JP7585563B2 - 電流センサおよび漏電センサ - Google Patents

Description

本発明は、磁性体コアの磁束密度がゼロに近い条件で被測定電流を検出する磁気平衡型の電流センサおよびその電流センサを用いた漏電センサに関する。

従来より、磁気平衡型の電流センサが知られている（例えば、特許文献１～６参照）。

これらの特許文献１～６のうちの特許文献１には、磁気コアに循環コイルと検出コイルとの２つのコイルを巻回した構成の電流センサが開示されている。

また、特許文献２には、閉磁路の一部に間隙部を設けてその間隙部に強磁性体コアを挿着し、閉磁路に帰還コイルを巻回するとともに、強磁性体コアに励磁コイルと受信コイルを巻回した構成の電流センサが開示されている。

また、特許文献３には、磁気コアに帰還コイルを巻回し、さらにその磁気コアに一部の切欠きにホール素子を配置した構成の電流センサが開示されている。

さらに、特許文献４には、特許文献３と同様、磁気コアにコイルを巻回し、さらにその磁気コアに一部にホール素子を配置した構成の電流センサが開示されている。

さらに、特許文献５には、磁性体コアに励磁巻線と検出巻線との２つのコイルを巻回した構成、および、磁性体コアに励磁巻線を巻回するとともにホール素子等の磁気センサを配置した構成が開示されている。

また、特許文献６には、図面上は、磁気回路に励磁コイルが１つだけ巻回された構成が示されている。ただし、磁気回路に励磁コイルのみを巻回した構成の場合測定可能な電流範囲が強く制限されることから、励磁をキャンセルする構成を備えることが文言で記載されている。これを実現しようとすると、励磁キャンセル用のコイルを追加する必要があり、結局、２つのコイルを必要とすることになる。

これら従来の磁気平衡型の電流センサは、上記の通り、被検出電流が流れる電線が挿通される磁気コア、および当該磁気コアに複数のコイルを巻回した構成、あるいはコイルを巻回するとともにホール素子等の磁気センサを配置した構成を有する。

特開平２－２９１９７３号公報 特開１１－２８１６７８号公報 特開２００５－５５３００号公報 特開２０１５－３４７５８号公報 特許第５４４９２２２号公報 特許第５６０６５２１号公報

従来の磁気平衡型の電流センサは、磁気コアに加え、励磁コイルや帰還コイルといった複数のコイル、あるいは励磁コイルと磁気センサといった多数の要素を必要とする。このため、回路構成が複雑となったり、電流センサが大型化してしまうなどの欠点がある。

本発明は、簡素化された構成でありつつ高感度な磁気平衡型の電流センサおよびその電流センサを用いた漏電センサを提供することを目的とする。

本発明の電流センサは、
閉磁路を形成する磁性体コアと磁性体コアに巻回された励磁巻線とを有し、被測定電流が流れる電線が閉磁路を貫通しているカレントトランスと、
励磁巻線の第１端に励磁電圧を印加する駆動回路と、
励磁巻線の第２端に接続されて励磁巻線に流れる電流を電圧に変換する電流・電圧変換回路と、
電流・電圧変換回路の出力を第１の矩形波に変換する第１の波形変換回路と、
電流・電圧変換回路の出力をヒステリシスをもって第２の矩形波に変換する第２の波形変換回路と、
第１の矩形波に基づいて、第１の波形変換回路の閾値および第２の波形変換回路の閾値中心値の双方として参照される参照値を生成する参照値生成回路とを備え、
上記駆動回路が、第２の矩形波に由来する励磁電圧を生成することを特徴とする。

本発明の電流センサは、上記の構成により自励発振を実現している。これにより、簡素化された構成でありつつ高感度な磁気平衡型の電流センサが実現する。

ここで、本発明の電流センサにおいて、
第１の矩形波の繰返し周波数を測定する周波数測定回路と、
周波数測定回路で測定された繰返し周波数に基づいて、繰返し周波数が高い場合に互いの間の幅を広げた、第２の波形変換回路で参照される閾値上限値および閾値下限値を生成する閾値生成回路とを備えることが好ましい。

このように、繰返し周波数が高い場合に閾値上限値と閾値下限値との間隔を広げると、被測定電流が比較的大電流の場合に正確な電流値測定が可能となるまでの時間が短縮される。

また、本発明の電流センサにおいて、
第１の矩形波のデューティ比を測定するデューティ比測定回路を備え、
参照値生成回路が、デューティ比測定回路で測定されたデューティ比に応じた参照値を生成することが好ましい。

このデューティ比測定回路を備えると、上記の第２の矩形波が生成されないほどに被測定電流が大きい場合であっても、第２の矩形波が得られるように参照値を調整することができる。

さらに、本発明の電流センサにおいて、参照値生成回路で生成された参照値に応じた、被測定電流の電流値を出力する第１の出力回路を備えることが好ましい。

本発明の電流センサの場合、磁気的な平衡状態に収束したときの参照値が被測定電流の電流値に相当する。

さらに、本発明の電流センサにおいて、電流・電圧変換回路の出力波形の変曲点の電圧を測定する変曲点測定回路を備えることが好ましい。

上記の電流・電圧変換回路の出力波形の変曲点の電圧は、被測定電流の電流値を表している。したがって、この変曲点測定回路を備えると、磁気的な平衡状態に収束よりも前の、その平衡状態に近づいた時点で、上記の出力波形の変曲点の電圧を測定することで、より高速な測定が可能となる。

ここで、変曲点測定回路が、電流・電圧変換回路の出力波形の、電圧上昇時の変曲点の第１の電圧と電圧下降時の変曲点の第２の電圧との双方の電圧を測定して第１の電圧と第２の電圧との平均電圧を上記出力波形の変曲点の電圧とすることが好ましい。

磁性体コアの磁化に起因して第１の電圧と第２の電圧とが一致しない。そこで、上記の平均電圧を出力波形の変曲点の電圧とすることで、一層高精度な電流測定が可能となる。

ここで、変曲点測定回路を備えた場合に、その変曲点測定回路で得られた変曲点の電圧に応じた、被測定電流の電流値を出力する第２の出力回路を備えることが好ましい。

変曲点測定回路を備えた場合、電流・電圧変換回路で得られた出力波形の変曲点の電圧は、被測定電流の電流値に相当する。したがって、第２の出力回路を備えると、上記の第１の出力回路を備えるよりも被測定電流の電流値を早いタイミングで出力することができる。

また、上記目的を達成する本発明の漏電センサは、
閉磁路を形成する磁性体コアと磁性体コアに巻回された励磁巻線とを有し、各々に電流が流れ合計の電流値が漏電電流の電流値を表す複数の電線が該閉磁路を貫通しているカレントトランスと、
励磁巻線の第１端に励磁電圧を印加する駆動回路と、
励磁巻線の第２端に接続されて該励磁巻線に流れる電流を電圧に変換する電流・電圧変換回路と、
電流・電圧変換回路の出力を第１の矩形波に変換する第１の波形変換回路と、
電流・電圧変換回路の出力をヒステリシスをもって第２の矩形波に変換する第２の波形変換回路と、
第１の矩形波に基づいて、第１の波形変換回路の閾値および第２の波形変換回路の閾値中心値の双方として参照される参照値を生成する参照値生成回路とを備え、
駆動回路が第２の矩形波に基づく前記励磁電圧を生成するものであって、さらに、
第１の矩形波の繰返し周波数を測定する周波数測定回路と、
周波数測定回路で測定された繰返し周波数が所定のトリップ周波数を超えているか否かを判定する判定回路とを備えたことを特徴とする。

被検出電流の検出開始時には、漏電電流の電流値が大きいほど高い繰返し周波数が観察される。そこで、繰返し周波数が所定のトリップ周波数を超えていること判定することで漏電が発生していることを素早く知ることができる。

本発明によれば、簡素化された構成でありつつ高感度な磁気平衡型の電流センサおよびその電流センサを用いた漏電センサを提供することができる。

本発明の第１実施形態としての電流センサの回路ブロック図である。 差分電流ΔＩがゼロのときの各点Ａ～Ｅの波形を示した図である。 図２に示した差分電流ΔＩがゼロの状態から、ΔＩ＝－１Ａ（アンペア）に変化した直後の各点Ａ～Ｅの波形を示した図である。 ΔＩ＝－１Ａ（アンペア）に変化し、さらに時間が十分に経過した後の各点Ａ～Ｅの波形を示した図である。 図２に示した差分電流ΔＩがゼロの状態から、ΔＩ＝－２Ａ（アンペア）という、図３の場合よりも大きく変化した直後の各点Ａ～Ｅの波形を示した図である。 ΔＩ＝－２Ａ（アンペア）に変化し、さらに時間が十分に経過した後の各点Ａ～Ｅの波形を示した図である。 本発明の第２実施形態としての電流センサの回路ブロック図である。 図７に示し第２実施形態の電流センサ１Ｂにおいて、狭い閾値幅ΔＴｈ１に固定したときの各点の波形を示した図である。 図７に示した第２実施形態の電流センサ１Ｂにおいて、広い閾値幅ΔＴｈ２に固定したときの各点の波形を示した図である。 図７に示した第２実施形態の電流センサ１Ｂの動作シーケンスを表すフローチャートを示した図である。 本発明の第３実施形態としての電流センサの回路ブロック図である。 閾値生成回路に記憶されている閾値一覧を示した図である。 図１２に示した第３実施形態の電流センサ１Ｃの動作シーケンスを表すフローチャートを示した図である。 閾値中心値調整方法を示した図である。 測定開始時における、図１１に示す各点Ａ～Ｆの波形を示した図である。 閾値幅を１００Ｖに広げた後の各点Ａ～Ｆの波形を示した図である。 閾値中心値を変曲点の電圧と一致させたときの各点Ａ～Ｆの波形を示した図である。 閾値幅を１０Ｖに狭めて変曲点の電圧を何回か繰り返した後の最終状態の波形を示している。 変曲点の検出方法を示した図である。 本発明の第４実施形態としての電流センサの回路ブロック図である。

以下、本発明の実施の形態について説明する。

図１は、本発明の第１実施形態としての電流センサの回路ブロック図である。
この電流センサ１Ａには、カレントトランス１０Ａが備えられている。このカレントトランス１０Ａは、閉磁路を形成する磁性体コアＭと、その磁性体コアＭに巻回された励磁巻線Ｌ１とを有する。そして、この磁性体コアＭには、本実施形態では２本の電線Ｌ２，Ｌ３が貫通している。これら２本の電線Ｌ２，Ｌ３のうちの１本の電線Ｌ２には、電流Ｉ１が流れている。また、もう１本の電線Ｌ３には、電流Ｉ２が流れている。これら双方の電流Ｉ１，Ｉ２の流れる向きは、互いに逆向きである。この電流センサ１Ａは、２本の電線Ｌ２，Ｌ３を流れる合計の電流値を検知する。ただし、２本の電線Ｌ２，Ｌ３を流れる電流Ｉ１，Ｉ２の流れる向きは互いに逆向きである。そこで、電流Ｉ１，Ｉ２は電流の向きによる＋、－の符号を含むものとし、ここでは、それらの差分電流
ΔＩ＝Ｉ１＋Ｉ２＝｜Ｉ１｜―｜Ｉ２｜
が測定される。

ここで、この第１実施形態は漏電検出の要素を備えていない。ただし、後述するように、本発明の電流センサは漏電センサに応用し、あるいは漏電検知を併用した電流センサとすることができる。そこで、ここでは、この同じ構成のカレントトランス１０Ａを漏電センサの説明にもそのまま採用することができるように、差分電流ΔＩを測定する構成としている。

２本の電線Ｌ２，Ｌ３には、それぞれ往路の電流Ｉ１と復路の電流Ｉ２が流れている。したがって、漏電がないときは、｜Ｉ１｜＝｜Ｉ２｜であって、差分電流ΔＩ＝ゼロである。漏電が生じると、｜Ｉ１｜≠｜Ｉ２｜となり、差分電流ΔＩがゼロではなくなる。この電流センサ１Ａは、この差分電流ΔＩを検知するセンサである。

また、この電流センサ１Ａには、ドライブ回路２０Ａ、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ａ、コンパレータ４０Ａ、ヒステリシスコンパレータ５０Ａ、ローパスフィルタ６０Ａ、およびＡＤ変換回路７０Ａとが備えられている。

ドライブ回路２０Ａは、励磁巻線Ｌ１の第１端に励磁電圧を印加する。ここでは、この励磁電圧は矩形波であり、以下、励磁矩形波と表現する。このドライブ回路２０Ａは、本発明にいう駆動回路の一例に相当する。

また、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ａは、励磁巻線Ｌ１の第２端に接続されて励磁巻線Ｌ１に流れる電流を電圧に変換する。このＩ／Ｖ変換回路３０Ａは、本発明にいう電流・電圧変換回路の一例に相当する。

また、コンパレータ４０Ａは、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ａの出力を矩形波に変換する。このコンパレータ４０Ａは、本発明にいう第１の波形変換回路の一例に相当する。また、このコンパレータ４０Ａから出力される矩形波は、本発明にいう第１の矩形波の一例に相当する。

さらに、ヒステリシスコンパレータ５０Ａは、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ａの出力をヒステリシスをもって矩形波に変換する。このヒステリシスコンパレータ４０Ａは、本発明にいう第２の波形変換回路の一例に相当する。また、このヒステリシスコンパレータ５０Ａから出力される矩形波は、本発明にいう第２の矩形波の一例に相当する。

また、ローパスフィルタ６０Ａは、コンパレータ４０Ａから出力される第１の矩形波を、その第１の矩形波の繰返し周波数成分がほぼ消失する程度に平滑化する。ただし、このローパスフィルタ６０Ａの出力は、第１の矩形波のデューティ比が変化すると、その矩形波の繰返し周期と比べ十分に長い時間をかけて変化する。このローパスフィルタ６０Ａの出力は、コンパレータ４０Ａおよびヒステリシスコンパレータ５０Ａに入力される。そして、コンパレータ４０Ａでは、ローパスフィルタ６０Ａの出力は、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ａの出力を矩形波に変換する際の閾値となる。また、ヒステリシスコンパレータ５０Ａでは、ローパスフィルタ６０Ａの出力は、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ａの出力を矩形波に変換する際の閾値中心値となる。

ここで、ヒステリシスコンパレータ５０Ａにおけるヒステリシスの幅、すなわち閾値幅をΔＴｈとする。また、ローパスフィルタ６０Ａの出力をＴｈとする。このとき、ヒステリシスコンパレータ５０Ａは、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ａの出力が上昇しつつあるときは、その出力が閾値上限値（Ｔｈ＋ΔＴｈ／２）まで上昇したタイミングでその出力をＨレベルに変化させる。また、ヒステリシスコンパレータ５０Ａは、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ａの出力が下降しつつあるときは、その出力が閾値下限値（Ｔｈ―ΔＴｈ／２）まで下降したタイミングでその出力をＬレベルに変化させる。ヒステリシスコンパレータ５０Ａは、このようにして、第２の矩形波を生成する。

上記のドライブ回路２０Ａには、ヒステリシスコンパレータ５０Ａの出力である第２の矩形波が入力される。そして、このドライブ回路２０Ａでは、入力された第２の矩形波のインピーダンスを下げることにより励磁矩形波を生成する。この励磁矩形波は、励磁巻線Ｌ１の第１端に印加される。

ここで、ローパスフィルタ６０Ａは、本発明にいう参照値生成回路の一例に相当する。また、ローパスフィルタ６０Ａの出力Ｔｈは、本発明にいう参照値の一例に相当する。

本発明の電流センサは、上記の構成により自励発振を実現している。これにより、簡易な構成の磁気平衡型の電流センサが実現する。

以下では、図１の電流センサ１Ａの動作説明に先立って、本発明における電流の測定原理について説明する。

磁性体コアＭを貫通して流れる電流をＩ、磁性体コアＭ内を流れる全磁束をΦとしたとき、全磁束Φと電流Ｉは、インダクタンスＬを比例定数として、
Φ＝Ｌ・Ｉ ・・・（１）
Φ：全磁束
Ｉ：電流
Ｌ：インダクタンス
と表すことができる。

ここで、図１に示すカレントトランス１０Ａの場合、電流Ｉは、励磁巻線Ｌを流れる電流をＩＬ１、励磁巻線Ｌ１の巻き数をＮとしたとき、
Ｉ＝ＩＬ１・Ｎ
である。ただし、ここでは、電流Ｉ２＝Ｉ３＝０としている。

ここで、磁束Φが変化すると起電力Ｖが生じる。すなわち、
Ｖ＝－ｄΦ／ｄｔ・・・（２）
が成立する。

ここで、（１）式を時間微分すると、
ｄΦ／ｄｔ＝Ｌ・ｄＩ／ｄｔ・・・（３）
（２）式と（３）式とから、
ｄＩ／ｄｔ＝（１／Ｌ）・（ｄΦ／ｄｔ）
＝－（１／Ｌ）・Ｖ ・・・（４）
（４）式を時間について積分して電流Ｉを求めると、
Ｉ＝－（１／Ｌ）・∫Ｖｄｔ ・・・（５）
電圧Ｖを一定とすると、
Ｉ＝－（Ｖ／Ｌ）・ｔ ・・・（６）
となる。

ここで、矩形波電圧Ｖで駆動する。その場合、インダクタンスＬが一定と仮定すると、（６）式から、電流Ｉの波形は三角波となる。

一方、磁性体コアＭの磁束密度をＢ、磁束をＨ、透磁率をμとしたとき、
Ｂ＝μ・Ｈ・・・（７）
である。したがって、
μ＝Ｂ／Ｈ・・・（８）
となる。この（８）式から、透磁率μはＢ－Ｈ曲線の傾きであることが分かる。

また、インダクタンスＬは、
Ｌ＝μ・（Ｎ・Ｎ・Ｓ／ｄ）・・・（９）
ただし、Ｎ、Ｓ、ｄは、励磁巻線Ｌ１の、それぞれ巻き数、断面積、長さである。すなわち、これらＮ、Ｓ、ｄは、励磁巻線Ｌ１の形状で決まる定数である。

したがって、（９）式から、インダクタンスＬと透磁率μが比例することが分かる。

ここで、（８）式から分かるように、透磁率μはＢ－Ｈ曲線の傾きである。後述するように、このＢ－Ｈ曲線は、電線Ｌ２、Ｌ３を流れる電流Ｉ１、Ｉ２によって大きく変化し、これに伴って透磁率μも大きく変化する。したがって、（９）式から分かるように、インダクタンスＬも大きく変化する。さらに、（６）式を参照すると、インダクタンスＬが大きく変化すると、電流Ｉが大きく変化する。この電流Ｉの変化は、図１に示した電流センサ１Ａのヒステリシスコンパレータ５０Ａの出力である第２の矩形波では、繰返し周波数の変化として現れる。なぜなら、電流Ｉが大きいと、ヒステリシスコンパレータ５０Ａの閾値下限値と閾値上限値との間を高速で通り過ぎることとなるからである。ヒステリシスコンパレータ５０Ａでは、閾値下限値あるいは閾値上限値に達するごとにＨレベルとＬレベルとを反転させる。したがって、電流Ｉが大きいと、繰返し周波数の高い第２の矩形波が生成される。このように、電流Ｉが大きいと繰返し周波数の高い第２の矩形波および励磁矩形波が得られ、励磁巻線Ｌ１を流れる電流ＩＬ１の繰返し周波数が上昇し、コンパレータ４０Ａの出力である第１の矩形波の周波数も上昇する。

本発明は、この原理を適用して電流センサおよび漏電センサを構成したものである。

以下に説明する図２～図６に付した符号Ａ～Ｅは、図１の、対応する符号Ａ～Ｅを付した各点の電圧波形もしくは電流波形である。

図２は、差分電流ΔＩがゼロのときの各点Ａ～Ｅの波形を示した図である。

ここで、図２（Ａ）は、磁性体コアＭに巻回された励磁巻線Ｌ１を流れる電流ＩＬ１の波形を表わしている。

また、図２（Ｂ）は、ドライブ回路２０Ａから出力されて励磁巻線Ｌ１の第１端に印加される励磁矩形波の電圧（Ａ）を表している。この電圧（Ａ）の波形は、ヒステリシスコンパレータ５０Ａから出力される第２の矩形波の波形とも一致している。また、図２（Ｂ）には、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ａのマイナス入力端子の仮想接地電圧（Ｄ）も示されている。

また、図２（Ｃ）には、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ａの出力電圧（Ｂ）、コンパレータ４０Ａの出力電圧（Ｅ）、および、ローパスフィルタ６０Ａの出力電圧（Ｃ）が示されている。

さらに、図２（Ｄ）は、磁性体コアＭのＢ－Ｈ曲線を示している。

なお、ここでは、図２を取り上げて説明しているが、Ａ～Ｅの符号の付し方は、図２～図６について共通である。

この図２は、差分電流ΔＩがゼロのときの各点Ａ～Ｅの波形を示した図であり、これが初期状態である。図２（Ｄ）に示すＢ－Ｈ曲線は、磁界Ｈ＝０．００［Ａ／ｍ］を中心に回転対称の曲線となっている。

図３は、図２に示した差分電流ΔＩがゼロの状態から、ΔＩ＝－１Ａ（アンペア）に変化した直後の各点Ａ～Ｅの波形を示した図である。

図３（Ｄ）のＢ－Ｈ曲線を参照すると、図２（Ｄ）のＢ－Ｈ曲線と比べ、磁界Ｈがマイナス側に大きくシフトし、かつ、傾きがかなり小さくなっていることが分かる。傾きが小さくなっと小さくなったということは、（８）式から透磁率μが小さな値に変化したことを意味している。このことは、（９）式からインダクタンスＬが小さな値に変化したこと、さらに、（６）式から、電流Ｉが増大したことを意味している。上述した通り、この電流Ｉの増大は繰返し周波数の高周波化を引き起こす。図２と比べ、図３の方が高周波化している。

また、この図３に示されているのは、ΔＩ＝－１Ａ（アンペア）に変化した直後の各点Ａ～Ｅの波形である。このため、ローパスフィルタ６０Ａの出力には未だその変化が反映されておらず、図２の場合と同様、電圧（Ｃ）＝０Ｖのままである。

一方、Ｂ－Ｈ曲線の変化を受けて、励磁巻線Ｌ１を流れる電流が変化し、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ａの出力電圧（Ｂ）に示すように、平均値がゼロＶから偏倚し、ＤＣ成分を持った波形となっている。このため、コンパレータ４０Ａの出力矩形波は、電圧（Ｅ）で示すように、デューティ比が５０％ではなくなっている。この状態のまま時間が十分に経過すると、このデューティ比が５０％から外れていることがローパスフィルタ６０Ａの出力に反映される。

図４は、ΔＩ＝－１Ａ（アンペア）に変化し、さらに時間が十分に経過した後の各点Ａ～Ｅの波形を示した図である。

ここでは、上記の、デューティ比が５０％から外れていることがローパスフィルタ６０Ａの出力に反映されて、電圧（Ｃ）が－２Ｖに変化している。そして、電圧（Ｃ）が変化したことによって、電圧（Ｅ）は、デューティ比５０％の矩形波に戻っている。また、電圧（Ａ）、電圧（Ｅ）とも、繰返し周波数が、図２と同様の周波数にまで低下している。さらに、Ｂ－Ｈ曲線も、磁界Ｈ＝０．００を中心とした、図１のＢ－Ｈ曲線と同じ形状に戻っている。この状態となったときのローパスフィルタ６０Ａの出力電圧（Ｃ）がＡＤ変換回路７０Ａを経由し、差分電流ΔＩ＝－１Ａ（アンペア）という電流測定値として出力される。

図５は、図２に示した差分電流ΔＩがゼロの状態から、ΔＩ＝－２Ａ（アンペア）という、図３の場合よりも大きく変化した直後の各点Ａ～Ｅの波形を示した図である。

この図５を図３と比べると、Ｂ－Ｈ曲線がマイナス側にさらに大きくシフトし、その傾きがさらに小さくなっている。そして、繰返し周波数がさらに高周波化している。

図６は、ΔＩ＝－２Ａ（アンペア）に変化し、さらに時間が十分に経過した後の各点Ａ～Ｅの波形を示した図である。

ここでも、繰返し周波数が図２と同様の周波数にまで低下している。さらに、Ｂ－Ｈ曲線も、磁界Ｈ＝０．００を中心とした、図１のＢ－Ｈ曲線と同じ形状に戻っている。ただし、ここでは、ローパスフィルタ６０Ａの出力電圧（Ｃ）は－４Ｖである。この電圧（Ｃ）がＡＤ変換回路７０Ａを経由して、差分電流ΔＩ＝－２Ａ（アンペア）という電流測定値として出力される。

ここでは、ΔＩ＝－１Ａ（アンペア）およびΔＩ＝－２Ａ（アンペア）という、図１に示した電流センサ１Ａで測定可能な範囲の差分電流ΔＩの場合について説明した。差分電流ΔＩがさらに大きくなり、例えばΔＩ＝－４Ａ（アンペア）となると、Ｂ－Ｈ曲線の傾きがさらに小さくなり過ぎて、図３に示した状態から図４に示した状態、あるいは図５に示した状態から図６に示した状態に引き戻すことができなくなる。すなわち、図１の電流センサ１Ａの場合、この程度の差分電流ΔＩが測定限界である。ここで、図１には明示的には示されていない回路定数を変更すると測定限界を調整することも可能である。ただし、その場合は、測定精度の低下を引き起こすことになる。

なお、ここでは、ΔＩ＝－１Ａ（アンペア）およびΔＩ＝－２Ａ（アンペア）という、マイナス側の差分電流ΔＩの場合について例示したが、プラス側の差分電流ΔＩの場合も同様である。プラス側の差分電流ΔＩの場合は、時間が十分経過した後の電圧（Ｃ）がプラスの値を示し、プラス側に流れる差分電流ΔＩであることが分かる。

図７は、本発明の第２実施形態としての電流センサの回路ブロック図である。

この電流センサ１Ｂには、カレントトランス１０Ｂが備えられている。このカレントトランス１０Ｂは、図１に示した第１実施形態の電流センサ１Ａに採用されているカレントトランス１０Ａと同じ構成のものである。

また、この電流センサ１Ｂには、ドライブ回路２０Ｂ、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｂ、コンパレータ４０Ｂ、ヒステリシスコンパレータ５０Ｂ、ローパスフィルタ６０Ｂ、およびＡＤ変換回路７０Ｂが備えられている。

これらのうち、ドライブ回路２０Ｂ、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｂ、およびコンパレータ４０Ｂは、図１に示す第１実施形態の電流センサ１Ａの、それぞれ、ドライブ回路２０Ａ、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ａ、およびコンパレータ４０Ａに相当する。これらについての重複説明は省略する。

また、ヒステリシスコンパレータ５０Ｂは、第１実施形態の電流センサ１Ａのヒステリシスコンパレータ５０Ａに相当する。ただし、その構成は異なっている。この異なっている点については、後述する。

さらに、ローパスフィルタ６０ＢおよびＡＤ変換回路７０Ｂは、図１に示す第１実施形態の電流センサ１Ａの、それぞれ、ローパスフィルタ６０ＡおよびＡＤ変換回路７０Ａに相当する。これらについての重複説明も省略する。

この図７に示す第２実施形態の電流センサ１Ｂには、さらに、周波数測定回路８０Ｂおよび閾値生成回路９０Ｂが備えられている。

周波数測定回路８０Ｂはコンパレータ４０Ｂから出力された第１の矩形波の繰返し周波数Ｆを測定する。

また、閾値生成回路９０Ｂは、ヒステリシスコンパレータ５０Ｂで参照される閾値上限値および閾値下限値を生成する。この閾値生成回路９０Ｂには、ローパスフィルタ６０Ｂの出力である閾値中心値と、周波数測定回路９０Ｂで測定された繰返し周波数Ｆが入力される。

この閾値生成回路９０Ｂには、２段階の閾値幅ΔＴｈ１、ΔＴｈ２（ただし、ΔＴｈ１＜ΔＴｈ２）の情報が予め設定されている。そして、この閾値生成回路９０Ｂでは、周波数測定回路９０Ｂで測定された繰返し周波数Ｆが予め定められた周波数閾値Ｆｔｈ１よりも低い場合は、幅の狭い閾値幅ΔＴｈ１に基づく閾値上限値および閾値下限値が生成される。一方、周波数Ｆが周波数閾値Ｆｔｈ１よりも高い場合は、幅の広い閾値幅ΔＴｈ２に基づく閾値上限値および閾値下限値が生成される。具体的には、ローパスフィルタ６０Ｂの出力である閾値中心値をＴｈとすると、周波数Ｆ＜Ｆｔｈ１の場合は、閾値上限値（Ｔｈ＋ΔＴｈ１／２）と閾値下限値（Ｔｈ－ΔＴｈ１／２）が生成される。一方、周波数Ｆ＞Ｆｔｈ１の場合は、閾値上限値（Ｔｈ＋ΔＴｈ２／２）と閾値下限値（Ｔｈ－ΔＴｈ２／２）が生成される。閾値上限値と閾値下限値を２段階に変更する理由については、後述する。

このようにして生成された閾値上限値と閾値下限値は、ヒステリシスコンパレータ５０Ｂに設定される。

この第２実施形態の電流センサ１Ｂのヒステリシスコンパレータ５０Ｂは、閾値判定回路５１と電圧反転回路５２を備えている。

閾値判定回路５１には、閾値生成回路９０Ｂで生成された閾値上限値および閾値下限値が入力され、さらに、励磁巻線Ｌ１を流れる電流波形を表す、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｂの出力電圧（Ｂ）が入力される。そして、この閾値反転回路５１は、波形Ｖ（Ｂ）の上昇時にはその出力電圧（Ｂ）と閾値上限値とを比較し、出力電圧（Ｂ）が上昇してきて閾値上限値に達したタイミングで閾値上限値に達したことを電圧反転回路５２に通知する。また、閾値反転回路５１は、出力電圧（Ｂ）の下降時にはその出力電圧（Ｂ）と閾値下限値とを比較し、出力電圧（Ｂ）が下降してきて閾値下限値に達したタイミングで閾値下限値に達したことを電圧反転回路５２に通知する。

電圧反転回路５２は、閾値反転回路５１からの通知を受けたタイミングで電圧を反転させることにより、第２の矩形波を生成する。この第２の矩形波はドライブ回路２０Ｂに入力され、電圧（Ａ）で表される励磁矩形波として励磁巻線Ｌ１に印加される。

この図７に示す第２実施形態の電流センサ１Ｂは、漏電検出の機能を兼ね備えている。大電流の漏電が発生したときは、漏電電流の正確な電流値を測定するよりも、漏電が発生したことをいち早く通知することが重要である。

この第２実施形態の電流センサ１Ｂには、漏電電流をいち早く検知するための要素として周波数判定回路１００Ｂが備えられている。前述の通り、差分電流ΔＩが大きいほど高い繰返し周波数が観測される。差分電流ΔＩは、すなわち漏電電流である。周波数測定回路８０Ｂで測定された繰返し周波数Ｆの情報は、周波数判定回路１００Ｂにも入力される。この周波数判定回路１００Ｂでは、周波数測定回路８０Ｂで測定された繰返し周波数Ｆが漏電の基準となるトリップ周波数Ｆｔｈｔを超えているか否かが判定される。繰返し周波数Ｆがトリップ周波数Ｆｔｈｔを超えている（Ｆ＞Ｆｔｈｔ）と、漏電が発生していることを表すトリップ出力が直ちに発せられる。

漏電電流すなわち差分電流ΔＩの正確な電流値は、その後の、この電流センサ１Ｂの動作が収束した時点で測定される。

ここで、繰返し周波数Ｆが高い場合に閾値幅を広げる理由について説明する。

図１に示した第１実施形態の電流センサ１Ａは、閾値幅を変更する構成は存在しない。すなわち、第１実施形態の電流センサ１Ａのヒステリシスコンパレータ５０Ａには、予め固定された１つの閾値幅ΔＴｈが設定されている。閾値中心値Ｔｈは、ローパスフィルタ６０Ａの出力の電圧（Ｃ）であって、説明した通り、図２では０Ｖ、図４では－２Ｖ、図６では－４Ｖのように変化する。すなわち、第１実施形態の電流センサ１Ａは、その変化する閾値中心値Ｔｈを中心とした、閾値上限値（Ｔｈ＋ΔＴｈ／２）および閾値下限値（Ｔｈ－ΔＴｈ／２）で動作する。閾値幅ΔＴｈは常に一定である。

図８は、図７に示し第２実施形態の電流センサ１Ｂにおいて、狭い閾値幅ΔＴｈ１に固定したときの各点の波形を示した図である。

この図８および次の図９に付した符号Ａ～Ｆは、図７の、対応する符号Ａ～Ｆを付した各点の電圧波形もしくは電流波形である。

この図８には、差分電流ΔＩを、ΔＩ＝０ＡからΔＩ＝８Ａへとステップ的に変化させたときの、各点の波形のその後の変化が示されている。閾値幅ΔＴｈ１は、閾値上限値である電圧（Ｃ）と閾値下限値である電圧（Ｄ）との間の幅であって、ΔＴｈ１＝１０Ｖに固定されている。

図８（Ｄ）には、内側がハッチングで埋められたＢ－Ｈ曲線が示されている。これは、Ｂ－Ｈ曲線が時間的に変化し、その変化したＢ－Ｈ曲線を重ねて示したことを意味している。

図９は、図７に示した第２実施形態の電流センサ１Ｂにおいて、広い閾値幅ΔＴｈ２に固定したときの各点の波形を示した図である。

この図９には、図８と同じく、差分電流ΔＩを、ΔＩ＝０ＡからΔＩ＝８Ａへとステップ的に変化させたときの、各点の波形のその後の変化が示されている。閾値幅ΔＴｈ２は、電圧Ｖ（Ｃ）と電圧Ｖ（Ｄ）との間の幅であって、ΔＴｈ２＝２０Ｖに固定されている。

この図９を図８と比べると分かるように、前述の（６）式の電流Ｉの変化速度との関係で、初期段階において図９の方が低い繰返し周波数が観察される。また、それ以上波形が変化しない安定状態に収束するまでの時間が短縮化されている。

繰返し周波数Ｆが高い場合に閾値幅を広げる理由について、第１実施形態の電流センサ１Ａの波形を参照してさらに説明を続ける。具体的には、差分電流ΔＩ＝０Ａの初期状態を示した図２、ΔＩ＝－１Ａに変化させた直後の状態を示した図３、およびΔＩ＝－２Ａに変化させた直後の状態を示した図５のＢ－Ｈ曲線を比較する。これらのＢ－Ｈ曲線を比較すると分かるように、差分電流ΔＩが大きくなるほどＢ－Ｈ曲線の中心値が磁界Ｈ＝０．００［Ａ／ｍ］から大きく外れ、その傾き、すなわち透磁率μが小さくなっている。この透磁率μが大きいほど、図３の状態から図４の収束状態への移行、あるいは図５の状態から図６の収束状態への移行が円滑に行われる。前述した通り、ここには、ΔＩ＝－１Ａに変化させたときとΔＩ＝－２Ａに変化させたときの波形しか示されていない。前述した通り、ΔＩ＝－４Ａに変化させると、Ｂ－Ｈ曲線の傾き、すなわち透磁率μが小さくなりすぎて、もはや図４あるいは図６に示すような収束状態へは移行することができない。

ここで、閾値幅を広げることは、Ｂ－Ｈ曲線の広い範囲、すなわち、磁界Ｈ＝０．００に近づいた範囲、あるいは磁界Ｈ＝０．００を含む範囲を利用することを意味している。換言すると、閾値幅を広げると、広げない場合と比べ、Ｂ－Ｈ曲線の傾きの大きい部分、すなわち大きな透磁率μを利用することができることを意味している。さらに換言すると、閾値幅を広げると、広げない場合と比べ、大きな差分電流ΔＩであっても、図３あるいは図５の状態から図４あるいは図６の収束状態へと移行させることができる。そして、収束状態に移行したときのローパスフィルタ６０Ａの出力電圧、すなわち図４の電圧（Ｃ）＝－２Ｖ、あるいは図６の電圧（Ｃ）＝－４Ｖが差分電流ΔＩに対応する。

ただし、閾値幅を広げると、その広い閾値幅の中から電圧（Ｃ）を測定することになり、測定精度の低下を招くおそれがある。すなわち、高精度の電流測定のためには、閾値幅は狭いほうが好ましい。

そこで、図７に示した第２実施形態の電流センサ１Ｂは、閾値幅をΔＴｈ２に広げた場合であっても、収束状態に近づくと、再度、閾値幅をΔＴｈ１に狭めて電流測定を行うシーケンスを採用している。

図１０は、図７に示した第２実施形態の電流センサ１Ｂの動作シーケンスを表すフローチャートを示した図である。

ここでは、先ず、ヒステリシスコンパレータ５０Ｂに、閾値中心値の初期値が設定される（ステップＳＢ１）。この閾値中心値はローパスフィルタ６０Ｂの出力であって、動作開始後は、閾値中心値はローパスフィルタ６０Ｂの出力の変化によって変化する。

次いで、ヒステリシスコンパレータ５０Ｂに、閾値幅の初期値が設定される（ステップＳＢ２）。ここでは、閾値幅をΔＴｈ１とΔＴｈ２（ただし、ΔＴｈ１＜ΔＴｈ２）の２段階に変更する構成としており、この閾値幅の初期値としては、幅の狭い閾値幅ΔＴｈ１が採用される。閾値幅を３段階以上に変更する構成の場合は、閾値幅の初期値としては最小幅の閾値幅が採用される。

このようにして、閾値中心値の初期値（ステップＳＢ１）および閾値幅の初期値（ステップＳＢ２）が設定されると、周波数測定回路８０Ｂにおいて繰返し周波数Ｆの測定が行われる（ステップＳＢ３）。そして、測定された繰返し周波数Ｆが周波数閾値Ｆｔｈ１よりも高い周波数であったときは、閾値幅がΔＴｈ２に拡大されて（ステップＳＢ４）、再び繰返し周波数Ｆが測定される。

また、測定された繰返し周波数Ｆが漏電の基準となるトリップ周波数Ｆｔｈｔよりも高い周波数であったときは、直ちにトリップ信号が出力される。

また、ここでは、出力電圧、すなわち、ローパスフィルタ６０Ｂの出力が測定され（ステップＳＢ５）、その測定された出力電圧が電流値に換算されて（ステップＳＢ６）、その電流値が出力される。

出力電圧の測定が終わると（ステップＳＢ５）、ステップＳＢ２に戻り、再び、閾値幅の初期値、すなわち、狭い閾値幅ΔＴｈ１が設定される。繰返し周波数Ｆが未だ閾値Ｆｔｈ１以上であったときは（ステップＳＢ３）、広い閾値幅ΔＴｈ２に再び変更される（ステップＳＢ４）。これを繰返し実行し、繰返し周波数Ｆが閾値Ｆｔｈ１未満になると（ステップＳＢ３）、もはや広い閾値幅ΔＴｈ２へは変更されずに、狭い閾値幅ΔＴｈ１の状態で出力電圧測定が行われる（ステップＳＢ５）。このようにして、電流値出力は、低い精度で測定した値から高精度で測定した値へと収束する。

図１１は、本発明の第３実施形態としての電流センサの回路ブロック図である。

ここでは、図７に示した第２実施形態の電流センサ１Ｂを比較対象として説明する。

この電流センサ１Ｃには、カレントトランス１０Ｃが備えられている。このカレントトランス１０Ｃは、図７に示した第２実施形態の電流センサ１Ｂに採用されているカレントトランス１０Ｂと同じ構成のものである。

また、この電流センサ１Ｃには、ドライブ回路２０Ｃ、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｃ、コンパレータ４０Ｃ、およびヒステリシスコンパレータ５０Ｃが備えられている。

これらドライブ回路２０Ｃ、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｃ、コンパレータ４０Ｃ、およびヒステリシスコンパレータ５０Ｃは、図７に示した第２実施形態の電流センサ１Ｂの、それぞれに対応する要素に相当する。これらについての重複説明は省略する。

この図１１に示す第３実施形態の電流センサ１Ｃには、さらに、周波数測定回路８０Ｃ、デューティ比測定回路１１０Ｃ、閾値生成回路１２０Ｃ、ＤＡ変換回路１３０Ｃ、ＡＤ変換回路１４０Ｃ、変曲点測定回路１５０Ｃ、および出力インタフェース１６０Ｃが備えられている。

周波数測定回路８０Ｃは、図７に示す第２実施形態の電流センサ１Ｂの周波数測定回路８０Ｂと同じく、コンパレータ４０Ｃから出力された第１の矩形波の繰返し周波数Ｆを測定する。

また、デューティ比測定回路１１０Ｃは、コンパレータ４０Ｃから出力された第１の矩形波のデューティ比を測定する。

このデューティ比について、第１実施形態における波形図を参照して説明する。

図３（Ｃ）には、コンパレータ４０Ａからの出力矩形波である電圧（Ｅ）が示されている。この電圧（Ｅ）は、５０％を超えるデューティ比を有する矩形波である。図３には、差分電流ΔＩがマイナス（ここではΔＩ＝－１Ａ）の時の波形が示されている。このように、差分電流ΔＩがマイナスの時は、５０％を超えるデューティ比を有する矩形波が観察される。一方、図示は省略されているが、差分電流ΔＩがプラスの時は、５０％に満たないデューティ比を有する矩形波が観察される。このように、このデューティ比を測定すると、差分電流ΔＩの流れの向きが分かる。ここでは、デューティ比測定回路１１０Ｃを使って差分電流ΔＩの流れの向きを検出している。

これら周波数測定回路８０Ｃおよびデューティ比測定回路１１０Ｃで測定された繰返し周波数Ｆおよびデューティ比は閾値生成回路１２０Ｃに入力される。また、周波数測定回路８０Ｃで測定された繰返し周波数Ｆは、出力インタフェース１６０Ｃにも入力される。

また、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｃの出力は、コンパレータ４０Ｃに入力されるとともに、ＡＤ変換回路１４０Ｃにも入力されてデジタル信号に変換される。変曲点測定回路１５０Ｃは、そのデジタル信号を用いた演算により、変曲点を検出してその変曲点の電圧を算出する。この算出された変曲点の電圧は、差分電流ΔＩの電流値に対応する。この変曲点測定回路１５０Ｃにおける演算についての説明は後に譲る。変曲点測定回路１６０Ｃで測定された変曲点の電圧は、閾値生成回路１２０Ｃおよび出力インタフェース１６０Ｃに入力される。

図１２は、閾値生成回路に記憶されている閾値一覧を示した図である。

この一覧には、閾値中心値の初期値Ｔｈ１、閾値幅の初期値ΔＴｈ１、および各周波数領域Ｆ１～Ｆ２、Ｆ２～Ｆ３、Ｆ３～Ｆ４、・・・ごとの閾値幅ΔＴｈ２、ΔＴｈ３、ΔＴｈ４、・・・が含まれている。

この一覧中の周波数領域は、周波数測定回路８０Ｃで測定される繰返し周波数Ｆによって区分される領域である。Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３、Ｆ４・・の順に高い繰返し周波数Ｆを意味している。

また、各周波数領域Ｆ１～Ｆ２、Ｆ２～Ｆ３、Ｆ３～Ｆ４、・・・ごとの閾値幅ΔＴｈ２、ΔＴｈ３、ΔＴｈ４、・・は、いずれも、閾値幅の初期値ΔＴｈ１よりも広い閾値幅である。また、各周波数領域Ｆ１～Ｆ２、Ｆ２～Ｆ３、Ｆ３～Ｆ４、・・・ごとの閾値幅ΔＴｈ２、ΔＴｈ３、ΔＴｈ４、・・は、繰返し周波数Ｆが高い領域ほど広い閾値幅となっている。ここでは、Ｆ１＜Ｆ２＜Ｆ３＜Ｆ４＜・・・であり、したがって、ΔＴｈ１＜ΔＴｈ２＜ΔＴｈ３＜ΔＴｈ４＜・・・である。

図１１に戻って説明を続ける。

閾値生成回路１２０Ｃでは、閾値中心値、閾値上限値、および閾値下限値を生成する。これら閾値中心値、閾値上限値、および閾値下限値の生成アリゴリズムについての説明は後に譲る。

閾値生成回路１２０Ｃで生成された閾値中心値、閾値上限値、および閾値下限値はＤＡ変換回路１３０Ｃに入力され、アナログ信号に変換される。そして、アナログ信号としての閾値中心値、閾値上限値、および閾値下限値のうちの閾値上限値および閾値下限値は、ヒステリシスコンパレータ５０Ｃに入力される。また、これら閾値上限値および閾値下限値は、ＡＤ変換回路１４０Ｃに適合するようにスケール調整されて、ＡＤ変換回路１４０ＣのＨ側リファレンス電圧およびＬ側リファレンス電圧としてＡＤ変換回路１４０Ｃに入力される。これにより、ＡＤ変換回路１４０Ｃでは、閾値上限値と閾値下限値との間をフルスケールとするデジタル信号が得られる。

また、ＤＡ変換回路１３０Ｃでアナログ信号に変換された閾値中心値、閾値上限値、および閾値下限値のうちの閾値中心値は、コンパレータ４０Ｃに入力される。コンパレータ４０Ｃでは、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｃの出力をその閾値中心値を閾値として２値化することにより、第１の矩形波を生成する。

この図１１に示す第３実施形態の電流センサ１Ｃの場合、閾値生成回路１２０Ｃが、本発明にいう参照値生成回路の一例に相当する。

出力インタフェース１６０Ｃには、上述のとおり、変曲点測定回路１５０Ｃで得られた変曲点の電圧を表す信号と、周波数測定回路１５０Ｃで得られた繰返し周波数Ｆを表す信号が入力される。

変曲点の電圧は差分電流ΔＩの電流値に相当し、出力インタフェース１６０Ｃでは変曲点の電圧が差分電流ΔＩの電流値に変換されて電流値出力となる。

また、出力インタフェース１６０Ｃでは、繰返し周波数Ｆが漏電の基準となるトリップ周波数Ｆｔｈｔを超えているか否かが判定される。繰返し周波数Ｆがトリップ周波数Ｆｔｈｔを超えている（Ｆ＞Ｆｔｈｔ）と、漏電が発生していることを表すトリップ出力が直ちに発せられる。

図１３は、図１２に示した第３実施形態の電流センサ１Ｃの動作シーケンスを表すフローチャートを示した図である。

ここでは、先ず、閾値中心値の初期値Ｔｈ１（図１２参照）が設定される（ステップＳＣ１）。また、閾値幅の初期値ΔＴｈ１が設定される（ステップＳＣ２）。閾値幅の初期値ΔＴｈ１は、周波数領域ごとの閾値幅ΔＴｈ２、ΔＴｈ３、ΔＴｈ４、・・のいずれよりも狭い閾値幅である。具体的には、閾値生成回路１２０Ｃ（図１２）において、それらの初期値Ｔｈ１、ΔＴｈ１に基づいて閾値上限値（Ｔｈ１＋ΔＴｈ１／）と閾値下限値（Ｔｈ１－ΔＴｈ１／２）が生成される。

これらの閾値上限値（Ｔｈ１＋ΔＴｈ１／２）および閾値下限値（Ｔｈ１－ΔＴｈ１／２）は、ＤＡ変換回路１３０Ｃを経由してヒステリシスコンパレータ５０Ｃに設定される。また、これらの閾値上限値（Ｔｈ１＋ΔＴｈ１／２）および閾値下限値（Ｔｈ１－ΔＴｈ１／２）は、スケール変換されてＡＤ変換回路１４０Ｃに設定される。

また、閾値中心値の初期値Ｔｈ１は、ＤＡ変換回路１３０Ｃを経由してコンパレータ４０Ｃに設定される。

次いで周波数測定回路８０Ｃにおいて繰返し周波数Ｆの測定が行われる（ステップＳＣ３）。そして、測定された繰返し周波数Ｆが漏電の基準となるトリップ周波数Ｆｔｈｔよりも高い周波数であったときは、直ちにトリップ信号が出力される。

またここでは、測定された繰返し周波数Ｆが予め定められた周波数閾値Ｆ１よりも高い周波数であったときは、図１２に示した一覧に従い、閾値幅が、測定された繰返し周波数Ｆを含む周波数領域に応じた閾値幅に拡大される（ステップＳＣ４）。ここでは、測定された繰返し周波数Ｆが例えばＦ１～Ｆ２の周波数領域に含まれる周波数であったときは、閾値幅がΔＴｈ２に拡大される。具体的には、閾値生成回路１２０Ｃにおいて、その拡大された閾値幅ΔＴｈ２を用いた閾値上限値（Ｔｈ１＋ΔＴｈ２／２）および閾値下限値（Ｔｈ１－ΔＴｈ２／２）が生成される。そして、この生成された閾値上限値（Ｔｈ１＋ΔＴｈ２／２）および閾値下限値（Ｔｈ１－ΔＴｈ２／２）が、ヒステリシスコンパレータ５０Ｃに設定される。

次に、変曲点が検出される（ステップＳＣ５）。

変曲点測定回路１５０Ｃには、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｃの出力がＡＤ変換回路１４０Ｃを経由して入力され、変曲点測定回路１５０Ｃでは、その入力されたＩ／Ｖ変換回路３０Ｃの出力に基づいて変曲点が検出されて、その検出された変曲点の電圧が測定される。Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｃの出力は、図１６（Ｃ）、図１７（Ｃ）、あるいは図１８（Ｃ）に電圧（Ｂ）で示す形状の波形を有する。変曲点は、この波形の、円Ｒ１で示した、上に凸から下に凸に移行する点と、円Ｒ２で示した、下に凸から上に凸に移行する点である。これらの変曲点の電圧は、差分電流ΔＩの電流値に対応している。変曲点の具体的な検出方法については、後述する。

ここでは、変曲点が検出不能であったとする。

ＡＤ変換回路１４０Ｃには、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｃの出力が入力される。そして、そのＡＤ変換回路１４０Ｃは、上述の通り、閾値上限値と閾値下限値に挟まれた電圧領域内の信号についてＡＤ変換が行われる。ところが、差分電流ΔＩの電流値が大きすぎると、閾値幅を広げても、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｃの出力波形が閾値上限値と閾値下限値との間から外れる場合があり得る。この場合、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｃの出力波形がデジタル信号に反映されないため、変曲点の検出が不能となる。

変曲点の検出が不能であったときは、デューティ比測定回路１１０Ｃで測定されたデューティ比が参照される（ステップＳＣ６）。前述したように、このデューティ比が５０％を超えているときはマイナスの差分電流ΔＩが流れていることを表している。また、このデューティ比が５０％に足りないときはプラスの差分電流ΔＩが流れていることを表している。

そして、そのデューティ比に応じて、すなわち差分電流ΔＩの方向に応じて、閾値中心値が調整される（ステップＳＣ７）。

図１４は、閾値中心値調整方法を示した図である。

図１４（Ａ）は、デューティ比が５０％を超えているとき、すなわちマイナスの差分電流ΔＩが流れているときの調整方法を示している。

調整前の閾値中心値が図１４（Ａ）（１）の電圧レベルにあったとする。中央に閾値中心値が存在し、その閾値中心値から等間隔の位置に閾値上限値と閾値下限値が存在する。図１３のステップＳＣ７では、この（Ａ）（１）のレベルにある閾値中心値を、（Ａ）（２）に示すように、調整前の閾値下限値と同じ電圧レベルに変更する。これに伴って、閾値上限値と閾値下限値も同じ電圧幅だけ調整される。

図１３のステップＳＣ７において閾値中心値をこのように調整した後、再び変曲点の電圧測定が試みられる。仮に、未だ調整不足だったときは、図１４（Ａ）（２）から（Ａ）（３）のように、もう一段、同様の調整が行われる。図示は省略するが、さらに調整不足だったときは、さらに同様の調整が繰り返される。

一方、図１４（Ｂ）は、デューティ比が５０％足りないとき、すなわちプラスの差分電流ΔＩが流れているときの調整方法を示している。

調整前の閾値中心値が図１４（Ｂ）（１）の電圧レベルにあったとする。中央に閾値中心値があり存在し、その閾値中心値から等間隔の位置に閾値上限値と閾値下限値が存在する。この図１４（Ｂ）（１）は、図１４（Ａ）（１）とは別に示されているが、図１４（Ａ）（１）と同一の電圧レベルを示している図である。

図１３のステップＳＣ７では、この（Ｂ）（１）のレベルにある閾値中心値を、（Ｂ）（２）に示すように、調整前の閾値上限値と同じ電圧レベルに変更する。これに伴って、閾値上限値と閾値下限値も同じ電圧幅だけ調整される。

図１３のステップＳＣ７において閾値中心値をこのように調整した後、再び変曲点の電圧測定が試みられる。仮に、未だ調整不足だったときは、図１４（Ｂ）の（２）から（Ｂ）（３）のように、もう一段、同様の調整が行われる。図示は省略するが、さらに調整不足だったときは、さらに同様の調整が繰り返される。

図１３のステップＳＣ７においてこのような調整を行うと、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｃの出力が反映されたデジタル信号を得ることができ、変曲点を検出することができる状態となる。

変曲点の検出が可能であったときは（ステップＳＣ５）、その変曲点の電圧が測定され（ステップＳＣ８）、その測定された変曲点の電圧が図１３の出力インタフェース６０Ｃにおいて電流値に換算されて（ステップＳＣ９）、その電流値が出力される。

ただし、この段階で出力された電流値は、閾値幅を大きく広げた状態で測定された電流値である。閾値幅が広いということは、ＡＤ変換回路１４０Ｃではその広い閾値幅内のアナログ信号を所定のビット数のデジタル信号に変換するため、分解能が低いデジタル信号となっている。このため、この分解能が低いデジタル信号に基づいて測定された変曲点の電圧値や、これを換算した電流値は、精度の低い値となっている。そこで、ここでは、この測定精度向上のために、さらに以下のシーケンスが続行される。

すなわち、ステップＳＣ１０において、閾値中心値が、ステップＳＣ８で測定された変曲点の電圧と一致する電圧に調整される。そして、ステップＳＣ５に戻り、閾値幅が最も狭い閾値幅である初期値ΔＴｈ１に変更される。すると、ＡＤ変換回路１４０Ｃでは、その狭い閾値幅内のアナログ信号が所定のビット数のデジタル信号に変換される。すなわち、高分解能のデジタル信号が得られる。そして、今度は、この高分解能のデジタル信号に基づいて変曲点の電圧が測定され（ステップＳＣ８）、電流値に換算されて（ステップＳＣ９）、その電流値が出力される。

ただし、この時点では未だ、閾値中心値は、広い閾値幅の時に測定された、精度の低い変曲点の電圧と一致するように調整されているため、変曲点の正確な電圧とは一致しないおそれがある。そこで、さらにシーケンスを続け、閾値幅を狭めて測定された変曲点の電圧に一致するように閾値中心値がさらに調整されて（ステップＳＣ１０）、変曲点の電圧が測定される。これを繰り返すことにより、閾値中心値が変曲点の正確な電圧と一致し、正確な電流値が出力される。

次に、図１に示した第３実施形態の電流センサ１Ｃの各点の波形例を示す。

図１５は、測定開始時における、図１１に示す各点Ａ～Ｆの波形を示した図である。

この図１５には、差分電流ΔＩ＝－３０Ａを加えた直後の波形が示されている。閾値中心値の初期値Ｔｈ１は、Ｔｈ１＝０Ｖ、閾値幅の初期値ΔＴｈ１は、初期値ΔＴｈ１＝１０Ｖである。したがって、閾値上限値は＋５Ｖ、閾値下限値は－５Ｖである。

ここで、図１５（Ａ）は、磁性体コアＭに巻回された励磁巻線Ｌ１を流れる電流ＩＬ１の波形を表わしている。

また、図１５（Ｂ）は、ドライブ回路２０Ｃから出力されて励磁巻線Ｌ１の第１端に印加される励磁矩形波の電圧（Ａ）を表している。また、図１５（Ｂ）には、コンパレータ４０Ｃの出力矩形波である電圧（Ｄ）も示されている。

また、図１５（Ｃ）には、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｃの出力電圧（Ｂ）、閾値中心値、閾値上限値、閾値下限値としての、それぞれ電圧（Ｆ）、電圧（Ｃ）、電圧（Ｄ）が示されている。

さらに、図１５（Ｄ）は、磁性体コアＭのＢ－Ｈ曲線を表わしている。

なお、ここでは、図１５を取り上げて説明しているが、Ａ～Ｆの符号の付し方は、図１５～図１８について共通である。

なお、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｃは、図１に示す第１実施形態におけるＩ／Ｖ変換回路３０Ａとは電流から電圧への変換定数が異なっている。すなわち、第１実施形態の場合、差分電流ΔＩがΔＩ＝－１Ａの時、閾値中心値を表す電圧（Ｃ）は－２Ｖである。これに対し、図１１の第３実施形態の場合、差分電流ΔＩがΔＩ＝－１Ａの時、閾値中心値を表す電圧（Ｆ）は－１Ｖとなる。図１５～図１８は、差分電流ΔＩ＝－３０Ａを例示している。したがって、ここでは、図１８に示すように、閾値中心値を表す電圧（Ｆ）として、電圧（Ｆ）＝－３０Ｖが得られることになる。

図１５の状態では、差分電流ΔＩ＝３０Ａには対応できず、変曲点の検出は不可能である。

図１６は、閾値幅を１００Ｖに広げた後の各点Ａ～Ｆの波形を示した図である。

この図１６においても、差分電流ΔＩ＝－３０Ａ、閾値中心値は初期値Ｔｈ１＝０Ｖのままである。したがって、閾値上限値は＋５０Ｖ、閾値下限値は－５０Ｖである。

このように閾値幅を広げると、繰返し周波数が低下し、また、図１６（Ｃ）に示すように、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｃの出力波形（電圧（Ｂ））が現れている。ここでは、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｃの出力波形（電圧（Ｂ））が現れていることから、この段階でも、変曲点の検出および変曲点の電圧測定が可能である。ただし、この段階では、閾値幅が１００Ｖと広く、したがって精度の低い測定となる。閾値中心値（電圧（Ｆ））は変曲点（円Ｒ１、Ｒ２の点）から外れている。

ここでは、閾値中心値が０Ｖのまま、すなわち閾値中心値を変更することなく、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｃの出力波形（電圧（Ｂ））が捉えられている。ただし、差分電流ΔＩがさらに大きく、例えばΔＩ＝－６０Ａだったときは、閾値幅を１００Ｖに広げても閾値中心値が０ＶのままではＩ／Ｖ変換回路３０Ｃの出力波形（電圧（Ｂ））を捉えることはできない。その場合には、図１３のステップＳＣ７および図１４を参照して説明したように、閾値中心値が調整される。

図１７は、閾値中心値を変曲点の電圧と一致させたときの各点Ａ～Ｆの波形を示した図である。ただし、ここでは、閾値幅は、未だ１００Ｖのままである。

図１６の場合、閾値中心値（電圧（Ｆ））は０Ｖのままであり、変曲点（円Ｒ１、Ｒ２の点）から外れている。これに対し、図１７は、閾値中心値を変曲点の電圧と一致する電圧に調整している。

図１８は、閾値幅を１０Ｖに狭めて変曲点の電圧測定を何回か繰り返した後の最終状態の波形を示している。

閾値中心値は、－３０Ｖである。

図１９は、変曲点の検出方法を示した図である。

ここで、図１９（Ａ）は、励磁巻線Ｌ１を流れる電流ＩＬ１の、一周期分の波形を示している。また、図１９は、Ｂ－Ｈ曲線を示している。

Ｂ－Ｈ曲線は、図１９（Ｂ）に示すように、ヒステリシスを持った曲線である。したがって、Ｂ－Ｈ曲線の、磁束密度Ｂ＝０［Ｔ］通る点は円Ｃ１で示した点と円Ｃ２で示した点との２点存在する。電流ＩＬ１の、円Ｒ１で示した、上に凸から下に凸に移行する変曲点は、Ｂ－Ｈ曲線の、円Ｃ１で示した点に対応する。また、電流ＩＬ１の、円Ｒ２で示した、下に凸から上に凸に移行する変曲点は、Ｂ－Ｈ曲線の、円Ｃ２で示した点に対応する。そして、それら２つの変曲点では電流値が互いに少し異なっている。そこで、ここでは、それら２つの変曲点のそれぞれを検出して平均値を算出している。

図１９（Ｃ）は、電流ＩＬ１の一周期分の波形を単調減少の部分と単調増加の部分とに分けて示した図である。ここで、図１９（Ａ）の場合、縦軸は電流値であり、図１９（Ｂ）の場合、縦軸は電圧値となっている。これは、検出しようとしているのは、電流ＩＬ１の変曲点であり、実際の演算は、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｃを経由した後の電圧波形に基づいていることを意味している。

変曲点の検出にあたっては、図１９（Ｃ）に示したように、電流ＩＬ１の一周期分の波形を単調減少の部分と単調増加の部分とに分けて、スムージング等によるノイズ除去処理を行う。

図１９（Ｄ）は、図１９（Ｃ）に示した単調減少の部分と単調増加の部分にそれぞれに微分処理を施した波形を示している。

この微分処理により、単調減少の部分は上に凸の曲線となり、単調増加の部分は下に凸の曲線となる。そして、単調減少の部分に関しては、上に凸の曲線の上向きの頂点Ｐ２が変曲点に対応し、単調増加の部分に関しては、下に凸の曲線の下向きの頂点Ｐ１が変曲点に対応する。そこで、それらの変曲点の電圧を読み取る。そして、読み取った双方の変曲点の電圧値の平均値を算出し、この算出した平均値を変曲点の電圧測定値とする。そして、この電圧測定値を電流値に換算することにより、差分電流ΔＩの電流値が得られる。

以上で、図１１に示した第３実施形態の説明を終了する。

図２０は、本発明の第４実施形態としての電流センサの回路ブロック図である。

図７に示した第２実施形態の電流センサ１Ｂおよび図１１に示した第３実施形態の電流センサ１Ｃは、漏電センサを兼ねた構成となっている。これは、第２実施形態の電流センサ１Ｂおよび第３実施形態の電流センサ１Ｃには、電流センサの要素として周波数測定回路８０Ｂ，８０Ｃが備えられているためである。これに対し、図１に示した第１実施形態の電流センサ１Ａの場合、周波数測定回路を必要としない電流センサ１Ａとなっている。このため、第１実施形態の電流センサ１Ａは、漏電センサを兼ねた構成とはなっていない。この図２０に示す第４実施形態の電流センサ１Ｄは、第１実施形態の電流センサ１Ａに周波数測定回路等を追加して、漏電センサを兼ねた構成としたものである。

この第４実施形態の電流センサ１Ｄには、カレントトランス１０Ｄ、ドライブ回路２０Ｄ、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ｄ、コンパレータ４０Ｄ、ヒステリシスコンパレータ５０Ｄ、ローパスフィルタ６０Ｄ、およびＡＤ変換回路７０Ｄが備えられている。これらの各要素は、図１に示す第１実施形態における、それぞれ、カレントトランス１０Ａ、ドライブ回路２０Ａ、Ｉ／Ｖ変換回路３０Ａ、コンパレータ４０Ａ、ヒステリシスコンパレータ５０Ａ、ローパスフィルタ６０Ａ、およびＡＤ変換回路７０Ａに相当する。これらについての重複説明は省略する。

この第４実施形態の電流センサ１Ｄには、さらに、周波数測定回路８０Ｄおよび周波数判定回路１００Ｄが備えられている。

周波数測定回路８０Ｄは、コンパレータ４０Ｄから出力された第１の矩形波の繰返し周波数Ｆを測定する。

また、周波数判定回路１００Ｄは、周波数測定回路８０Ｄで測定された繰返し周波数Ｆが漏電の基準となるトリップ周波数Ｆｔｈｔを超えているか否かを判定する。繰返し周波数Ｆがトリップ周波数Ｆｔｈｔを超えている（Ｆ＞Ｆｔｈｔ）と、漏電が発生していることを表すトリップ出力が直ちに発せられる。

漏電電流すなわち差分電流ΔＩの正確な電流値は、その後の、この電流センサ１Ｄの動作が収束した時点で測定される。

このように、図１に示した第１実施形態の場合も漏電検出の要素を追加することにより、漏電センサを兼ねた電流センサとすることができる。

なお、各実施形態では、電流センサを漏電センサとしても利用することを念頭に置き、２本の電線Ｌ２，Ｌ３が配置されたカレントトランスを採用している。ただし、電流値を検知するだけの電流センサとして使用する場合は、配置される電線は１本であって、その１本の電線を流れる電流を検知してもよい。また、この電流センサ１を漏電センサとして利用する場合において、例えば３相交流が流れる３本の電線を配置してもよい。このように、磁性体コアＭを貫通させる電線は、その本数が制限されるものではない。

また、上述の各実施形態における波形図は、シミュレーションの結果得られた波形図である。このため、例えば閾値幅１００Ｖといった、通常の信号処理回路では採用されない電圧値が示されている。ただし、信号処理回路を実際に構成するにあたっては、信号処理に適した電圧レベルにスケール変換される。そして、ドライブ回路２０Ａ～２０Ｄにより励磁巻線Ｌ１に印加される電圧レベルに調整される。

また、上記の各実施形態では、各ドライブ回路２０Ａ～２０Ｄは、各ヒステリシスコンパレータ５０Ａ～５０Ｄから出力された矩形波をその矩形波のまま駆動矩形波として励磁巻線に印加している。ただし、各ドライブ回路２０Ａ～２０Ｄから出力されて励磁巻線に印加される駆動電圧は必ずしも矩形波である必要はなく、各ヒステリシスコンパレータ５０Ａ～５０Ｄから出力された矩形波に由来する駆動電圧であればよい。例えば、各ヒステリシスコンパレータ５０Ａ～５０Ｄから出力された矩形波を変換した、三角波あるいはサイン波等の波形を有する駆動電圧であってもよい。

１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ 電流センサ
１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ カレントトランス
２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄ ドライブ回路
３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃ，３０Ｄ Ｉ／Ｖ変換回路
４０Ａ，４０Ｂ，４０Ｃ，４０Ｄ コンパレータ
５０Ａ，５０Ｂ，５０Ｃ，５０Ｄ ヒステリシスコンパレータ
５１ 閾値判定回路
５２ 電圧反転回路
６０Ａ，６０Ｂ，６０Ｄ ローパスフィルタ
７０Ａ，７０Ｂ，７０Ｄ ＡＤ変換回路
８０Ｂ，８０Ｃ，８０Ｄ 周波数測定回路
９０Ｂ 閾値生成回路
１００Ｂ，１００Ｄ 周波数判定回路
１１０Ｃ デューティ比測定回路
１２０Ｃ 閾値生成回路
１３０Ｃ ＤＡ変換回路
１４０Ｃ ＡＤ変換回路
１５０Ｃ 変曲点測定回路
１６０Ｃ 出力インタフェース

Claims (6)

1. 閉磁路を形成する磁性体コアと該磁性体コアに巻回された励磁巻線とを有し、被測定電流が流れる電線が該閉磁路を貫通しているカレントトランスと、
   前記励磁巻線の第１端に励磁電圧を印加する駆動回路と、
   前記励磁巻線の第２端に接続されて該励磁巻線に流れる電流を電圧に変換する電流・電圧変換回路と、
   前記電流・電圧変換回路の出力を第１の矩形波に変換する第１の波形変換回路と、
   前記電流・電圧変換回路の出力をヒステリシスをもって第２の矩形波に変換する第２の波形変換回路と、
   前記第１の矩形波に基づいて、前記第１の矩形波のデューティ比を測定するデューティ比測定回路と、
   前記第１の矩形波のデューティ比に基づいて、閾値中心値、閾値上限値、および閾値下限値を生成する閾値生成回路と、
   前記閾値中心値、前記閾値上限値、および前記閾値下限値をアナログ信号に変換するＤＡ変換回路と、
   前記電流・電圧変換回路の出力をデジタル信号に変換するＡＤ変換回路と、
   前記デジタル信号に変換された前記電流・電圧変換回路の出力波形の変曲点の電圧を測定する変曲点測定回路と、を備え、
   前記第１の波形変換回路は、
   前記アナログ信号に変換された前記閾値中心値が入力されて、
   前記電流・電圧変換回路の出力を前記閾値中心値を閾値として２値化することにより、前記第１の矩形波に変換し、
   前記第２の波形変換回路は、
   前記アナログ信号に変換された前記閾値上限値と前記閾値下限値が入力されて、
   前記入力された前記閾値上限値と前記閾値下限値に基づいて、前記電流・電圧変換回路の出力を前記第２の矩形波に変換し、
   前記ＡＤ変換回路は、
   前記ＡＤ変換回路に適合するようにスケール調整された前記アナログ信号に変換された前記閾値上限値と前記閾値下限値が、前記ＡＤ変換回路のＨ側リファレンス電圧およびＬ側リファレンス電圧として入力されて、
   前記電流・電圧変換回路の出力を、前記閾値上限値と前記閾値下限値との間をフルスケールとする前記デジタル信号に変換し、
   前記変曲点測定回路で測定した前記変曲点の電圧は、前記被測定電流の電流値に対応し、
   前記閾値生成回路は、
   前記変曲点測定回路において前記変曲点の電圧が検出不能であったときに、前記デューティ比測定回路で測定された前記第１の矩形波のデューティ比に応じて、前記閾値中心値、前記閾値上限値、および前記閾値下限値を調整し、
   前記調整は、前記第１の矩形波のデューティ比に応じて、前記調整する前の前記閾値中心値を、前記閾値中心値を中央として等間隔に存在する前記調整する前の前記閾値上限値又は前記閾値下限値と同じ電圧レベルに変更するとともに、前記調整する前の前記閾値上限値と前記閾値下限値も同じ電圧幅だけ調整するものであり、
   前記変曲点測定回路は、
   前記調整した後に、再び前記変曲点の電圧を測定し、
   前記閾値生成回路による前記調整と前記調整した後の前記変曲点測定回路による前記変曲点の電圧の測定は、前記変曲点の電圧が検出されるまで繰り返され、
   前記駆動回路が、前記第２の矩形波に由来する前記励磁電圧を生成することを特徴とする電流センサ。
   
2. 前記変曲点測定回路が、前記デジタル信号に変換された電流・電圧変換回路の出力波形の、電圧上昇時の変曲点の第１の電圧と電圧下降時の変曲点の第２の電圧との双方の電圧を測定して該第１の電圧と該第２の電圧との平均電圧を該出力波形の変曲点の電圧とすることを特徴とする請求項１に記載の電流センサ。
   
3. 前記変曲点測定回路で得られた前記変曲点の電圧に応じた、前記被測定電流の電流値を出力する出力回路を備えたことを特徴とする請求項２に記載の電流センサ。
   
4. 閉磁路を形成する磁性体コアと該磁性体コアに巻回された励磁巻線とを有し、各々に電流が流れ合計の電流値が漏電電流の電流値を表す複数の電線が該閉磁路を貫通しているカレントトランスと、
   前記励磁巻線の第１端に励磁電圧を印加する駆動回路と、
   前記励磁巻線の第２端に接続されて該励磁巻線に流れる電流を電圧に変換する電流・電圧変換回路と、
   前記電流・電圧変換回路の出力を第１の矩形波に変換する第１の波形変換回路と、
   前記電流・電圧変換回路の出力をヒステリシスをもって第２の矩形波に変換する第２の波形変換回路と、
   前記第１の矩形波に基づいて、前記第１の矩形波のデューティ比を測定するデューティ比測定回路と、
   前記第１の矩形波のデューティ比に基づいて、閾値中心値、閾値上限値、および閾値下限値を生成する閾値生成回路と、
   前記閾値中心値、前記閾値上限値、および前記閾値下限値をアナログ信号に変換するＤＡ変換回路と、
   前記電流・電圧変換回路の出力をデジタル信号に変換するＡＤ変換回路と、
   前記デジタル信号に変換された前記電流・電圧変換回路の出力波形の変曲点の電圧を測定する変曲点測定回路と、を備え、
   前記第１の波形変換回路は、
   前記アナログ信号に変換された前記閾値中心値が入力されて、
   前記電流・電圧変換回路の出力を前記閾値中心値を閾値として２値化することにより、前記第１の矩形波に変換し、
   前記第２の波形変換回路は、
   前記アナログ信号に変換された前記閾値上限値と前記閾値下限値が入力されて、
   前記入力された前記閾値上限値と前記閾値下限値に基づいて、前記電流・電圧変換回路の出力を前記第２の矩形波に変換し、
   前記ＡＤ変換回路は、
   前記ＡＤ変換回路に適合するようにスケール調整された前記アナログ信号に変換された前記閾値上限値と前記閾値下限値が、前記ＡＤ変換回路のＨ側リファレンス電圧およびＬ側リファレンス電圧として入力されて、
   前記電流・電圧変換回路の出力を、前記閾値上限値と前記閾値下限値との間をフルスケールとする前記デジタル信号に変換し、
   前記変曲点測定回路で測定した前記変曲点の電圧は、前記漏電電流の電流値に対応し、
   前記閾値生成回路は、
   前記変曲点測定回路において前記変曲点の電圧が検出不能であったときに、前記デューティ比測定回路で測定された前記第１の矩形波のデューティ比に応じて、前記閾値中心値、前記閾値上限値、および前記閾値下限値を調整し、
   前記調整は、前記第１の矩形波のデューティ比に応じて、前記調整する前の前記閾値中心値を、前記閾値中心値を中央として等間隔に存在する前記調整する前の前記閾値上限値又は前記閾値下限値と同じ電圧レベルに変更するとともに、前記調整する前の前記閾値上限値と前記閾値下限値も同じ電圧幅だけ調整するものであり、
   前記変曲点測定回路は、
   前記調整した後に、再び前記変曲点の電圧を測定し、
   前記閾値生成回路による前記調整と前記調整した後の前記変曲点測定回路による前記変曲点の電圧の測定は、前記変曲点の電圧が検出されるまで繰り返され、
   前記駆動回路が、前記第２の矩形波に由来する前記励磁電圧を生成するものであって、さらに、
   前記第１の矩形波の繰返し周波数を測定する周波数測定回路と、
   前記周波数測定回路で測定された繰返し周波数が所定のトリップ周波数を超えているか否かを判定する判定回路とを備えたことを特徴とする漏電センサ。
   
5. 前記変曲点測定回路が、前記デジタル信号に変換された電流・電圧変換回路の出力波形の、電圧上昇時の変曲点の第１の電圧と電圧下降時の変曲点の第２の電圧との双方の電圧を測定して該第１の電圧と該第２の電圧との平均電圧を該出力波形の変曲点の電圧とすることを特徴とする請求項４に記載の漏電センサ。
   
6. 前記変曲点測定回路で得られた前記変曲点の電圧に応じた、前記漏電電流の電流値を出力する出力回路を備えたことを特徴とする請求項５に記載の漏電センサ。
   

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