＭＡ）、電源周波数信号、電源周波数高調波信号（すなわち、電源周波数信号の高調波信号）、エイリアシングノイズ、ホワイトノイズなどのうちの１種以上を含んでもよい。例えば、初期信号が信号収集回路（例えば、信号収集回路１１２）により収集された信号である場合、筋電信号を収集する以外、信号収集回路（例えば、電極）は、電源周波数信号、電源周波数高調波信号、ＭＡなどを同時に収集する可能性がある。なお、多くのノイズ信号において、電源周波数信号及び／又は電源周波数高調波信号の強度が他のノイズ信号よりもはるかに高いため、目標信号の分析に面倒をもたらす。いくつかの場合に、電源周波数信号及び／又は電源周波数高調波信号により、信号処理回路の出力を飽和させる可能性があり、処理しないと、目標信号の損失を引き起こす可能性がある。本願のいくつかの実施例において、初期信号に対して、まず、第１の処理回路３１０により、ノイズ信号（例えば、ＭＡ、電源周波数信号及び電源周波数高調波信号）のノイズ減衰処理を行うとともに、目標信号の第１の増幅処理を行い、次に第２の処理回路３２０により、ノイズ減衰処理された信号の第２の増幅処理を行うことにより、ノイズ信号による目標信号への干渉を抑制することができる。いくつかの実施例において、信号処理回路３００は、デジタル回路に接続されて、第２の処理回路３２０により処理された信号をデジタル信号に変換し、かつ読み取り処理することができる。なお、第２の処理回路３２０により処理後の信号に対してさらなる増幅処理を行うと、（１）～（２）の利点を有することができる。（１）デジタル回路にノイズがある場合、第２の処理回路３２０は、全体的な信号雑音比を向上させることができる。（２）第２の処理回路３２０を設置することにより、デジタル回路のＡＤＣ精度に対する要求を低減することができる。

電源周波数信号の生成は、給電システムに由来する。いくつかの実施例において、電源周波数信号の周波数は、５０Ｈｚ、６０Ｈｚなどであってもよい。本願において、電源周波数ノイズが５０Ｈｚである場合を例として説明する。いくつかの実施例において、給電システムは、電源周波数高調波信号をさらに生成する可能性がある。電源周波数高調波信号の強度は、電源周波数信号の強度よりも弱くてもよい。電源周波数高調波信号は、電源周波数奇数高調波信号及び電源周波数偶数高調波信号を含んでもよい。つまり、電源周波数高調波信号の周波数は、１００Ｈｚ、１５０Ｈｚ、２００Ｈｚ、２５０Ｈｚ、３００Ｈｚ、３５０Ｈｚ、４００Ｈｚなどを含んでもよい。いくつかの実施例において、発電システムの三相巻線が非対称である場合及び／又は給電システムの鉄心の磁化曲線が非線形飽和状態にある場合、非正弦波の周期性信号の出現は、電源周波数高調波信号を生成する。この場合に生成された電源周波数高調波信号のうちの奇数高調波は、主体的な地位を占めることができる。つまり、電源周波数高調波信号の周波数は、主に１５０Ｈｚ、２５０Ｈｚ、３５０Ｈｚ、４５０Ｈｚなどを含んでもよい。

電源周波数信号の周波数が５０Ｈｚであり、この周波数が筋電信号の目標周波数帯域（例えば、２０Ｈｚ～１４０Ｈｚ）内にあり、かつ電源周波数信号の強度がボルトレベルに達することができるため、電源周波数信号の存在は、筋電信号（信号強度がミリボルトレベルに達する）に深刻な影響を与える。また、電源周波数信号が非常に強いが、筋電信号が弱いため、電源周波数高調波信号の強度が電源周波数信号の強度よりも弱くても、電源周波数高調波信号は、依然として筋電信号に大きな影響を与える可能性がある。したがって、電源周波数信号及び電源周波数高調波信号による筋電信号への影響を抑制するために、電源周波数信号及び電源周波数高調波信号を処理する必要がある。なお、筋電信号（例えば、その目標周波数帯域が２０Ｈｚ～１４０Ｈｚである）における電源周波数信号（周波数が５０Ｈｚである）に対して、ハイパスフィルタを単独で用いることができず、５０Ｈｚ周波数を取り除くハイパスフィルタは、多くの筋電信号（例えば、周波数が２０～４０Ｈｚの範囲である筋電信号）を犠牲にするためである。また、電源周波数が目標周波数帯域の範囲であるため、目標周波数帯域の信号をよりよく保持するために、遷移帯域が非常に狭いハイパスフィルタを用いる必要があるが、遷移帯域が非常に狭いハイパスフィルタは、多段を必要とし、リソースの消費が高い。

本願のいくつかの実施例において、第１の処理回路３１０におけるコモンモード信号抑制回路３１２を利用して電源周波数信号を処理することができる。コモンモード信号抑制回路３１２は、初期信号におけるコモンモード信号を抑制することができる。本願において、コモンモード信号は、位相及び振幅がいずれも同じである信号であってもよい。電源周波数信号が給電システムに由来し、人体を良導体とすることができるため、電源周波数信号は、位相及び振幅がいずれも同じであり、すなわち、電源周波数信号は、コモンモード信号である。したがって、電源周波数信号は、コモンモード信号抑制回路３１２を利用して抑制することができる。いくつかの実施例において、コモンモード信号抑制回路３１２は、差動増幅器、計装用増幅器など、又はそれらの任意の組み合わせを含んでもよい。例えば、コモンモード信号抑制回路３１２は、ロングテール差動増幅器であってもよい。具体的には、差動増幅器又は計装用増幅器は、２つの入力端の初期信号のコモンモード特性を利用して、２つの入力端の信号を互いに相殺してコモンモード信号への抑制効果を達成することができる。

いくつかの実施例において、差動増幅器（例えば、図１０Ａにおける差動増幅器Ｕ１）を例として、電極と人体との接触が変化する（例えば、信号収集回路の１つの電極の接触が良好であり、１つの電極が脱落するか又は半脱落する）場合、換言すれば、信号収集回路の２つの入力端が一致しない場合、差動増幅器の入力端の入力信号がコモンモード信号からディファレンシャルモード信号になることに相当し、このとき、差動増幅器は、電源周波数信号を効果的に抑制することができない。例えば、筋電服装は、圧力により人体にフィットするため、人体との間の接触が安定しない。人体が運動する過程において、ずれ、未結合（すなわち、電極脱落）などを引き起こしやすいため、電源周波数信号が差動増幅器によって抑制されないことになる。人体の筋肉、皮膚、電極及び信号処理回路３００などが接続されると、直列接続回路に相当し、各部分が分圧することができるため、電極と皮膚との接触が変化する場合、差動増幅器の両端の入力が一致しないことを引き起こす。大きな入力インピーダンスは、回路分圧の優位性及び入力信号の変動に抵抗する能力を有するため、差動増幅器は、入力信号が変化する場合、その出力信号の大きな信号変動を引き起こさない。本願において、分圧優位性は、接触インピーダンスなどが大きくなる（例えば、電極が脱落する）と、回路が依然として分圧して十分な強度の筋電信号を得ることができることである。入力信号の変動に抵抗する能力は、接触インピーダンスなどが変動する場合、大きな入力インピーダンスが入力信号の変動の影響を低減することができることである。したがって、電源周波数信号をできるだけ抑制して、強い筋電信号を取得するために、差動増幅器の入力インピーダンスをできるだけ大きくして、差動入力端の不均衡によるノイズを低減することができる。いくつかの実施例において、差動増幅器の入力インピーダンスは、１０ＭΩ以上であってもよい。例えば、差動増幅器の入力インピーダンスは、５０ＭΩ、１００ＭΩ、５００ＭΩ、１ＧΩ、１．５ＧΩ、２ＧΩ、２．５ＧΩ、３ＧΩ、５ＧΩ、１０ＧΩなどであってもよい。

いくつかの実施例において、第１の処理回路３１０は、ノッチ回路をさらに含んでもよい。ノッチ回路は、特定の周波数の信号、例えば、電源周波数信号を抑制することができる。例えば、ノッチ回路のノッチ点周波数を５０Ｈｚに設定することができる。本願において、ノッチ回路のノッチ点周波数は、ノッチ回路の共振周波数であってもよい。いくつかの実施例において、ノッチ回路に高い品質係数（すなわち、Ｑ値）をできるだけ備えさせるために、ノッチ回路は、高いＱ値を有するツインＴアクティブ型ノッチ回路（例えば、図１２Ａにおけるノッチ回路１２１４）を含んでもよい。いくつかの実施例において、ノッチ回路のノッチ谷の半値全幅が半値全幅閾値よりも小さいように、正帰還を導入し、及び／又はノッチ回路のパラメータ値を調整することにより、高い品質係数Ｑを取得し、ノッチ回路のＱ値及びノッチ能力を向上させることができる。例えば、ノッチ回路の抵抗、電気容量などの値及び／又は精度を調整することにより、ノッチ谷の半値全幅が半値全幅閾値内である。いくつかの実施例において、半値全幅閾値は、５Ｈｚ、４Ｈｚ、３Ｈｚ、１Ｈｚ、０．５Ｈｚなどであってもよい。

いくつかの実施例において、ＭＡ信号と電源周波数信号の相乗効果は、例えば、５０Ｈｚ±２Ｈｚの干渉ノイズを生成することができるため、ノッチ回路の半値全幅を広げる必要がある。この場合に、ノッチ回路は、カスケードノッチ回路を含んでもよい。

図３Ｂは、本願のいくつかの実施例に係る複数種のカスケードノッチ回路の周波数応答曲線図である。図３Ｂに示すように、曲線ｌ１は、ツインＴアクティブ型ノッチ回路の周波数応答曲線を示す。曲線ｌ２は、変位ツインノッチ回路の周波数応答曲線を示す。曲線ｌ３は、同位ツインノッチ回路の周波数応答曲線を示す。曲線ｌ４は、ツイン同位ツイン変位ノッチ回路の周波数応答曲線を示す。本願において、変位ツインノッチ回路は、２つのツインＴアクティブ型ノッチ回路が直列接続された回路であってもよく、１つのツインＴアクティブ型ノッチ回路のノッチ点周波数が第１の周波数（例えば、４８．５Ｈｚ）に設定され、もう１つのツインＴアクティブ型ノッチ回路のノッチ点周波数が第１の周波数と異なる第２の周波数（例えば、５０Ｈｚ）に設定されてもよい。いくつかの実施例において、第１の周波数及び第２の周波数は、特定の周波数の付近に位置し、両者の周波数の差が、４Ｈｚ、３Ｈｚ、２Ｈｚ、又は１Ｈｚ以内であってもよい。同位ツインノッチ回路は、ノッチ点周波数がいずれも特定の周波数点（例えば、５０Ｈｚ）である２つのツインＴアクティブ型ノッチ回路が直列接続された回路であってもよい。ツイン同位ツイン変位ノッチ回路は、４つのツインＴアクティブ型ノッチ回路が直列接続された回路であってもよく、ノッチ点周波数が、それぞれ、例えば、４８．５Ｈｚ、５０Ｈｚ、５０Ｈｚ、５１．５Ｈｚに設定されてもよい。図３Ｂから分かるように、ツイン同位ツイン変位ノッチ回路の周波数応答（すなわち、曲線ｌ４）は、独特の優位性を有し、例えば、ノッチ能力が高く、そして、半値全幅が制御可能であり、非目標ノッチ領域の信号に影響を与えないことを保証する。実際の適用において、取り除くべき信号の周波数値及びその強度分布に基づいて、適切なカスケードノッチ回路を選択することができ、例えば、実際のニーズに応じて、任意の段数の同位ノッチ回路及び／又は変位ノッチ回路を自由にカスケードして目的を達成することができる。

いくつかの実施例において、コモンモード信号抑制回路３１２及び／又はノッチ回路により初期信号を処理した後、第１の処理信号が多くの電源周波数高調波信号をさらに含むことが発見される。例えば、初期信号は、人体が筋電服装を装着して大幅な肩すくめ、手上げなどの動きをする時に収集された筋電信号であり、コモンモード信号抑制回路３１２及び／又はノッチ回路により処理された後に、電源周波数高調波信号、特に電源周波数奇数高調波信号をさらに含む。本願のいくつかの実施例において、電源周波数高調波信号を抑制するために、ノッチ回路は、多段カスケードノッチ回路をさらに含んでもよい。具体的には、多段カスケードノッチ回路は、少なくとも２つのカスケードノッチサブ回路を含んでもよい。少なくとも２つのカスケードノッチサブ回路は、直列接続されてもよい。各カスケードノッチサブ回路は、異なるノッチ点周波数を有してもよい。例えば、各カスケードノッチサブ回路のノッチ点周波数は、それぞれ５０Ｈｚ、１００Ｈｚ、１５０Ｈｚ、２００Ｈｚ、２５０Ｈｚなどに設定されてもよい。なお、多段カスケードノッチ回路は、電源周波数信号及び電源周波数高調波信号を抑制することができるが、各電源周波数高調波信号は、少なくとも１段のノッチ回路を必要とする。

いくつかの実施例において、コストを省くために、筋電信号の共通性（すなわち、目標周波数帯域が２０Ｈｚ～１４０Ｈｚの筋電信号であれば、分析ニーズを満たすことができる）に基づいて、信号処理回路３００にローパスフィルタ回路３１４を設置して高周波数帯域の電源周波数高調波信号を直接取り除く。いくつかの実施例において、信号処理回路３００は、１つ以上のローパスフィルタ回路３１４を含んでもよい。ローパスフィルタ回路３１４は、その上限遮断周波数よりも高い信号を減衰することができる。本願において、ローパスフィルタ回路の上限遮断周波数は、そのゲインが低周波通過帯域に対して第１の特殊強度値だけ低下する位置に対応する周波数であってもよい。いくつかの実施例において、第１の特殊強度値は、１０ｄＢ以上、例えば、１５ｄＢ、２０ｄＢ、３０ｄＢ、４０ｄＢなどであってもよい。いくつかの実施例において、上限遮断周波数は、１００Ｈｚ～１０００Ｈｚの周波数範囲であってもよい。いくつかの実施例において、上限遮断周波数は、１００Ｈｚ～８００Ｈｚの周波数範囲であってもよい。いくつかの実施例において、上限遮断周波数は、１００Ｈｚ～６００Ｈｚの周波数範囲であってもよい。いくつかの実施例において、上限遮断周波数は、１００Ｈｚ～４００Ｈｚの周波数範囲であってもよい。いくつかの実施例において、上限遮断周波数は、１２０Ｈｚ～４００Ｈｚの周波数範囲であってもよい。いくつかの実施例において、上限遮断周波数は、１４０Ｈｚ～４００Ｈｚの周波数範囲であってもよい。具体的には、上限遮断周波数は、９００Ｈｚ、７００Ｈｚ、５００Ｈｚ、３００Ｈｚ、２５０Ｈｚ、２００Ｈｚ、１５０Ｈｚ、１４０Ｈｚ、１３０Ｈｚ、１２０Ｈｚ、１１０Ｈｚなどであってもよい。いくつかの実施例において、目標周波数帯域が２０Ｈｚ～１４０Ｈｚである場合、上限遮断周波数は、目標周波数帯域の高周波数点よりも高く、例えば、１４０Ｈｚ、１５０Ｈｚなどであってもよい。いくつかの実施例において、エイリアシングノイズは、他のノイズ信号（例えば、電源周波数高調波信号とホワイトノイズ）の混合であり、主に高周波数帯域（例えば、５００Ｈｚよりも高い高周波数帯域）に位置するため、ローパスフィルタ回路３１４の上限遮断周波数が低く（例えば、１４０Ｈｚ）設定される場合、ローパスフィルタ回路３１４は、電源周波数高次高調波信号を取り除くとともに、エイリアシングノイズを取り除くことができる。ホワイトノイズの強度が信号帯域幅と正相関するため、このとき、ホワイトノイズも相対的に低減することができる。

いくつかの実施例において、ローパスフィルタ回路３１４は、信号処理回路３００の任意の位置に設置されてもよく、ここで限定せず、信号に対してローパスフィルタを行うことができればよい。例えば、ローパスフィルタ回路３１４は、第１の処理回路３１０に設置されてもよい。具体的には、ローパスフィルタ回路３１４は、差動増幅器の入力端に設置されてもよい。図１２Ｃに示すように、差動増幅器Ｕ１の入力端には、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ１で構成されたローパスフィルタと、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ３で構成されたローパスフィルタとが設置されてもよい。また例えば、ローパスフィルタ回路３１４はまた、第２の処理回路３２０に設置されてもよい。具体的には、ローパスフィルタ回路３１４は、第２の処理回路３２０における増幅回路の入力端に設置されてもよい。図１２Ｃに示すように、第２の処理回路１２２０は、ローパスフィルタを含むＲＣローパスフィルタ増幅回路１２２４をさらに含んでもよい。いくつかの実施例において、ローパスフィルタ回路３１４は、１次ローパスフィルタ回路、２次ローパスフィルタ回路、高次ローパスフィルタ回路（２次よりも高いローパスフィルタ回路、例えば、３次ローパスフィルタ回路）など、又はそれらの任意の組み合わせを含んでもよい。ローパスフィルタ回路に関するより多くの説明について、本願の他の箇所（例えば、図４Ａ～図４Ｃ及びそれらの説明）を参照することができる。

いくつかの実施例において、リソースを十分に利用し、電子デバイスをできるだけ少なく使用して高周波数信号（すなわち、上限遮断周波数よりも高い信号）をより効果的に抑制するために、ローパスフィルタ回路３１４は、ブリッジ回路構造であるように設定されたローパスフィルタ（ブリッジローパスフィルタ回路と呼ばれてもよい）を含んでもよい。例えば、図１２Ａに示すように、差動増幅器Ｕ１の２つの入力端の間に１つのコンデンサＣ２を増設すると、ローパスフィルタ回路をブリッジ回路構造（破線枠１２１２内の回路）に設計することができる。なお、初期信号に無線周波数信号が存在する場合、無線周波数信号は、コンデンサＣ２を通過して差動増幅器Ｕ１の２つの入力端に到達して抑制することができるため、ブリッジローパスフィルタ回路はまた、無線周波数信号をさらに抑制することができる。また、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２は、１段ローパスフィルタを構成してもよく、フィルタの遷移帯域を狭くすることに役立つ。いくつかの実施例において、ブリッジローパスフィルタが差動増幅器の入力端に設置される場合、ブリッジローパスフィルタと差動増幅器は、ブリッジローパスフィルタ増幅回路と総称することができる。いくつかの実施例において、信号処理回路３００は、ブリッジローパスフィルタ回路を含まなくてもよい。ブリッジローパスフィルタ増幅回路に関するより多くの説明について、本願の他の箇所（例えば、図５Ａ～図５Ｃ及びそれらの説明）を参照することができる。

モーションアーチファクトノイズは、運動によるノイズであってもよい。異なる対象（例えば、大胸筋、上腕二頭筋など）の運動は、異なるＭＡを引き起こすことができる。いくつかの実施例において、ＭＡは、ベースラインドリフト、グリッチなどを含んでもよい。例えば、運動により信号を収集する両端の角質層電位が変動する場合、ベースラインドリフトを引き起こす可能性がある。一般的には、ＭＡの周波数は、低周波数範囲、例えば、０Ｈｚ～２０Ｈｚの範囲であってもよい。ＭＡの強度は、０ｍＶ～４０ｍＶの範囲であってもよい。本願のいくつかの実施例において、ＭＡが位置する周波数帯域が目標周波数帯域の外にあるため、ハイパスフィルタ回路３１６を構築することによりＭＡを処理することができる。いくつかの実施例において、ベースラインドリフトに限界値が存在するため、さらに信号処理回路３００（例えば、第２の処理回路３２０）の目標信号のゲインを低下させ、及び／又は高精度ＡＤＣチャネルを有する制御チップを選択し、及び／又は抵抗による基準電位の調整を選択することにより、ベースラインドリフトの問題を解決することができる。例えば、目標信号が第２の処理回路３２０に伝送される場合、第２の処理回路３２０は、該目標信号に対して増幅処理を行う。ベースラインドリフトの問題を解決するために、増幅後の信号に歪みが発生しないように、第２の処理回路３２０の目標信号の増幅倍率を適切に低減することができる。また例えば、ベースラインドリフトにより信号が飽和電圧上限に近づく場合、基準電位が低下するように基準電位をプログラム制御することができ、逆に、ベースラインドリフトにより信号が飽和電圧下限に近づく場合、基準電位が上昇するように基準電位をプログラム制御することができる。いくつかの実施例において、ＭＡの周波数範囲は、広くてもよく、例えば、０～１０００Ｈｚの範囲でグリッチが存在してもよい。この場合に、信号振幅及び周波数により処理することができる。

いくつかの実施例において、信号処理回路３００は、１つ以上のハイパスフィルタ回路３１６を含んでもよい。ハイパスフィルタ回路３１６は、下限遮断周波数よりも低い信号を減衰することができる。本願において、ハイパスフィルタ回路の下限遮断周波数は、ゲインが高周波通過帯域に対して第２の特殊強度値だけ低下する位置に対応する周波数であってもよい。いくつかの実施例において、第２の特殊強度値は、１０ｄＢ以上、例えば、１５ｄＢ、２０ｄＢ、３０ｄＢ、４０ｄＢなどであってもよい。いくつかの実施例において、第２の特殊強度値は、第１の特殊強度値と同じであっても異なってもよい。いくつかの実施例において、下限遮断周波数は、５Ｈｚ～２００Ｈｚの周波数範囲であってもよい。いくつかの実施例において、下限遮断周波数は、７Ｈｚ～１８０Ｈｚの周波数範囲であってもよい。いくつかの実施例において、下限遮断周波数は、１０Ｈｚ～１６０Ｈｚの周波数範囲であってもよい。いくつかの実施例において、下限遮断周波数は、１０Ｈｚ～１００Ｈｚの周波数範囲であってもよい。いくつかの実施例において、下限遮断周波数は、１０Ｈｚ～８０Ｈｚの周波数範囲であってもよい。いくつかの実施例において、下限遮断周波数は、１０Ｈｚ～６０Ｈｚの周波数範囲であってもよい。いくつかの実施例において、下限遮断周波数は、１０Ｈｚ～４０Ｈｚの周波数範囲であってもよい。いくつかの実施例において、下限遮断周波数は、１０Ｈｚ～２０Ｈｚの周波数範囲であってもよい。具体的には、下限遮断周波数は、１９０Ｈｚ、１５０Ｈｚ、１００Ｈｚ、７０Ｈｚ、５０Ｈｚ、３０Ｈｚ、２０Ｈｚ、１７Ｈｚ、１５Ｈｚ、１３Ｈｚ、１２Ｈｚ、１０Ｈｚ、５Ｈｚなどであってもよい。

いくつかの実施例において、下限遮断周波数は、信号処理回路３００に電源周波数信号のノッチ回路が存在するか否かに応じて異なってもよい。ノッチ点が電源周波数であるノッチ回路が存在する場合、電源周波数信号の干渉がノッチ回路によって効果的に抑制されるため、このとき、ハイパスフィルタ回路３１６の下限遮断周波数は、ノッチ回路が存在しない場合の下限遮断周波数よりも低くてもよい。例えば、第１の処理回路３１０がノッチ回路を含む場合、下限遮断周波数は、１０Ｈｚ～４０Ｈｚの周波数範囲であってもよい。具体的には、第１の処理回路３１０がノッチ回路を含む場合、下限遮断周波数は、３５Ｈｚ、３０Ｈｚ、２５Ｈｚ、２０Ｈｚ、１０Ｈｚなどであってもよい。また例えば、第１の処理回路３１０がノッチ回路を含まない場合、下限遮断周波数は、１０Ｈｚ～１６０Ｈｚの周波数範囲であってもよい。具体的には、第１の処理回路３１０がノッチ回路を含まない場合、下限遮断周波数は、８０Ｈｚ、６０Ｈｚ、５０Ｈｚ、２０Ｈｚなどであってもよい。いくつかの実施例において、目標周波数帯域に基づいて、ハイパスフィルタ回路３１６の下限遮断周波数を設定してもよい。例えば、目標周波数帯域が２０Ｈｚ～１４０Ｈｚであれば、下限遮断周波数を２０Ｈｚに設定することができる。目標周波数帯域が５Ｈｚ～２００Ｈｚであれば、下限遮断周波数を５Ｈｚに設定することができる。

いくつかの実施例において、ハイパスフィルタ回路３１６は、信号処理回路３００の任意の位置に設置されてもよく、ここで限定せず、信号に対してハイパスフィルタリングを行うことができればよい。例えば、ハイパスフィルタ回路３１６は、第１の処理回路３１０に設置されてもよい。具体的には、図１０Ａに示す信号処理回路１０００において、第１の処理回路１０１０における差動増幅器Ｕ１の出力端にハイパスフィルタ１０１４が設置されてもよい。また例えば、ハイパスフィルタ回路３１６は、第２の処理回路３２０に設置されてもよい。具体的には、図１２Ａに示す信号処理回路１２００Ａにおいて、第２の処理回路１２２０に、ハイパスフィルタを含むＲＣハイパスフィルタ増幅回路１２２２が設置されてもよい。いくつかの実施例において、ハイパスフィルタ回路３１６は、１次ハイパスフィルタ回路、２次ハイパスフィルタ回路、３次ハイパスフィルタ回路など、又はそれらの任意の組み合わせを含んでもよい。ハイパスフィルタ回路に関するより多くの説明について、本願の他の箇所（例えば、図９Ａ～図９Ｃ及びそれらの説明）を参照することができる。

いくつかの実施例において、信号処理回路３００の周波数応答通過帯域をより平坦にする（すなわち、帯域幅内の信号変動がある数値、例えば、１０ｄＢ、２０ｄＢを超えない）ために、信号処理回路３００は、電圧制御ローパスフィルタ回路をさらに含んでもよい。電圧制御ローパスフィルタ回路は、電圧制御ピーク（例えば、図７Ｂにおける曲線ｄ２のピーク７１２）を含んでもよい。電圧制御ローパスフィルタ回路は、目標周波数の付近にゲインを提供し、ローパスフィルタ回路３１４と結合してローパスフィルタ回路３１４の減衰を補償することにより、より平坦な周波数応答通過帯域を取得することができる。本明細書において、目標周波数の付近は、目標周波数帯域のある周波数から離れる一定の範囲（例えば、１０Ｈｚ、２０Ｈｚなど）であってもよい。いくつかの実施例において、電圧制御ローパスフィルタ回路のパラメータ及び／又はその電圧制御ピークのパラメータを設定することにより、さらに周波数応答通過帯域が特定の周波数点で高いピーク値を有する（すなわち、特定の周波数位置で大きなゲインを提供する）ことができる。例えば、電圧制御ローパスフィルタ回路の抵抗、コンデンサのパラメータを調整して、電圧制御ローパスフィルタ回路の遮断周波数を調整し、及び／又はその電圧制御ピークの高さ、幅、位置などを調整することにより、信号処理回路３００の周波数応答通過帯域は、例えば、８０Ｈｚで最高強度を有する。いくつかの実施例において、電圧制御ローパスフィルタ回路の立ち下がり速度は、２０ｄＢ／１０オクターブよりも大きくてもよい。いくつかの実施例において、電圧制御ローパスフィルタ回路の立ち下がり速度は、３０ｄＢ／１０オクターブよりも大きくてもよい。いくつかの実施例において、電圧制御ローパスフィルタ回路の立ち下がり速度は、４０ｄＢ／１０オクターブよりも大きくてもよい。いくつかの実施例において、電圧制御ローパスフィルタ回路の立ち下がり速度は、６０ｄＢ／１０オクターブよりも大きくてもよい。いくつかの実施例において、電圧制御ローパスフィルタ回路の立ち下がり速度は、８０ｄＢ／１０オクターブよりも大きくてもよい。具体的には、電圧制御ローパスフィルタ回路の立ち下がり速度は、２５ｄＢ／１０オクターブ、３５ｄＢ／１０オクターブ、４５ｄＢ／１０オクターブ、５５ｄＢ／１０オクターブ、６５ｄＢ／１０オクターブ、７５ｄＢ／１０オクターブなどであってもよい。

いくつかの実施例において、電圧制御ローパスフィルタ回路は、信号処理回路３００の任意の位置に設置されてもよく、ここで限定せず、信号を制御することができればよい。例えば、電圧制御ローパスフィルタ回路は、第１の処理回路３１０に設置されてもよい。具体的には、図１２Ｃに示す信号処理回路１２００Ｃにおいて、電圧制御ローパスフィルタ回路１２２６は、第１の処理回路１２１０におけるノッチ回路１２１４の後に設置されてもよい。また例えば、電圧制御ローパスフィルタ回路はまた、第２の処理回路３２０に設置されてもよい。具体的には、図１２Ａに示す信号処理回路１２００Ａにおいて、電圧制御ローパスフィルタ回路１２２６は、第２の処理回路１２２０におけるフォロア１２２９の前に設置されてもよい。電圧制御ローパスフィルタ回路に関するより多くの説明について、本願の他の箇所（例えば、図７Ａ～図７Ｂ及びそれらの説明）を参照することができる。

第２の処理回路３２０は、第１の処理信号に対して増幅処理を行ってもよい。第２の処理回路３２０は、増幅回路（例えば、増幅器）を含んでもよい。いくつかの実施例において、増幅回路における帰還ネットワークの抵抗を、抵抗とコンデンサが並列接続されたものに置き換えてもよい。これにより、構成された回路をＲＣ増幅回路と呼び、その帰還ネットワークをＲＣ帰還ネットワークと呼んでもよい。例えば、図６Ａに示すように、増幅器Ｕ２Ｂとその帰還ネットワークにおける抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ７とは、ＲＣ増幅回路を構成することができ、並列接続された抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ７は、ＲＣ帰還ネットワークと呼ばれてもよい。なお、コンデンサのインピーダンスが交流信号の周波数の変化に伴って変化するため、ＲＣ増幅回路のゲインは、信号の周波数の変化に伴って変化することができる。したがって、第２の処理回路３２０の第１の処理信号のゲイン倍率は、第１の処理信号の周波数の変化に伴って変化することができる。具体的には、図６Ａにおける増幅器Ｕ２Ｂの帰還ネットワーク６２０（ＲＣ帰還ネットワークと呼ばれてもよい）を例とすると、増幅器Ｕ２Ｂの帰還ネットワーク６２０にコンデンサＣ７が存在するため、コンデンサのインピーダンスが交流信号の周波数に伴って変化する特性に基づいて、信号周波数が大きいほど、コンデンサＣ７の分岐から増幅器Ｕ２Ｂの出力端に直接流れる電流信号が多い。信号周波数が十分に大きい場合、抵抗Ｒ１２の作用が弱められ、このとき、電流信号は、主にコンデンサＣ７の分岐から増幅器Ｕ２Ｂの出力端に直接流れ、最終的に回路のゲインが減衰しひいてはなくなることを引き起こす。換言すれば、高周波信号に対して、低周波信号は、より容易に増幅器Ｕ２Ｂによって増幅される。最終的に、ＲＣ増幅回路がローパスフィルタ回路の効果を有することを示す。したがって、本願において増幅回路にＲＣ帰還ネットワークを構築することにより、できるだけ少ない増幅器を利用してより高い高周波低周波抑制効果を達成し、回路の製造コストを低減することができる。いくつかの実施例において、ＲＣ増幅回路は、ＲＣローパスフィルタ回路と呼ばれてもよい。ＲＣローパスフィルタ回路に関するより多くの説明について、本願の他の箇所（例えば、図６Ａ～図６Ｂ及びそれらの説明）を参照することができる。いくつかの実施例において、ＲＣ増幅回路がハイパスフィルタ回路又はローパスフィルタ回路に接続される場合、その組み合わせ回路は、ＲＣハイパスフィルタ回路又はＲＣローパスフィルタ回路と呼ばれてもよい。

いくつかの実施例において、増幅回路における帰還ネットワークの抵抗及びコンデンサの値を調整することにより、増幅回路（又は第２の処理回路３２０）の目標周波数帯域信号のゲインを調整することができる。いくつかの実施例において、第２の処理回路３２０は、第１の周波数範囲内の信号に対して大きなゲインを有し、第１の周波数範囲以外の信号に対して小さなゲインを有してもよい。換言すれば、第２の処理回路３２０による第１の処理信号の処理は、バンドパス効果を達成することができる。例えば、第２の処理回路３２０は、目標周波数帯域（例えば、２０Ｈｚ～１４０Ｈｚ）内の信号に対して１００倍以上のゲインを有し、目標周波数帯域以外の信号に対して１００倍以下のゲインを有し、目標周波数帯域から離れるほど、その対応するゲインが小さい。

いくつかの実施例において、第２の処理回路３２０は、上記第１の処理信号に対して第２の増幅倍率の増幅処理を行ってもよい。いくつかの実施例において、第２の処理回路３２０の第２の増幅倍率は、第２の処理回路３２０における各増幅器による信号増幅処理の総増幅倍率であってもよい。いくつかの実施例において、第２の増幅倍率は、１５倍、２０倍、５０倍、１００倍、２００倍、３００倍、５００倍などであってもよい。いくつかの実施例において、特定の周波数帯域（例えば、バンドパス周波数帯域）の信号がより大きなゲインを有するようにするために、増幅回路は、多段増幅回路を含んでもよい。いくつかの実施例において、第２の増幅倍率は、第１の処理信号におけるノイズ信号、デジタル回路のＡＤＣ精度などに関連してもよい。例えば、第１の処理信号にベースラインドリフトが存在する場合、第２の増幅倍率を適切に減少させ、及び／又は精度がより高いＡＤＣの制御回路を選択して、ベースラインドリフトが信号処理回路３００の出力能力を超えないようにベースラインドリフトを制御することにより、歪みが発生しない。

なお、第１の処理回路３１０は、１つ以上の増幅器（例えば、差動増幅器）を含むため、第１の処理回路３１０の第１の増幅倍率は、第１の処理回路３１０における各増幅器による信号増幅処理の総増幅倍率であってもよい。いくつかの実施例において、初期信号におけるノイズ信号を優先して処理するために、第１の処理回路３１０の第１の増幅倍率を２０倍よりも小さく設定することができる。例えば、第１の増幅倍率は、２０倍、１５倍、１０倍、９倍、７倍、５倍などであってもよい。いくつかの実施例において、第２の処理回路３２０の第２の増幅倍率は、第１の処理回路３１０の第１の増幅倍率よりも大きくてもよく、小さくてもよく、等しくてもよい。例えば、第１の増幅倍率は、２０倍で、第２の増幅倍率は、２００倍であってもよい。また例えば、第１の増幅倍率は、２０倍で、第２の増幅倍率は、１５倍であってもよい。さらに、例えば、第１の増幅倍率及び第２の増幅倍率は、いずれも２０倍であってもよい。

いくつかの実施例において、信号処理回路３００（例えば、第２の処理回路３２０）の信号のゲインが周波数に伴って変化する特性に基づいて、電源周波数信号をできるだけ抑制するために、信号処理回路３００の周波数応答ピークを電源周波数信号の周波数５０Ｈｚからできるだけ離れた位置に設定することができる。例えば、信号処理回路３００の周波数応答ピークを８０Ｈｚ、９０Ｈｚ、１００Ｈｚ、１１０Ｈｚ、１２０Ｈｚなどに設定してもよい。この場合に、信号処理回路３００の周波数応答ピークが例えば１２０Ｈｚであっても、信号処理回路３００は、１２０Ｈｚの信号に対して最大ゲインを有することができ、１２０Ｈｚから離れた信号に対してゲインが小さく、電源周波数信号をさらに抑制することに相当するからである。このとき、信号処理回路３００のゲインは、８０Ｈｚ～１００Ｈｚで依然として強く、筋電信号に対する分析要求を満たす。総じて言えば、信号処理回路３００の周波数応答ゲインのピーク位置を抑制対象のノイズ周波数から離れるように調整することにより、ノイズを減衰するという目的を達成することができる。例えば、電源周波数高調波信号における３次高調波の影響を軽減するために、信号処理回路３００の周波数応答ピークを１５０Ｈｚから離れるように（例えば、８０Ｈｚに）設定することができる。

いくつかの実施例において、第２の処理回路３２０は、フォロアをさらに含んでもよい。フォロアは、上記信号処理回路３００の出力端と後端の回路との相互影響を遮断することができる。

いくつかの実施例において、信号処理回路３００は、負帰還回路をさらに含んでもよい。負帰還回路は、上記増幅回路の第２の増幅倍率を調整することができる。いくつかの実施例において、信号処理回路３００は、帰還回路をさらに含んでもよい。帰還回路は、信号処理回路３００の性能指標を改善するか又は制御し、例えば、干渉及びノイズなどを抑制することができる。信号処理回路に関するより多くの説明について、本願の他の箇所（例えば、図１０、図１１、図１２Ａ及び図１２Ｃ及びそれらの説明）を参照することができる。

なお、上記信号処理回路３００に関する説明は、例示的かつ説明的なのものに過ぎず、本願の適用範囲を限定するものではない。当業者であれば、本願の指導下で、信号処理回路３００に対して様々な修正及び変更を行うことができる。しかしながら、これらの修正及び変更は、依然として本願の範囲内にある。例えば、信号処理回路３００により処理された信号はまた、ノイズ低減アルゴリズムを利用して処理することができる。いくつかの実施例において、ノイズ低減アルゴリズムは、フィルタリングアルゴリズム、スペクトル減算アルゴリズム、自己適応アルゴリズム、最小二乗平均誤差推定アルゴリズムなど、又はそれらの任意の組み合わせを含んでもよい。

図４Ａ、図４Ｂ及び図４Ｃは、本願のいくつかの実施例に係る例示的なローパスフィルタ回路の概略構成図である。図４Ｄは、図４Ａ、図４Ｂ及び図４Ｃにおけるローパスフィルタ回路の周波数応答曲線図である。

図４Ａに示すように、ローパスフィルタ回路４００Ａは、抵抗Ｒ９及びコンデンサＣ１で構成された第１のローパスフィルタと、増幅器Ｕ２Ｂとを含んでもよい。第１のローパスフィルタは、増幅器Ｕ２Ｂの入力端に接続することができる。いくつかの実施例において、ローパスフィルタ回路４００Ａは、１次アクティブローパスフィルタ回路と呼ばれてもよい。

図４Ｂに示すように、ローパスフィルタ回路４００Ａに対して、ローパスフィルタ回路４００Ｂは、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２で構成された第２のローパスフィルタをさらに含んでもよい。第１のローパスフィルタは、第２のローパスフィルタに直接接続することができる。いくつかの実施例において、ローパスフィルタ回路４００Ｂに示す、２段ローパスフィルタにより直接接続されて構成された２次ローパスフィルタ回路は、２次カスケードローパスフィルタ回路と呼ばれてもよい。

図４Ｃに示すように、ローパスフィルタ回路４００Ａに対して、ローパスフィルタ回路４００Ｃは、抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ２で構成された第３のローパスフィルタ、増幅器Ｕ１Ｂ、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２をさらに含んでもよい。第３のローパスフィルタは、増幅器Ｕ２Ｂの出力端及び増幅器Ｕ１Ｂの入力端に接続することができる。いくつかの実施例において、ローパスフィルタ回路４００Ｃに示す、２つの１次アクティブローパスフィルタ回路により直接接続されて構成された２次ローパスフィルタ回路は、２次分散型ローパスフィルタ回路と呼ばれてもよい。

図４Ｄに示すように、曲線ａ１は、１次アクティブローパスフィルタ回路（すなわち、ローパスフィルタ回路４００Ａ）の周波数応答曲線を示す。曲線ａ２は、２次カスケードローパスフィルタ回路（すなわち、ローパスフィルタ回路４００Ｂ）の周波数応答曲線を示す。曲線ａ３は、２次分散型ローパスフィルタ回路（すなわち、ローパスフィルタ回路４００Ｃ）の周波数応答曲線を示す。図４Ｄから分かるように、異なる構造のローパスフィルタ回路は、異なる周波数応答を有することができる。１次アクティブローパスフィルタ回路４００Ａ（曲線ａ１に対応する）は、１５ｄＢ／１０オクターブの減衰速度（１００Ｈｚ～１ｋＨｚ）に達することができ、２次カスケードローパスフィルタ回路４００Ｂ（曲線ａ２に対応する）は、３０ｄＢ／１０オクターブの減衰速度（１００Ｈｚ～１ＫＨｚ）に達することができ、２次分散型ローパスフィルタ回路４００Ｃ（曲線ａ３に対応する）は、３４ｄＢ／１０オクターブの減衰速度（１００Ｈｚ～１ＫＨｚ）に達することができる。

いくつかの実施例において、１ＫＨｚで同じ抑制効果を達成する場合、より多くの低周波信号（例えば、１２０Ｈｚ内の信号）を保持するために、高次（例えば、２次）フィルタ回路を優先して選択することができる。なお、２次カスケードローパスフィルタ回路と２次分散型ローパスフィルタ回路との間に区別が存在する原因は、２次カスケードローパスフィルタ回路の第２段が第１段に影響を与えることであると理解することができる。電流が第１段の抵抗を流れた後、次のノードから見ると、第１段のコンデンサと第２段の回路とが並列接続され、実際に総容量値が増加するため、２次カスケードローパスフィルタ回路の周波数応答遮断点が小さくなり、より多くの低周波信号を取り除く。

図５Ａ及び図５Ｂは、本願のいくつかの実施例に係るローパスフィルタ回路の概略構成図である。図５Ｃは、図５Ａ及び図５Ｂにおけるローパスフィルタ回路の周波数応答曲線図である。

図５Ａ及び図５Ｂに示すように、ローパスフィルタ回路５００Ａ及びローパスフィルタ回路５００Ｂは、いずれも２つのローパスフィルタ（例えば、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ８で構成されたローパスフィルタ、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ１２で構成されたローパスフィルタ）及び差動増幅器Ｕ１を含んでもよい。ローパスフィルタ回路５００Ａとローパスフィルタ回路５００Ｂとを対比すると、ローパスフィルタ回路５００Ｂの差動増幅器Ｕ１の入力端がコンデンサＣ１１（破線円の部分）と共にブリッジ回路構造を形成する（抵抗Ｒ１とコンデンサＣ８との間が第１のノードであり、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１２との間が第２のノードであり、コンデンサＣ１１の両端がそれぞれ第１のノードと第２のノードに接続される）という点で相違する。いくつかの実施例において、ローパスフィルタ回路５００Ａは、１次アクティブローパスフィルタ回路と呼ばれてもよい。ローパスフィルタ回路５００Ｂは、ブリッジローパスフィルタ回路と呼ばれてもよい。なお、ローパスフィルタ回路５００Ｂの入力端信号に無線周波数信号が存在する場合、無線周波数信号は、コンデンサＣ１１を通過して差動増幅器Ｕ１の２つの入力端に到達することにより、差動増幅器Ｕ１のコモンモード抑制能力により抑制することができるため、ブリッジローパスフィルタ回路はまた、無線周波数信号をさらに抑制することができる。また、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ１１は、１段ローパスフィルタを構成してもよく、フィルタの遷移帯域を狭くすることに役立つ。

図５Ｃに示すように、曲線ｂ１は、１次アクティブローパスフィルタ回路（すなわち、ローパスフィルタ回路５００Ａ）の周波数応答曲線を示す。曲線ｂ２は、ブリッジローパスフィルタ回路（すなわち、ローパスフィルタ回路５００Ｂ）の周波数応答曲線を示す。図５Ｃから分かるように、差動増幅器Ｕ１の入力端にコンデンサＣ１１を追加してブリッジ回路構造を形成することにより、ローパスフィルタ回路の高周波への抑制効果を向上させることができる。例えば、１ＫＨｚで、ローパスフィルタ回路５００Ａの周波数応答強度は、ローパスフィルタ回路５００Ｂの周波数応答強度よりも６ｄＢ強い。なお、ブリッジ回路構造の原理は、追加のコンデンサ（すなわち、コンデンサＣ１１）により、ある周波数の交流信号が１つの入力チャネルから該コンデンサを通過して別の入力チャネルに到達し、最後に差動増幅器Ｕ１に到達し、コモンモード抑制された後に減衰効果が達成され、該コンデンサの大きさを調整して、このコンデンサを通過可能な交流信号の周波数を制御できることであると理解することができる。

図６Ａは、本願のいくつかの実施例に係るＲＣローパスフィルタ回路の概略構成図である。図６Ｂは、２次分散型ローパスフィルタ回路及び図６ＡにおけるＲＣローパスフィルタ回路の周波数応答曲線図である。

図６Ａに示すように、ＲＣローパスフィルタ回路６００は、２次分散型ＲＣローパスフィルタ回路を含んでもよく、２次分散型ローパスフィルタ回路（例えば、２次分散型ローパスフィルタ回路４００Ｃ）と対比すると、２次分散型ローパスフィルタ回路のローパスフィルタ内のコンデンサが除去され、また、２次分散型ローパスフィルタ回路の帰還ネットワーク内の抵抗を、抵抗とコンデンサとが並列接続されたものに置き換え、すなわち、ＲＣ帰還ネットワークを構築するという点で相違する。例えば、図６Ａに示すように、基準電位／グランドに接続されたコンデンサを抵抗Ｒ４の後に接続し、Ｕ２Ａの出力端に抵抗を直列接続し、基準電位／グランドに接続されたコンデンサを接続し、ＲＣ帰還ネットワーク６１０及び６２０のコンデンサを除去して得られた回路は、２次分散型ローパスフィルタ回路である。いくつかの実施例において、２次分散型ＲＣローパスフィルタ回路は、２次分散型ＲＣ増幅回路と呼ばれてもよい。

なお、コンデンサのインピーダンスが交流信号の周波数の変化に伴って変化するため、２次分散型ＲＣローパスフィルタ回路のゲインは、信号の周波数の変化に伴って変化することができる。具体的には、図６Ａにおける増幅器Ｕ２ＢのＲＣ帰還ネットワーク６２０を例とすると、増幅器Ｕ２ＢのＲＣ帰還ネットワーク６２０にコンデンサＣ７が存在するため、コンデンサのインピーダンスが交流信号の周波数に伴って変化する特性に基づいて、信号周波数の増大に伴って、コンデンサＣ７の分岐から増幅器Ｕ２Ｂの出力端に直接流れる電流信号が徐々に増加する。信号周波数が十分に大きい場合、抵抗Ｒ１２の作用が弱められ、このとき、電流信号は、主にコンデンサＣ７の分岐から増幅器Ｕ２Ｂの出力端に直接流れ、最終的に回路のゲインが減衰しひいてはなくなることを引き起こす。したがって、抵抗Ｒ１２及びコンデンサＣ７の値を調整することにより、増幅器Ｕ２Ｂの目標周波数帯域信号のゲインを調整することができる。同様に、抵抗Ｒ７及びコンデンサＣ３の値を調整することにより、増幅器Ｕ２Ａの目標周波数帯域信号のゲインを調整することができる。

図６Ｂに示すように、曲線ｃ１は、２次分散型ローパスフィルタ回路（例えば、ローパスフィルタ回路４００Ｃ）の周波数応答曲線を示す。曲線ｃ２は、２次分散型ＲＣローパスフィルタ回路（すなわち、ローパスフィルタ回路６００）の周波数応答曲線を示す。図６Ｂから分かるように、２次分散型ＲＣローパスフィルタ回路（曲線ｃ２に対応する）と２次分散型ローパスフィルタ回路（曲線ｃ１に対応する）は、変化傾向が一致する周波数応答を有する。２次分散型ＲＣローパスフィルタ回路と２次分散型ローパスフィルタ回路は、互換性がある。いくつかの実施例において、増幅器の数を追加的に増加させず、かつ高周波に対して高い抑制能力を発揮するために、好ましくは、２次分散型ＲＣローパスフィルタ回路を選択することができる。

図７Ａは、本願のいくつかの実施例に係る電圧制御ローパスフィルタ回路の概略構成図である。図７Ｂは、２次ローパスフィルタ回路及び図７Ａにおける電圧制御ローパスフィルタ回路の周波数応答曲線図である。

図７Ａに示すように、電圧制御ローパスフィルタ回路７００は、２次カスケードローパスフィルタ回路４００Ｂと類似する構造を有してもよい。両者を対比すると、電圧制御ローパスフィルタ回路７００において、第１段ローパスフィルタのコンデンサ（すなわち、コンデンサＣ１４）が増幅器の出力端に直接接続されて、電圧を出力する帰還ループを形成するという点で相違する。いくつかの実施例において、電圧制御ローパスフィルタ回路７００は、電圧制御電圧源２次ローパスフィルタ回路と呼ばれてもよい。

ある周波数の応答が大きな値になるように、電圧制御ローパスフィルタ回路７００を設計することにより、電圧制御ローパスフィルタ回路７００の周波数応答曲線が１つの凸ピークを含むことができる。図７Ｂに示すように、曲線ｄ１は、２次カスケードローパスフィルタ回路の周波数応答曲線を示す。曲線ｄ２は、電圧制御電圧源２次ローパスフィルタ回路（すなわち、電圧制御ローパスフィルタ回路７００）の周波数応答曲線を示す。

これは、周波数が低すぎる場合、図７ＡにおけるコンデンサＣ１３及びＣ１４がオープン状態にあることに相当し、コンデンサＣ１４が帰還の役割を果たさないからである。周波数が徐々に高くなると、コンデンサＣ１４の帰還役割を徐々に有効にすることができる。しかしながら、周波数が特に高い場合、コンデンサＣ１３は、入力端信号及び帰還信号をいずれも仮想グランドに大量に導入することにより、出力が低下する。したがって、異なるコンデンサＣ１３及びＣ１４の値を制御して、帰還を設計し、周波数が高い信号を保持することができる。いくつかの実施例において、コンデンサＣ１３及びＣ１４の具体的な値の定量計算は、伝達関数に依存する。

図７ＡにおけるＲ１７＝Ｒ１８＝Ｒ、Ｃ１３＝Ｃ１４＝Ｃを設定し、入力端信号をＵ_ｉとし、出力信号をＵ_ｏとし、開ループゲイン（すなわち、低周波ゲイン）をＡ_ｏｐ（ｓ）＝１＋Ｒ１６／Ｒ１０とし、実際ゲインをＡ（ｓ）＝Ｕ_ｏ／Ｕ_ｉとする。なお、ここで値が同じのコンデンサＣ１３とＣ１４を使用するが、実際には、異なる値を使用してより多くの設計空間を提供することができる。

Ａ点の電流方程式を方程式（１）に示す。

Ｂ点の電流方程式を方程式（２）に示す。

また、増幅器Ｕ２Ｃの負入力端は、方程式（３）に示す関係を有する。

以上の３つの方程式を連立して、式（４）に示す伝達関数を得ることができる。

以上の式中、ｓ＝ｊｗである。ｆ_０＝１／（２πＲＣ）を設定する。したがって、ゲインＡ又は開ループゲインＡ_ｏｐは、いずれもｓに関する式であり、回路の図７ＡにおけるＡ_ｏｐ（ｓ）は、抵抗の比率であるが、コンデンサを使用してトランスインピーダンスバンドパスを設計することにより、回路にさらなる周波数応答設計を行うことができる。

ｗ＝２πｆであるため、ｆ＝ｆ_０であれば、ｓ＝ｊ／ＲＣであり、ｆ＝ｆ_０である場合、ゲインは、式（５）に示すとおりである。

ゲインの大きさは、Ａ_ｏｐ（ｓ）に直接関連する。例えば、開ループゲインＡ_ｏｐ（ｓ）＝２．９である場合、ｆ＝ｆ_０であれば、ゲインＡ＝２９である。開ループゲインＡ_ｏｐ（ｓ）＜２である場合、ゲインＡが開ループゲインよりも小さく、凸型周波数応答曲線が得られない。本願のいくつかの実施例において、ｆ_０＝１００Ｈｚ、開ループゲインＡ_ｏｐ（ｓ）＝２．９を設計することができ、ｆ_０でのゲインが開ループゲイン（低周波ゲイン）よりも２０ｄＢ大きいという効果を達成する。１００Ｈｚと１ＫＨｚとの間で６０ｄＢ／１０オクターブの効果を達成する。

図８Ａは、本願のいくつかの実施例に係る例示的なローパスフィルタ回路の概略構成図である。図８Ｂは、図８Ａにおけるローパスフィルタ回路の周波数応答曲線図である。

図８Ａに示すように、ローパスフィルタ回路８００は、電圧制御ローパスフィルタ回路８１０、ブリッジローパスフィルタ回路８２０及び４次ローパスフィルタ回路８３０を含んでもよい。いくつかの実施例において、ローパスフィルタ回路８００は、閾値型ローパスフィルタ回路と呼ばれてもよい。いくつかの実施例において、４次ローパスフィルタ回路８３０は、２段増幅器（例えば、増幅器Ｕ２Ａ及びＵ２Ｂ）により実現することができる。具体的には、４次ローパスフィルタ回路８３０は、２次分散型ローパスフィルタ回路及び２次ＲＣローパスフィルタ回路により実現することができる。

図８Ｂに示すように、曲線ｅ１は、電圧制御ローパスフィルタ回路８１０の周波数応答曲線を示す。曲線ｅ２は、ブリッジローパスフィルタ回路８２０と４次ローパスフィルタ回路８３０とが直列接続された回路の周波数応答曲線を示す。曲線ｅ３は、ローパスフィルタ回路８００の周波数応答曲線を示す。いくつかの実施例において、電圧制御ローパスフィルタ回路８１０のゲイン及び周波数応答ピークを調整することにより、周波数応答ピーク８１２を含む曲線ｅ１のような曲線を得ることができる。曲線ｅ１に対応する回路（すなわち、電圧制御ローパスフィルタ回路８１０）と曲線ｅ２に対応する回路（すなわち、ブリッジローパスフィルタ回路８２０と４次ローパスフィルタ回路８３０とが直列接続された回路）とを組み合わせれば、低周波信号を十分に保持する閾値型ローパスフィルタ回路（曲線ｅ３に対応する）を得ることができる。図８Ｂから分かるように、ブリッジローパスフィルタ回路８２０と４次ローパスフィルタ回路８３０が直列接続された回路（曲線ｅ２に対応する）の２００Ｈｚでの１００Ｈｚの抑制能力は、２０ｄＢであり、閾値型ローパスフィルタ回路８００（曲線ｅ３に対応する）の２００Ｈｚでの１００Ｈｚの抑制能力は、約５０ｄＢであり、抑制能力が３１．６倍向上することに相当する。

図９Ａ～図９Ｂは、本願のいくつかの実施例に係る例示的なハイパスフィルタ回路の概略構成図である。図９Ｃは、図９Ａ～図９Ｂにおけるハイパスフィルタ回路の周波数応答曲線図である。

図９Ａに示すように、ハイパスフィルタ回路９００Ａは、抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ１で構成されたハイパスフィルタ９１０と、増幅器Ｕ２Ａとを含んでもよい。第１のハイパスフィルタ９１０は、増幅器Ｕ２Ａの入力端に接続されてもよい。いくつかの実施例において、第１のハイパスフィルタ９１０は、信号経路に位置してもよい。いくつかの実施例において、信号経路に位置するハイパスフィルタを１つ含むハイパスフィルタ回路９００Ａは、１次主路ハイパスフィルタ回路と呼ばれてもよい。

図９Ｂに示すように、ハイパスフィルタ回路９００Ｂの構造は、ハイパスフィルタ回路９００Ａと類似してもよい。両者を対比すると、ハイパスフィルタ回路９００Ｂにおけるハイパスフィルタ９２０が信号経路に位置しないという点で相違する。いくつかの実施例において、信号経路に位置しないハイパスフィルタを１つ含むハイパスフィルタ回路９００Ｂは、１次バイパスハイパスフィルタ回路と呼ばれてもよい。

なお、ローパスフィルタ回路と類似し、本明細書におけるハイパスフィルタ回路は、２次、３次ハイパスフィルタ回路又はそれ以上の高次のハイパスフィルタ回路、例えば、２次カスケード主路ハイパスフィルタ回路又は２次分散型バイパスハイパスフィルタ回路をさらに含んでもよい。いくつかの実施例において、高次ハイパスフィルタ回路は、少なくとも１つの１次主路ハイパスフィルタ回路又は少なくとも１つのバイパスハイパスフィルタ回路を含んでもよい。いくつかの実施例において、少なくとも１つの１次主路ハイパスフィルタ回路及び少なくとも１つのバイパスハイパスフィルタ回路を含む場合、高次混合ハイパスフィルタ回路と呼ばれてもよい。

図９Ｃに示すように、曲線ｆ１は、第１の２次分散型主路ハイパスフィルタ回路の周波数応答曲線を示す。曲線ｆ２は、第１の２次分散型バイパスハイパスフィルタ回路の周波数応答曲線を示す。曲線ｆ３は、第２の２次分散型バイパスハイパスフィルタ回路の周波数応答曲線を示し、第２の２次分散型バイパスハイパスフィルタ回路のパラメータは、第１の２次分散型バイパスハイパスフィルタ回路のパラメータと異なる。曲線ｆ４は、２次分散型混合ハイパスフィルタ回路の周波数応答曲線を示す。曲線ｆ５は、第２の２次分散型主路ハイパスフィルタ回路の周波数応答曲線を示し、第２の２次分散型主路ハイパスフィルタ回路のパラメータは、第１の２次分散型主路ハイパスフィルタ回路のパラメータと異なる。図９Ｃから分かるように、異なる構造及び／又はパラメータのハイパスフィルタ回路は、異なる周波数応答を有してもよい。第１の２次分散型主路ハイパスフィルタ回路（曲線ｆ１に対応する）は、超低周波信号（例えば、１Ｈｚ内の信号）への抑制効果が高いが、低周波信号（例えば、１Ｈｚよりも高い信号）への抑制効果が限られる。第１の２次分散型バイパスハイパスフィルタ回路（曲線ｆ２に対応する）及び第２の２次分散型バイパスハイパスフィルタ回路（曲線ｆ３に対応する）の低周波信号への抑制効果が限られる。２次分散型混合ハイパスフィルタ回路（曲線ｆ４に対応する）は、超低周波信号に対して高い抑制効果を有する。例えば、２次分散型混合ハイパスフィルタ回路の１Ｈｚ内の信号の抑制は、第１の２次分散型バイパスハイパスフィルタ回路（曲線ｆ２に対応する）及び第２の２次分散型バイパスハイパスフィルタ回路（曲線ｆ３に対応する）よりも強い。また、２次分散型混合ハイパスフィルタ回路（曲線ｆ４に対応する）は、５Ｈｚ内の信号に対して強い抑制能力を有する（第１の２次分散型主路ハイパスフィルタ回路（曲線ｆ１に対応する）及び第２の２次分散型主路ハイパスフィルタ回路（曲線ｆ５に対応する）よりも強い）。

なお、上記各回路に関する説明は、例示的かつ説明的なものに過ぎず、本願の適用範囲を限定するものではない。当業者であれば、本願の指導下で、回路に対して様々な修正及び変更を行うことができる。しかしながら、これらの修正及び変更は、依然として本願の範囲内にある。いくつかの実施例において、各例示的な回路は、増幅器をさらに含むため、上記各例示的な回路は、信号に対して対応する処理を行う以外、信号に対して増幅処理を行うことができる。例えば、ローパスフィルタ回路４００Ａは、信号に対してローパスフィルタ処理を行う以外に、フィルタされた信号を増幅することができる。したがって、ローパスフィルタ回路４００Ａは、ローパスフィルタ増幅回路と呼ばれてもよい。また、ローパスフィルタ増幅回路における増幅器がＲＣ帰還ネットワークを含むと、該ローパスフィルタ増幅回路は、またＲＣローパスフィルタ増幅回路と呼ばれてもよい。同様に、例えば、ハイパスフィルタ回路９００Ａは、信号をハイパスフィルタする以外に、フィルタされた信号を増幅することができる。したがって、ハイパスフィルタ回路９００Ａは、ハイパスフィルタ増幅回路と呼ばれてもよい。また、ハイパスフィルタ増幅回路における増幅器がＲＣ帰還ネットワークを含むと、該ハイパスフィルタ増幅回路は、またＲＣハイパスフィルタ増幅回路と呼ばれてもよい。いくつかの実施例において、各増幅器の信号増幅倍率は、同じであっても異なってもよい。例えば、増幅器の信号増幅倍率は、２倍、４倍、１０倍、２０倍、１００倍、３００倍、５００倍、１０００倍などであってもよい。

図１０Ａは、本願のいくつかの実施例に係る例示的な信号処理回路の回路アーキテクチャ概略図である。図１０Ｂは、図１０Ａにおける信号処理回路の周波数応答曲線である。図１０Ａに示すように、信号処理回路１０００は、第１の処理回路１０１０及び第２の処理回路１０２０を含んでもよい。第２の処理回路１０２０は、第１の処理回路１０１０に直接接続されてもよい。

第１の処理回路１０１０は、ブリッジローパスフィルタ回路１０１２、差動増幅器Ｕ１及びハイパスフィルタ１０１４を含んでもよい。いくつかの実施例において、ブリッジローパスフィルタ回路１０１２は、差動増幅器Ｕ１の入力端に接続されてもよい。ハイパスフィルタ１０１４は、差動増幅器Ｕ１の出力端に接続されてもよい。

第１の処理回路１０１０は、初期信号（例えば、電極により収集された初期信号）におけるノイズ信号を減衰し、初期信号における目標信号を増幅し、第１の処理信号を出力することができる。具体的には、ブリッジローパスフィルタ回路１０１２は、初期信号にローパスフィルタ処理を行うことができる。例えば、ブリッジローパスフィルタ回路１０１２の上限遮断周波数は、１００Ｈｚ～１０００Ｈｚの周波数範囲であってもよい。また例えば、ブリッジローパスフィルタ回路１０１２の上限遮断周波数は、１４０Ｈｚであってもよい。ブリッジローパスフィルタ回路１０１２により処理された信号は、さらに差動増幅器Ｕ１により処理することができる。例えば、差動増幅器Ｕ１は、フィルタ処理後の信号におけるコモンモード信号（例えば、電源周波数信号）を抑制することができる。また例えば、差動増幅器Ｕ１は、フィルタ処理後の信号に対して増幅処理を行うことができる。いくつかの実施例において、差動増幅器Ｕ１の信号増幅倍率は、１０倍以下であってもよい。いくつかの実施例において、差動増幅器Ｕ１の信号増幅倍率は、７倍以下であってもよい。いくつかの実施例において、差動増幅器Ｕ１の信号増幅倍率は、５倍以下であってもよい。いくつかの実施例において、差動増幅器Ｕ１の信号増幅倍率は、４倍以下であってもよい。いくつかの実施例において、差動増幅器Ｕ１の信号増幅倍率は、３倍以下であってもよい。いくつかの実施例において、差動増幅器Ｕ１の信号増幅倍率は、２倍以下であってもよい。図１０Ａの信号処理回路において、第１の処理回路１０１０は１つの増幅器（すなわち、差動増幅器Ｕ１）のみを含むため、差動増幅器Ｕ１の増幅倍率は、第１の処理回路１０１０の第１の増幅倍率と呼ばれる。

ハイパスフィルタ１０１４は、差動増幅器Ｕ１により処理された信号に対してハイパスフィルタ処理を行うことができる。例えば、ハイパスフィルタ１０１４の下限遮断周波数は、５Ｈｚ～２００Ｈｚの周波数範囲であってもよい。また例えば、ハイパスフィルタ１０１４の上限遮断周波数は、２０Ｈｚであってもよい。図１０Ａにおいて、ハイパスフィルタ１０１４により処理された信号は、第１の処理信号である。

第２の処理回路１０２０は、第１の処理信号に対して増幅処理を行うことができる。いくつかの実施例において、第２の処理回路１０２０は、増幅回路１０２２、負帰還回路１０２４及びフォロア１０２６を含んでもよい。いくつかの実施例において、増幅回路１０２２は、ＲＣ帰還ネットワーク（例えば、図６Ａにおいて、抵抗Ｒ７及びコンデンサＣ３で構成される）を含んでもよく（すなわち、増幅回路１０２２は、ＲＣ増幅回路と呼ばれてもよい）、第２の処理回路１０２０の上記第１の処理信号のゲイン倍率は、第１の処理信号の周波数の変化に伴って変化してもよい。第２の処理回路１０２０は、第１の処理信号に対して第２の倍率の増幅処理を行ってもよい。いくつかの実施例において、第２の処理回路１０２０は、複数の増幅器を含み、第２の増幅倍率は、複数の増幅器の総増幅倍率であってもよい。いくつかの実施例において、第２の増幅倍率は、第１の増幅倍率よりも大きくてもよい。例えば、第２の増幅倍率は、３０倍、５０倍、１００倍、２００倍、５００倍などよりも大きくてもよい。負帰還回路１０２４は、スライド抵抗器Ｒ５を利用して広範囲のゲイン（すなわち、増幅倍率）の調整を実現することができる。例えば、ゲインの０～Ａのゲイン変化を実現することができ、Ａは、増幅器１０２２のゲインである。いくつかの実施例において、スライド抵抗器Ｒ５は、分圧抵抗器と呼ばれてもよい。フォロア１０２６は、出力端による信号処理回路１０００への影響を遮断することができる。

図１０Ｂに示すように、信号処理回路１０００の総ゲインが高い場合、信号処理回路１０００は、２００Ｈｚ～４００Ｈｚの範囲の信号を処理する時に飽和しやすく、高周波信号の抑制が不十分である。いくつかの実施例において、増幅回路１０２２におけるＲＣ帰還ネットワークの抵抗値及び容量値を調整することにより、信号処理回路１０００の周波数応答（すなわち、バンドパス効果）を最適化することができる。例えば、ＲＣ帰還ネットワークにおける抵抗を２倍拡大し、コンデンサの値を２倍縮小することができる。いくつかの実施例において、信号処理回路１０００におけるハイパスフィルタ１０１４の周波数応答を最適化するために、ハイパスフィルタ１０１４における抵抗及びコンデンサの値を非比率的に調整し、コンデンサの影響を拡大してもよい（例えば、コンデンサの値のみを増加させる）が、このとき、非目標周波数帯域の信号もゲインが加えられる。

いくつかの実施例において、回路の次数を増やすと、回路の周波数応答の急峻性を向上させることができる（すなわち、目標周波数帯域のみの信号に大きなゲインを加え、非目標周波数帯域の信号を抑制する）ため、信号処理回路１０００の周波数応答の急峻性を向上させるために、信号処理回路１０００を基に、より高次の信号処理回路を設計することができる。具体的な説明について、図１１及びその説明を参照することができ、ここでは説明を省略する。

図１１は、本願のいくつかの実施例に係る例示的な信号処理回路の回路アーキテクチャ概略図である。図１１に示すように、信号処理回路１１００は、信号処理回路１０００と同じである第１の処理回路１０１０を含んでもよい。信号処理回路１１００は、第２の処理回路１１２０をさらに含んでもよい。

第２の処理回路１１２０は、増幅回路１１２２、ＲＣハイパスフィルタ増幅回路１１２４、負帰還回路１１２６及びフォロア１１２８を含んでもよい。回路アーキテクチャでは、信号処理回路１１００における第２の処理回路１１２０は、信号処理回路１０００における第２の処理回路１０２０に比べて、ＲＣハイパスフィルタ増幅回路１１２４をさらに含んでもよく、ＲＣハイパスフィルタ増幅回路１１２４は、ハイパスフィルタを含んでもよいため、信号に対してハイパスフィルタの役割を果たす。ＲＣハイパスフィルタ増幅回路１１２４は、コンデンサ及び抵抗が並列接続され、増幅器の入力端と出力端との間に設置されたＲＣ帰還ネットワークをさらに含んでもよい。いくつかの実施例において、信号処理回路１１００は、２次フィルタ筋電処理回路と呼ばれてもよい。さらに、第２の処理回路１０２０に比べて、第２の処理回路１１２０において、第２の処理回路１０２０におけるスライド抵抗器Ｒ５は、抵抗Ｒ５及びＲ６に置き換えられる。

いくつかの実施例において、周波数応答を最適化する（例えば、１Ｈｚ、５０Ｈｚの抑制がより強く、周波数応答ピークを５００Ｈｚ内に保持し、４００～６００倍のゲインがある）ために、増幅回路１１２２のパラメータを調整して第２の処理回路１１２０の信号のゲインを変更することができる。例えば、抵抗Ｒ７及びコンデンサＣ８を同じ比率で減少させることができる。

図１２Ａは、本願のいくつかの実施例に係る例示的な信号処理回路の回路アーキテクチャ概略図である。図１２Ｂは、図１２Ａにおける信号処理回路の周波数応答ピークが８０Ｈｚである場合の周波数応答曲線である。

図１２Ａに示すように、信号処理回路１２００Ａは、第１の処理回路１２１０及び第２の処理回路１２２０を含んでもよい。第２の処理回路１２２０は、第１の処理回路１２１０に直接接続されてもよい。

いくつかの実施例において、第１の処理回路１２１０は、ブリッジローパスフィルタ回路１２１２、差動増幅器Ｕ１及びノッチ回路１２１４を含んでもよい。ブリッジローパスフィルタ回路１２１２及び差動増幅器Ｕ１は、信号処理回路１０００におけるブリッジローパスフィルタ回路１０１２及び差動増幅器Ｕ１の構造と同じであってもよい。ノッチ回路１２１４は、ツインＴアクティブ型ノッチ回路を含んでもよい。いくつかの実施例において、ノッチ回路１２１４のノッチ点周波数は、電源周波数信号の周波数（例えば、５０Ｈｚ）に設定されてもよい。いくつかの実施例において、ノッチ回路１２１４は、カスケードノッチ回路をさらに含んでもよい。さらに、ノッチ回路１２１４は、多段カスケードノッチ回路を含んでもよい。多段カスケードノッチ回路における各段カスケードノッチ回路のノッチ点周波数は、それぞれ５０Ｈｚ、１００Ｈｚ、１５０Ｈｚ、２５０Ｈｚなどに設定されてもよい。

第２の処理回路１２２０は、ＲＣハイパスフィルタ増幅回路１２２２、ＲＣローパスフィルタ増幅回路１２２４、電圧制御ローパスフィルタ回路１２２６、負帰還回路１２２８及びフォロア１２２９を含んでもよい。ＲＣハイパスフィルタ増幅回路１２２２、ＲＣローパスフィルタ増幅回路１２２４、電圧制御ローパスフィルタ回路１２２６、フォロア１２２９は、順に直列接続されてもよい。ＲＣハイパスフィルタ増幅回路１２２２は、信号に対してハイパスフィルタ及び増幅処理を行うことができる。ＲＣローパスフィルタ増幅回路１２２４は、信号に対してローパスフィルタ及び増幅処理を行うことができる。ＲＣハイパスフィルタ増幅回路１２２２における増幅器とＲＣローパスフィルタ増幅回路１２２４における増幅器とは、信号増幅能力が同じであっても異なってもよい。いくつかの実施例において、増幅器の信号増幅倍率は、１０倍よりも大きくてもよい。いくつかの実施例において、増幅器の信号増幅倍率は、３０倍よりも大きくてもよい。いくつかの実施例において、増幅器の信号増幅倍率は、１００倍よりも大きくてもよい。いくつかの実施例において、増幅器の信号増幅倍率は、５００倍よりも大きくてもよい。電圧制御ローパスフィルタ回路１２２６は、ブリッジローパスフィルタ回路１２１２及び／又はＲＣローパスフィルタ増幅回路１２２４と結合してブリッジローパスフィルタ回路１２１２及び／又はＲＣローパスフィルタ増幅回路１２２４のその上限遮断周波数の付近での減衰を補償し、通過帯域をより平坦にすることができる。第２の処理回路１２２０において、抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６は、分圧抵抗と呼ばれてもよい。分圧抵抗の抵抗値を調整することにより、信号処理回路１２００Ａの周波数応答を調整することができる。例えば、分圧抵抗の抵抗値を増大させることにより、信号の飽和（特にノイズ信号の飽和）による目標信号の損失を防止することができる。

図１２Ｂに示すように、曲線ｇ０は、従来の信号処理製品の周波数応答曲線を示す。曲線ｇ１は、分圧抵抗が第１の抵抗値である場合の信号処理回路１２００Ａの周波数応答曲線を示し、曲線ｇ２は、分圧抵抗が第２の抵抗値である場合の信号処理回路１２００Ａの周波数応答曲線を示し、第２の抵抗値は、第１の抵抗値よりも大きい。図１２Ｂから分かるように、電源周波数信号（５０Ｈｚ）のノッチ回路１２１４が存在するため、曲線ｇ１及び曲線ｇ２は、５０Ｈｚで凹みが存在し、すなわち、電源周波数信号が大幅に抑制される。信号処理回路１２００Ａの周波数応答ピークが８０Ｈｚに設定される場合、従来の信号処理製品に比べて、信号処理回路１２００Ａは、より少ないノイズ信号を含み、高周波数範囲の信号が効果的に抑制される。

いくつかの実施例において、電源周波数信号、電源周波数高調波信号、ＭＡなどを優先して処理してから、大きなゲインを加えるという原則に基づいて、信号処理回路１２００Ａを図１２Ｃに示すように調整することができる。

図１２Ｃは、本願のいくつかの実施例に係る例示的な信号処理回路の回路アーキテクチャ概略図である。図１２Ｄは、図１２Ｃにおける信号処理回路の周波数応答ピークが８０Ｈｚである場合の周波数応答曲線である。図１２Ｃに示すように、第２の処理回路１２２０における電圧制御ローパスフィルタ回路１２２６は、ＲＣハイパスフィルタ増幅回路１２２２の前に接続されてもよく、ＲＣローパスフィルタ増幅回路１２２４は、負帰還回路１２２８に直接接続されてもよい。いくつかの実施例において、電圧制御ローパスフィルタ回路１２２６がノッチ回路１２１４の直後に設置される場合、電圧制御ローパスフィルタ回路１２２６も第１の処理回路に設置されると見なすことができる。

図１２Ｄに示すように、曲線ｈ１は、分圧抵抗Ｒ５＝Ｒ６＝１００Ωである場合の信号処理回路１２００Ｃの周波数応答曲線を示す。曲線ｈ２は、分圧抵抗Ｒ５＝Ｒ６＝１ｋΩである場合の信号処理回路１２００Ｃの周波数応答曲線を示す。図１２Ｄから分かるように、分圧抵抗Ｒ５及びＲ６の抵抗値が上昇する場合（例えば、１００Ωから１ｋΩに上昇する場合）、信号処理回路１２００Ｃの周波数応答ピークの強度を低下させ、また、信号処理回路１２００Ｃの周波数応答ピークを高周波に移動させることができる。

図１３は、本願のいくつかの実施例に係る、異なる時間で測定された信号処理回路の周波数応答曲線とシミュレーション周波数応答曲線との比較図である。いくつかの実施例において、本願の実施例における信号処理回路の安定性を測定するために、筋電信号を収集する時に、収集回路における１つの電極を半分持ち上げる（すなわち、電極が半脱落する）か又は全部持ち上げる（すなわち、電極が完全に脱落する）。

図１３に示すように、時間１曲線、時間２曲線は、異なる時間、異なる電極脱落条件で測定されたものである。時間１曲線を取得する過程において、信号収集電極を半分持ち上げてもよく、時間２曲線を取得する過程において、電極を持ち上げなくてもよい。図１３から分かるように、同一の信号処理回路を利用し、異なる時間（例えば、時間１及び時間２）、異なる条件（電極半脱落及び未脱落）で測定した該信号処理回路の周波数応答曲線は、一致性が高く、シミュレーション信号との差異が小さく、信号飽和の問題が発生しない。したがって、本願の実施例における信号処理回路は、安定性が高く、正確性が高く、測定過程における大きな程度の電極脱落の問題に対処することができる。

図１４は、本願のいくつかの実施例に係る信号処理回路を利用して二頭筋曲げ試験を行う時に収集された筋電信号である。図１４は、上から下へそれぞれ上腕二頭筋、僧帽筋及び大胸筋に対して収集された信号データを示す。二頭筋曲げ試験を行う過程において、受験者の動作は、順に２回の正常な二頭筋曲げ動作、２回の肩すくめ動作及び２回の胸挟み動作であってもよい。図１４から分かるように、信号処理回路により処理された信号は、信号雑音比が高く（信号雑音比が５００レベルに達することができる）、電源周波数及びその高調波が大幅に抑制され、筋電信号成分が簡単になる（主に目標周波数帯域の信号を含む）。したがって、本願の実施例における信号処理回路は、二頭筋曲げ運動中の筋電信号の高品質収集をスムーズに完了することができる。

本願の実施例がもたらす有益な効果は、（１）～（８）を含むが、これらに限定されない。（１）時分割多重化の方法を用いることにより、複数の信号源の収集及び処理を保証する場合、スペースコストを省き、ハードウェア要求を低減するという目的を達成することができ、（２）複数の入力チャネルが同時に信号を有する場合、各入力チャネルの間のクロストークを低減することができ、（３）完全再構成型ポリシーは、取得されたサンプリングデータに基づいて、対応するマルチパスの目標信号を完全に再現することができ、（４）強度特徴付け型ポリシーでは、取得されたサンプリングデータに基づいて、目標信号の強度情報及び一部の周波数情報を取得することができ、（５）小ゲイン、高精度ＡＤＣ、ベースラインのプログラム制御、及びハイパスフィルタ回路の追加の方法により、出現する可能性のあるベースラインドリフトの問題を解決し、（６）電源周波数信号及び電源周波数高調波信号などの強度が大きいノイズ信号を処理してから、大きなゲインを加えることにより、信号の過飽和による目標信号の損失を防止することができ、（７）回路の周波数応答ピークを電源周波数信号の周波数から離れた位置に設定することにより、電源周波数信号をさらに抑制することができ、（８）帰還増幅回路における帰還ネットワークに、抵抗と並列接続されたコンデンサを追加することにより、帰還増幅回路の信号のゲインが周波数の変化に伴って変化することができる。

なお、実施例によって、達成可能な有益な効果が異なるが、異なる実施例において、達成可能な有益な効果は、以上のいずれかの１種又は複数種の組み合わせであってもよく、他の任意の達成可能な有益な効果であってもよい。

上記で基本概念を説明してきたが、当業者にとっては、上記発明の開示は、単なる例として提示されているものに過ぎず、本願を限定するものではないことは明らかである。本明細書において明確に記載されていないが、当業者は、本願に対して様々な変更、改良及び修正を行うことができる。これらの変更、改良及び修正は、本願によって示唆されることが意図されているため、本願の例示的な実施例の精神及び範囲内にある。

さらに、本願の実施例を説明するために、本願において特定の用語が使用されている。例えば、「１つの実施例」、「一実施例」、及び／又は「いくつかの実施例」は、本願の少なくとも１つの実施例に関連した特定の特徴、構造又は特性を意味する。したがって、本明細書の様々な部分における「一実施例」又は「１つの実施例」又は「１つの代替的な実施例」の２つ以上の言及は、必ずしもすべてが同一の実施例を指すとは限らないことを強調し、理解されたい。また、本願の１つ以上の実施例における特定の特徴、構造、又は特性は、適切に組み合わせられてもよい。

また、当業者には理解されるように、本願の各態様は、任意の新規かつ有用なプロセス、機械、製品又は物質の組み合わせ、又はそれらへの任意の新規かつ有用な改善を含む、いくつかの特許可能なクラス又はコンテキストで、例示及び説明され得る。よって、本願の各態様は、完全にハードウェアによって実行されてもよく、完全にソフトウェア（ファームウェア、常駐ソフトウェア、マイクロコードなどを含む）によって実行されてもよく、ハードウェアとソフトウェアの組み合わせによって実行されてもよい。以上のハードウェア又はソフトウェアは、いずれも「データブロック」、「モジュール」、「エンジン」、「ユニット」、「アセンブリ」又は「システム」と呼ばれてもよい。また、本願の各態様は、コンピュータ可読プログラムコードを含む１つ以上のコンピュータ可読媒体に具現化されたコンピュータプログラム製品の形態を取ることができる。

また、特許請求の範囲に明確に記載されていない限り、本願の処理要素又はシーケンスの列挙した順序、英数字の使用、又は他の名称の使用は、本願の手順及び方法の順序を限定するものではない。上記開示において、発明の様々な有用な実施例であると現在考えられるものを様々な例を通して説明しているが、そのような詳細は、単に説明のためのものであり、添付の特許請求の範囲は、開示される実施例に限定されないが、逆に、本願の実施例の趣旨及び範囲内にあるすべての修正及び等価な組み合わせをカバーするように意図されることが理解されたい。例えば、上述したシステムアセンブリは、ハードウェアデバイスにより実装されてもよいが、ソフトウェアのみのソリューション、例えば、既存のサーバ又はモバイルデバイスに説明されたシステムをインストールすることにより実装されてもよい。

同様に、本願の実施例の前述の説明では、本願の開示を簡略化して、１つ以上の発明の実施例への理解を助ける目的で、様々な特徴が１つの実施例、図面又はその説明にまとめられることがあることを理解されたい。しかしながら、このような開示方法は、特許請求される主題が各請求項で列挙されるよりも多くの特徴を必要とするという意図を反映するものとして解釈すべきではない。実際に、実施例の特徴は、上記開示された単一の実施例のすべての特徴よりも少ない場合がある。

いくつかの実施例において、成分及び属性の数を説明する数字が使用されており、このような実施例を説明するための数字は、いくつかの例において修飾語「約」、「ほぼ」又は「概ね」によって修飾されるものであることを理解されたい。特に明記しない限り、「約」、「ほぼ」又は「概ね」は、上記数字が±２０％の変動が許容されることを示す。よって、いくつかの実施例において、明細書及び特許請求の範囲において使用されている数値パラメータは、いずれも個別の実施例に必要な特性に応じて変化し得る近似値である。いくつかの実施例において、数値パラメータについては、規定された有効桁数を考慮すると共に、通常の丸め手法を適用するべきである。本願のいくつかの実施例において、その範囲を決定するための数値範囲及びパラメータは、近似値であるが、具体的な実施例では、このような数値は、可能な限り正確に設定される。

本願において参照されているすべての特許、特許出願、公開特許公報、及び、論文、書籍、仕様書、刊行物、文書などの他の資料は、本願の内容と一致しないか又は矛盾する出願経過文書、及び（現在又は後に本願に関連する）本願の請求項の最も広い範囲に関して限定的な影響を有し得る文書を除いて、その全体が参照により本願に組み込まれる。なお、本願の添付資料における説明、定義、及び／又は用語の使用が本願に記載の内容と一致しないか又は矛盾する場合、本願における説明、定義、及び／又は用語の使用を優先するものとする。

最後に、本願に記載の実施例は、単に本願の実施例の原理を説明するものであることを理解されたい。他の変形例も本願の範囲内にある可能性がある。したがって、限定するものではなく、例として、本願の実施例の代替構成は、本願の教示と一致するように見なされてもよい。よって、本願の実施例は、本願において明確に紹介して説明された実施例に限定されない。

１１２ 信号収集回路
１１４ 信号収集回路
１１６ 信号収集回路
１１８ 信号収集回路
１２０ スイッチ回路
１３０ アナログ回路
１４０ 制御回路
３１０ 第１の処理回路
３１２ コモンモード信号抑制回路
３１４ ローパスフィルタ回路
３１６ ハイパスフィルタ回路
３２０ 第２の処理回路
４００Ａ ローパスフィルタ回路
４００Ｂ ローパスフィルタ回路
４００Ｃ ローパスフィルタ回路
５００Ａ ローパスフィルタ回路
５００Ｂ ローパスフィルタ回路
６００ ＲＣローパスフィルタ回路
６１０ ＲＣ帰還ネットワーク
６２０ ＲＣ帰還ネットワーク
７００ 電圧制御ローパスフィルタ回路
８００ ローパスフィルタ回路
８１０ 電圧制御ローパスフィルタ回路
８２０ ブリッジローパスフィルタ回路
８３０ ４次ローパスフィルタ回路
９００Ａ ハイパスフィルタ回路
９００Ｂ ハイパスフィルタ回路
９１０ 第１のハイパスフィルタ
９２０ ハイパスフィルタ
１０００ 信号処理回路
１０１０ 第１の処理回路
１０１２ ブリッジローパスフィルタ回路
１０１４ ハイパスフィルタ
１０２０ 第２の処理回路
１０２２ 増幅回路
１０２４ 負帰還回路
１０２６ フォロア
１１００ 信号処理回路
１１２０ 第２の処理回路
１１２２ 増幅回路
１１２４ ＲＣハイパスフィルタ増幅回路
１１２６ 負帰還回路
１１２８ フォロア
１２００Ａ 信号処理回路
１２００Ｃ 信号処理回路
１２１０ 第１の処理回路
１２１２ ブリッジローパスフィルタ回路
１２１４ ノッチ回路
１２２０ 第２の処理回路
１２２２ ＲＣハイパスフィルタ増幅回路
１２２４ ＲＣローパスフィルタ増幅回路
１２２６ 電圧制御ローパスフィルタ回路
１２２８ 負帰還回路
１２２９ フォロア

Claims (15)

1. 受信した初期信号を処理するアナログ回路を含み、前記初期信号は、目標信号及びノイズ信号を含み、
   前記アナログ回路は、
   前記目標信号と前記ノイズ信号との比を向上させ、第１の処理信号を出力する第１の処理回路と、
   前記第１の処理信号に対して増幅処理を行い、RC増幅回路によって前記第１の処理信号のゲイン倍率が前記第１の処理信号の周波数の変化に伴って変化する、前記第１の処理回路に接続された第２の処理回路と
   を含み、
   前記第１の処理回路は、コモンモード信号抑制回路、ローパスフィルタ回路及びハイパスフィルタ回路を含み、
   前記コモンモード信号抑制回路は、前記初期信号におけるコモンモード信号を抑制する、信号処理回路。
2. 前記コモンモード信号抑制回路は、差動増幅器を含む、請求項１に記載の信号処理回路。
3. 前記ローパスフィルタ回路は、前記差動増幅器の入力端に形成されたブリッジ回路構造を含む、請求項２に記載の信号処理回路。
4. 前記差動増幅器の入力インピーダンスは、１０ＭΩよりも大きい、請求項２又は３に記載の信号処理回路。
5. 前記第１の処理回路は、電源周波数信号を抑制するノッチ回路を含む、請求項１～４のいずれか一項に記載の信号処理回路。
6. 前記ノッチ回路は、電源周波数信号の高調波を抑制するカスケードノッチ回路を含む、請求項５に記載の信号処理回路。
7. 前記ノッチ回路は、ツインＴアクティブ型ノッチ回路を含む、請求項５又は６に記載の信号処理回路。
8. 前記第１の処理回路は、電圧制御ローパスフィルタ回路をさらに含み、
   前記電圧制御ローパスフィルタ回路は、目標周波数の付近にゲインを提供し、前記ローパスフィルタ回路と結合して前記ローパスフィルタ回路の減衰を補償する、請求項１～７のいずれか一項に記載の信号処理回路。
9. 前記第１の処理回路が前記目標信号と前記ノイズ信号との比を向上させる過程は、
   前記目標信号に対して第１の増幅倍率の増幅処理を行うことと、
   前記ノイズ信号に対して減衰処理を行うことと、
   を含む、請求項１～８のいずれか一項に記載の信号処理回路。
10. 前記第２の処理回路は、増幅回路、帰還回路及びフォロアを含み、
    前記増幅回路は、前記第１の処理信号に対して前記第１の増幅倍率よりも大きい第２の増幅倍率の増幅処理を行い、
    前記フォロアは、前記信号処理回路の出力端の影響を遮断する、請求項９に記載の信号処理回路。
11. 前記第２の処理回路の、前記第１の処理信号の第１の周波数範囲でのゲイン応答が前記第１の周波数範囲以外の周波数範囲でのゲイン応答よりも大きい、請求項１～１０のいずれか一項に記載の信号処理回路。
12. 前記初期信号は、筋電信号を含む、請求項１～１１のいずれか一項に記載の信号処理回路。
13. 制御回路、スイッチ回路及び少なくとも２つの信号収集回路をさらに含み、
    前記少なくとも２つの信号収集回路は、少なくとも２つの初期信号を収集し、
    前記スイッチ回路は、同一時間に前記少なくとも２つの信号収集回路のうちの一部のみの信号収集回路により収集された初期信号が前記アナログ回路に伝送されるように、前記少なくとも２つの信号収集回路と前記アナログ回路との導通を制御し、
    前記制御回路は、アナログ回路により処理された目標信号を受信し、処理後の前記目標信号をサンプリングする、請求項１～１２のいずれか一項に記載の信号処理回路。
14. 前記スイッチ回路は、複数の入力チャネルを含み、
    前記少なくとも２つの信号収集回路のうちの各信号収集回路は、１つの入力チャネルに単独で接続され、同一時間に、前記スイッチ回路は、前記制御回路の制御信号に基づいて１つの入力チャネルを選択して導通する、請求項１３に記載の信号処理回路。
15. 請求項１～１４のいずれか一項に記載の信号処理回路を含む、信号処理装置。