JP7752811B1 - 駆動装置、圧縮機駆動システム、および冷凍サイクル装置 - Google Patents

Abstract

インバータ（１１）によって交流電動機（１）を駆動する駆動装置（４）は、交流電動機に流れる電流を検出する電流検出部（１２）と、交流電動機が有する回転子の位置の情報である回転子位置情報を演算する回転子位置演算部（１４）と、電流の電流ベクトルおよび回転子位置情報に基づいて、電圧指令を決定する電圧指令決定部（１５）と、電圧指令の電圧位相を操作することによって直流母線電圧の周期脈動に起因する電流の脈動を抑制するビートレス制御部（１８）と、を備え、ビートレス制御部は、交流電動機のプラントの特性であるプラント情報を演算するプラント情報演算部（１０７）を有し、プラント情報と電流ベクトルのノルムの脈動成分とに基づいて、電圧位相を操作する。

Description

本開示は、交流電力を用いて駆動対象を駆動する駆動装置、圧縮機駆動システム、および冷凍サイクル装置に関する。

交流電動機を駆動するためにＡＣ（Alternating Current、交流）－ＤＣ（Direct Current、直流）コンバータとＤＣ－ＡＣコンバータ（インバータ）とを組み合わせた駆動装置が多用されている。この駆動装置の直流母線部にはコンデンサが使用されている。また、力率改善および昇圧を目的としてＡＣ－ＤＣコンバータ側にはリアクトルが挿入されることが多い。この駆動装置に対しては、コストの低減を目的として、コンデンサおよびリアクトルの小型化および小容量化が検討されている。

ところが、容量の小さいコンデンサまたはリアクトルが用いられると、直流母線電圧の周期的な脈動が増大し、交流電動機の電流制御に悪影響が生じる。特に、直流母線電圧の脈動周波数（外乱周波数）と交流電動機の相電流の周波数とが近くなると、ビート振動と呼ばれる低周波の電流脈動が発生する。ビート振動によって相電流が脈動すると、電流ピーク値の増加によってモータ効率が悪化したり、過電流保護の制約によってモータの最大出力が低下したり、交流電動機の振動または騒音が増加したりするなどのデメリットが生じる。

ビート振動を抑制するための制御であるビートレス制御は、これまでにさまざまな手法が提案されている。例えば、ビートレス制御を行う駆動装置は、直流母線電圧およびモータ電流の少なくとも一方を検出し、検出した直流母線電圧またはモータ電流に含まれる脈動成分をバンドパスフィルタ等によって抽出し、抽出した脈動成分が低減されるようにフィードバック制御を行うことで、ビート振動を抑制している。

特許文献１のビートレス制御は、フーリエ級数の原理でｑ軸電流の脈動に含まれるｃｏｓ（コサイン）成分およびｓｉｎ（サイン）成分を抽出し、これらをそれぞれ比例制御または積分制御した後、制御結果を交流信号に復元して、インバータに出力するｄｑ軸電圧を補正している。

特許第４９８８３２９号公報

しかしながら、上記特許文献１の技術では、インバータ電圧の電圧飽和領域では所望の電圧操作を行うことができなくなるので、意図した通りに脈動を小さくすることはできないという問題があった。

本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、インバータ電圧の電圧飽和領域においても、意図した通りに脈動を小さくすることができる駆動装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示の駆動装置は、インバータによって交流電動機を駆動する駆動装置であって、交流電動機に流れる電流を検出する電流検出部と、交流電動機が有する回転子の位置の情報である回転子位置情報を演算する回転子位置演算部とを備える。また、本開示の駆動装置は、電流の電流ベクトルおよび回転子位置情報に基づいて、電圧指令を決定する電圧指令決定部と、電圧指令の電圧位相を操作することによって直流母線電圧の周期脈動に起因する電流の脈動を抑制するビートレス制御部とを備える。ビートレス制御部は、交流電動機の電気角速度に基づく回転数の変化に伴い変化するプラントの特性の情報であるプラント情報を演算するプラント情報演算部を有し、プラント情報と電流ベクトルのノルムの脈動成分とに基づいて、電圧位相を操作する。

本開示にかかる駆動装置は、インバータ電圧の電圧飽和領域においても、意図した通りに脈動を小さくすることができるという効果を奏する。

実施の形態１にかかる駆動装置の構成を示す図 実施の形態１にかかる駆動装置が電圧位相操作を行わない場合のビート振動を説明するための図 実施の形態１にかかる駆動装置が電圧位相操作によってビート振動を抑制する原理を説明するための図 実施の形態１にかかる駆動装置が駆動する交流電動機の第１例の等価ブロック線図 実施の形態１にかかる駆動装置が駆動する交流電動機の第２例の等価ブロック線図 実施の形態１にかかる駆動装置が駆動する交流電動機のｄｑ軸電圧からｄｑ軸電流へのボード線図の例を示す図 実施の形態１にかかる駆動装置が備えるビートレス制御部の構成を示す図 実施の形態１にかかるビートレス制御部が備える脈動抑制部の構成を示す図 実施の形態１にかかるビートレス制御部が備える回転量調整部の構成を示す図 実施の形態１にかかるビートレス制御部が、回転量が最適な状態にあるときにビートレス制御を実行した場合の偏差ベクトルの動作パターンを示す図 実施の形態１にかかるビートレス制御部が、回転量が最適値から±９０度未満の範囲内の状態にあるときにビートレス制御を実行した場合の偏差ベクトルの動作パターンを示す図 実施の形態１にかかるビートレス制御部が、回転量が最適値から±９０度よりも離れている状態にあるときにビートレス制御を実行した場合の偏差ベクトルの動作パターンを示す図 実施の形態１にかかる駆動装置の制御部が実行する制御処理の処理手順を示すフローチャート 実施の形態１にかかる駆動装置のビートレス制御部が実行するビートレス制御処理の処理手順を示すフローチャート 実施の形態１にかかる駆動装置の脈動抑制部が実行する脈動抑制処理の処理手順を示すフローチャート 実施の形態１にかかる駆動装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２にかかるビートレス制御部が備える脈動抑制部の構成を示す図 実施の形態２にかかるビートレス制御部がビートレス制御を実行した場合の偏差ベクトルの動作パターンを示す図 実施の形態２にかかるビートレス制御部が修正する探索方向を説明するための第１の説明図 実施の形態２にかかるビートレス制御部が修正する探索方向を説明するための第２の説明図 実施の形態２にかかるビートレス制御部が修正する探索方向を説明するための第３の説明図 実施の形態２にかかるビートレス制御部が修正する探索方向を説明するための第４の説明図 実施の形態２にかかるビートレス制御部がビートレス制御を実行している際の偏差ベクトルの第１の挙動を示す図 実施の形態２にかかるビートレス制御部がビートレス制御を実行している際の偏差ベクトルの第２の挙動を示す図 実施の形態２にかかるビートレス制御部がビートレス制御を実行している際の偏差ベクトルの第３の挙動を示す図 実施の形態２にかかる脈動抑制部が、ビートレス制御が適切に行われているか否かを評価するための評価値を説明するための図 実施の形態２にかかる脈動抑制部が有する回転量調整部の構成を示す図 実施の形態２にかかる回転量調整部が実行する回転量調整処理の処理手順を示すフローチャート 実施の形態３にかかる駆動装置が備えるビートレス制御部の構成を示す図 実施の形態３にかかるビートレス制御部が備える脈動抑制部の構成を示す図 実施の形態４にかかる冷凍サイクル装置の構成を示す図

以下に、本開示の実施の形態にかかる駆動装置、圧縮機駆動システム、および冷凍サイクル装置を図面に基づいて詳細に説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる駆動装置の構成を示す図である。駆動装置４は、交流電力を所望の電力に変換して交流電動機１を駆動する装置である。交流電動機１の回転軸は機械装置２と機械的に接続されている。機械装置２は、例えば、冷媒の圧縮機構である。交流電動機１と機械装置２とで圧縮機３が構成されている。駆動装置４および圧縮機３を含んだシステムが、後述する圧縮機駆動システム８００である。

なお、圧縮機構は、交流電動機１によって駆動される機械装置２の一例に過ぎず、駆動装置４は他種の機械装置への応用も可能である。駆動装置４は、交流電源５から入力された交流電力を電力変換して交流電動機１を駆動する。駆動装置４と交流電源５との間には、電源インピーダンス（寄生インピーダンス）が存在する。電源インダクタンス６は、電源インピーダンスのインダクタンス成分である。

なお、説明の都合上、ここでは入力電源である交流電源５が三相交流である場合について説明するが、交流電源５が単相交流である場合にも実施の形態１の駆動装置４は適用可能である。

駆動装置４は、ダイオード整流器７と、直流リアクトル８と、コンデンサ９と、直流母線電圧検出部１０と、インバータ１１と、電流検出部１２と、制御部４００とを備えている。

駆動装置４では、ダイオード整流器７、直流リアクトル８、コンデンサ９などによってＡＣ－ＤＣコンバータが構成されている。駆動装置４は、このＡＣ－ＤＣコンバータによって、入力交流電圧を直流電圧に変換する。図１に示したＡＣ－ＤＣコンバータは、ごく単純なＡＣ－ＤＣコンバータであるが、力率改善または昇圧などが必要な場合は別種類のＡＣ－ＤＣコンバータが用いられてもよい。

直流リアクトル８の一端はダイオード整流器７の正極側の出力点に接続され、直流リアクトル８の他端はインバータ１１の正極側の入力点に接続される。また、直流リアクトル８の他端には、コンデンサ９の一端が接続されている。コンデンサ９の他端は、ダイオード整流器７の負極側の出力点およびインバータ１１の負極側の入力点に接続されている。直流リアクトル８およびコンデンサ９は、ダイオード整流器７から出力される直流電力を平滑化するために設けられている。

直流母線電圧検出部１０は、コンデンサ９の両端電圧を直流母線電圧Ｖ_DCとして検出し、制御部４００に出力する。インバータ１１は、直流電圧を交流電圧に変換し、交流電圧によって交流電動機１を駆動する。

電流検出部１２は、インバータ１１から交流電動機１に流れる相電流（相電流ベクトルＩ_uvw）を検出して制御部４００に出力する。制御部４００は、交流電動機１を駆動するための一連の制御演算を行う。制御部４００の詳細なハードウェア構成については後述する。

制御部４００は、変調部１３と、回転子位置演算部１４と、電圧指令決定部１５と、座標変換部１６と、座標変換部１７と、ビートレス制御部１８と、加算器１９とを有している。座標変換部１７が第１の座標変換部であり、座標変換部１６が第２の座標変換部である。

制御部４００は、交流電動機１の制御を回転二相座標系で行う。ここでは、制御部４００が、回転子磁石の方向を基準としたｄｑ回転座標系で制御を行う場合について説明するが、制御部４００は、ｄｑ回転座標系以外の他の座標系で制御を行ってもよい。

制御部４００は、回転二相座標系で制御を行うために、固定二相座標と回転二相座標との角度差を求める。実施の形態１の駆動装置４は、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqとｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqとから、推定磁極位置θ^_eと推定角速度ω^_eとを推定する。以下、「^*」を用いて示される情報は指令の情報であり、「^」を用いて示される情報は推定された情報である。

ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqは、インバータ１１が交流電動機１に印加する電圧に対応している。ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqは、ｄｑ回転座標系での電圧指令ベクトルである。

ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqは、電流検出部１２が実際に検出しｄｑ回転座標系に座標変換された電流ベクトルである。推定磁極位置θ^_eは、交流電動機１が備える回転子の磁極位置を推定した情報である。推定角速度ω^_eは、回転子の角速度を推定した情報である。

交流電動機１が回転している最中に発生する速度起電力から回転子の磁極位置を推定する方法としては、適応磁束オブザーバ、拡張誘起電圧オブザーバなど、種々の方法がある。また、制御部４００は、エンコーダ、レゾルバといった位置センサを用いて回転子の磁極位置を直接的に観測してもよい。制御部４００は、回転子の磁極位置に基づいて、回転子の角速度を算出する。

座標変換部１７は、電流検出部１２から交流電動機１の相電流ベクトル（三相電流ベクトル）Ｉ_uvwを受け付ける。座標変換部１７は、相電流ベクトルＩ_uvwを、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqに座標変換する。すなわち、座標変換部１７は、三相電流ベクトルを、回転二相座標系の電流ベクトルである２つのベクトル（ｄ軸電流ベクトルおよびｑ軸電流ベクトル）に変換する。座標変換部１７は、この座標変換に推定磁極位置θ^_eを用いる。すなわち、座標変換部１７は、回転子位置情報である推定磁極位置θ^_eに基づいて回転二相変換を行う。座標変換部１７は、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqを、回転子位置演算部１４、電圧指令決定部１５、およびビートレス制御部１８に出力する。

電圧指令決定部１５は、交流電動機１に印加する電圧指令を決定する。すなわち、電圧指令決定部１５は、速度制御演算および電流制御演算を実行して、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqからｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqを決定する。電圧指令決定部１５は、例えば、ベクトル制御によって、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqをｄ軸電流ベクトルとｑ軸電流ベクトルとに分解してｄ軸電圧指令ベクトルとｑ軸電圧指令ベクトルとを決定する。そして、電圧指令決定部１５は、ｄ軸電圧指令ベクトルおよびｑ軸電圧指令ベクトルからｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqを決定する。電圧指令決定部１５は、速度指令ω^* _eと、回転子位置演算部１４から送られてくる推定角速度ω^_eとが一致するように、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqを決定する。速度指令ω^* _eは、回転子の角速度の指令である。電圧指令決定部１５は、駆動装置４の上位装置が用いる上位プログラムから速度指令ω^* _eを取得する。電圧指令決定部１５は、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqを回転子位置演算部１４および座標変換部１６に出力する。

回転子位置演算部１４は、交流電動機１の回転子の位置情報（回転子位置情報）を演算する。具体的には、回転子位置演算部１４は、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqとｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqとから、推定磁極位置θ^_eと推定角速度ω^_eとを推定する。

なお、圧縮機３に回転子の位置を検出する位置センサが配置されている場合、回転子位置演算部１４は、位置センサが検出した回転子の位置に基づいて、推定磁極位置θ^_eと推定角速度ω^_eとを推定（演算）してもよい。回転子位置演算部１４は、推定磁極位置θ^_eを座標変換部１７および加算器１９に出力する。また、回転子位置演算部１４は、推定角速度ω^_eを電圧指令決定部１５に出力する。

ビートレス制御部１８は、インバータ１１への電圧指令の電圧位相を操作することによって直流母線電圧Ｖ_DCの周期脈動に起因するモータ電流（交流電動機１の電流）の脈動を抑制する。ビートレス制御部１８は、ユーザによって入力される外乱周波数ｆ_disに基づいて、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqの中に含まれる外乱周波数ｆ_disの成分を抽出し、抽出した成分を低減する電圧位相の操作量（位相変化量）θ_bを決定する。このとき、ビートレス制御部１８は、上位プログラムから取得した速度指令ω^* _eに基づいて、交流電動機１のプラントの特性であるプラント情報を計算し、プラント情報をビートレス制御に活用する点が、実施の形態１の駆動装置４の特徴の１つである。外乱周波数ｆ_disは、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動周波数である。ビートレス制御部１８は、電圧位相の操作量θ_bを加算器１９に出力する。このように、ビートレス制御部１８は、電圧位相の操作量θ_bを出力することでインバータ１１への電圧指令の電圧位相を操作し、これにより、モータ電流の脈動を抑制する。ビートレス制御部１８の詳細な内部構成および効果については後述する。

加算器１９は、回転子位置演算部１４から送られてくる推定磁極位置θ^_eに、ビートレス制御部１８から送られてくる電圧位相の操作量θ_bを加算することで、位相角θ^_ebを決定する。すなわち、加算器１９は、電圧位相の操作量θ_bと推定磁極位置θ^_eとの和を位相角θ^_ebに決定する。位相角θ^_ebは、外乱周波数ｆ_disに対応する脈動を抑制するために調整された、回転子の磁極位置である。加算器１９は、位相角θ^_ebを座標変換部１６に送る。

座標変換部１６は、位相角θ^_ebを用いてｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqを三相電圧指令ベクトルＶ^* _uvwに変換する。すなわち、座標変換部１６は、脈動を抑制するために調整された回転子の磁極位置（位相角θ^_eb）に基づいて、三相電圧指令ベクトルＶ^* _uvwを生成する。具体的には、座標変換部１６は、位相角θ^_ebを用いてｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqの電圧位相を操作し、操作したｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqを三相電圧指令ベクトルＶ^* _uvwに変換する。座標変換部１６は、三相電圧指令ベクトルＶ^* _uvwを変調部１３に出力する。

変調部１３は、インバータ１１を動作させるためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を決定する。具体的には、変調部１３は、直流母線電圧検出部１０から送られてくる直流母線電圧Ｖ_DCおよび座標変換部１６から送られてくる三相電圧指令ベクトルＶ^* _uvwに基づいて、ＰＷＭ信号を決定し、インバータ１１に出力する。

インバータ１１は、ＰＷＭ信号に応じた電圧を交流電動機１に出力する。これにより、交流電動機１は、駆動装置４によって駆動される。一般的に、直流リアクトル８またはコンデンサ９が小容量化されると、直流母線電圧Ｖ_DCが大きく脈動しやすくなる。入力が三相交流電源の場合、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動周波数である外乱周波数は、電源周波数の６倍になることが知られている。また、単相交流電源の場合、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動周波数である外乱周波数は、電源周波数の２倍になることが知られている。さらに、これらの整数倍の周波数の高調波脈動が生じる。こういった直流母線電圧Ｖ_DCの脈動により、モータ電流に脈動が生じる。

ｄｑ軸電流で見ると、この電流脈動の周波数は、外乱周波数および外乱周波数の整数倍の周波数に一致する。この電流脈動を三相座標上で観測すると、外乱周波数ｆ_disと交流電動機１の相電流の周波数ｆ_eとの和および差の周波数｜ｆ_dis±ｆ_e｜の電流脈動になる。この電流脈動は、差の周波数｜ｆ_dis－ｆ_e｜が小さいときに顕在化しやすい。

直流母線電圧Ｖ_DCの脈動によって生じるこの低周波（外乱周波数ｆ_dis）の相電流脈動はビート振動と呼ばれ、古くからさまざまな対策が検討されてきた。ビート振動によって相電流が脈動すると、電流ピーク値の増加によってモータ効率が悪化したり、過電流保護の制約によって交流電動機１の最大出力が低下したり、交流電動機１の振動または騒音が増加したりするなどのデメリットが生じる。

実施の形態１の駆動装置４は、モータ電流の脈動を抑制するためビート振動を自動的に最小化する。駆動装置４は、電圧位相を操作することで、電圧指令の振幅を操作することができないインバータ電圧の電圧飽和領域においてもビート振動を最小化する。

図２は、実施の形態１にかかる駆動装置が電圧位相操作を行わない場合のビート振動を説明するための図である。図３は、実施の形態１にかかる駆動装置が電圧位相操作によってビート振動を抑制する原理を説明するための図である。

図２および図３に示すグラフの横軸はｄ軸であり、縦軸はｑ軸である。図２および図３では、駆動装置４が平均的に出力する電圧を（ｖ_d0，ｖ_q0）で示し、平均的に出力する電流を（ｉ_d0，ｉ_q0）で示している。すなわち、平均的にみると、駆動装置４がｖ_d0およびｖ_q0の電圧を出力しており、交流電動機１にはｉ_d0およびｉ_q0の電流が流れているとする。

インバータ１１の電圧であるインバータ電圧が飽和しているとき、インバータ電圧は、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動（外乱電圧ＶＤ）によって、図２に示すように伸縮する。これによりｄｑ軸電流は、（ｉ_d0，ｉ_q0）の点を中心とした楕円状の軌跡を描く。すなわち、ｄｑ軸電流の軌跡である電流軌跡Ｉｔａは、楕円状の軌跡となる。このｄｑ軸電流の楕円状の電流軌跡Ｉｔａが大きくなるほど、相電流に現れるビート振動も大きくなる。

実施の形態１では、駆動装置４は、インバータ電圧の電圧飽和領域では、電圧指令の振幅を操作することができないので、ビート振動を小さくするために電圧位相を操作する。

一般的に、ｄｑ軸電圧指令に対して、適切に電圧位相に変化を与えれば、ｄｑ軸電流の楕円軌跡が小さくなることが知られている。こういった電圧位相操作型のビートレス制御は種々検討されているが、効率的にｄｑ軸電流の楕円状の電流軌跡Ｉｔａの軌跡を小さくするために、どのような電圧位相変化（電圧位相の操作量θ_b）を与えればよいのかという点については検討されていなかった。

駆動装置４は、適切に電圧位相を変化させることで、図３に示すように、効率的にｄｑ軸電流の楕円状の電流軌跡Ｉｔｂを小さくする。図３では、駆動装置４が、電圧位相を位相変化量Ｐｃだけ変化させることで、駆動装置４の電圧の軌跡が電圧軌跡Ｖｔとなり、ｄｑ軸電流の楕円状の電流の軌跡が電流軌跡Ｉｔｂとなった場合を示している。

また、駆動装置４は、ビートレス制御の効果を高めるために、ｄｑ軸電流の楕円状の電流軌跡Ｉｔｂの長短軸方向が、ユーザが所望する角度になるように交流電動機１を駆動する。

実施の形態１では、駆動装置４がｄｑ軸電流の楕円状の電流軌跡Ｉｔｂを小さくし、且つ長短軸方向をユーザに設定された所望の角度にするために、ビートレス制御部１８の構成を後述する図７に示す構成とした。

ここで、効率的にｄｑ軸電流楕円の軌跡を小さくする方法についてさらに詳しく説明する。図４は、実施の形態１にかかる駆動装置が駆動する交流電動機の第１例の等価ブロック線図である。図５は、実施の形態１にかかる駆動装置が駆動する交流電動機の第２例の等価ブロック線図である。

図４および図５では、交流電動機１が永久磁石同期電動機である場合の等価ブロック線図を示している。なお、ここでは説明の都合上、交流電動機１が永久磁石同期電動機である場合について説明するが、交流電動機１は、誘導電動機、同期リラクタンスモータ等の他種の電動機であってもよい。図４および図５に示す第１例および第２例の等価ブロック線図に対応する交流電動機１は、ｄ軸電圧指令ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令ｖ^* _qに対してｄ軸電流ｉ_dおよびｑ軸電流ｉ_qを発生させる。

図４に示す等価ブロック線図は、一般によく知られている形の等価ブロック線図である。ここで、ｓはラプラス演算子である。電気角速度ω_eがほぼ一定の状態で交流電動機１を駆動した場合、ｄｑ座標上における永久磁石同期電動機の入力電圧－出力電流特性はごく簡単なブロック線図で記述できる。

図４に示すように、交流電動機１の第１例の等価ブロック線図は、２つの一次遅れフィルタ２１Ａ，２１Ｂと、２つの電気反作用部２２Ａ，２２Ｂと、２つの作用部２３Ａ，２３Ｂとを有している。

電気反作用部２２Ａは、一次遅れフィルタ２１Ａから出力されるｄ軸電流ｉ_dに対する電気反作用ω_eＬ_dｉ_dを作用部２３Ｂに出力する。電気反作用部２２Ｂは、一次遅れフィルタ２１Ｂから出力されるｑ軸電流ｉ_qに対する電気反作用ω_eＬ_qｉ_qを作用部２３Ａに出力する。

作用部２３Ａは、駆動装置４から受け付けたｄ軸電圧指令ｖ^* _dと電気反作用部２２Ｂが出力したω_eＬ_qｉ_qとの和を一次遅れフィルタ２１Ａに出力する。作用部２３Ｂは、駆動装置４から受け付けたｑ軸電圧指令ｖ^* _qから、電気反作用部２２Ａが出力したω_eＬ_dｉ_dおよび速度起電力ω_eΦ_aを減算した指令を一次遅れフィルタ２１Ｂに送る。速度起電力ω_eΦ_aは、回転子が回転する際に誘導される起電力である。

一次遅れフィルタ２１Ａは、作用部２３Ａから送られてきた作用結果に応じたｄ軸電流ｉ_dを発生させて出力する。このｄ軸電流ｉ_dは、電気反作用部２２Ａに送られる。一次遅れフィルタ２１Ｂは、作用部２３Ｂから出力された作用結果に応じたｑ軸電流ｉ_qを発生させて出力する。このｑ軸電流ｉ_qは、電気反作用部２２Ｂに送られる。

電気角速度ω_eがほぼ一定の状態で交流電動機１を駆動した場合、永久磁石同期電動機の等価ブロック線図は線形システムに近似可能である。この近似のもと、図４の等価ブロック線図を等価変形すると、図５の等価ブロック線図が得られる。

図５に示すように、交流電動機１の第２例の等価ブロック線図は、４つの２次伝達関数（２次遅れブロック）２４Ａ，２４Ｂ，２５Ａ，２５Ｂと、作用部２６，２７Ａ，２７Ｂとを有している。

２次伝達関数２４Ａは、ｄ軸電圧指令ｖ^* _dをｄ軸電流に変換して、作用部２７Ａに出力する。また、２次伝達関数２５Ａは、ｄ軸電圧指令ｖ^* _dをｑ軸電流に変換して作用部２７Ｂに出力する。

作用部２６は、ｑ軸電圧指令ｖ^* _qから速度起電力ω_eΦ_aを減算し、演算結果を２次伝達関数２４Ｂ，２５Ｂに出力する。２次伝達関数２４Ｂは、作用部２６から送られてくる演算結果をｑ軸電流に変換して作用部２７Ｂに出力する。また、２次伝達関数２５Ｂは、作用部２６から送られてくる演算結果をｄ軸電流に変換して作用部２７Ａに出力する。

作用部２７Ａは、２次伝達関数２４Ａおよび２次伝達関数２５Ｂから送られてくるｄ軸電流を加算し、加算結果であるｄ軸電流ｉ_dを出力する。作用部２７Ｂは、２次伝達関数２４Ｂおよび２次伝達関数２５Ａから送られてくるｑ軸電流を加算し、加算結果であるｑ軸電流ｉ_qを出力する。

図６は、実施の形態１にかかる駆動装置が駆動する交流電動機のｄｑ軸電圧からｄｑ軸電流へのボード線図の例を示す図である。ｄｑ軸電圧からｄｑ軸電流への伝達関数のボード線図は、２次伝達関数２４Ａ，２４Ｂ，２５Ａ，２５Ｂのボード線図である。具体的には、ｄｑ軸電圧からｄｑ軸電流への伝達関数のボード線図には、ｄ軸電圧からｑ軸電流への２次伝達関数２５Ａのボード線図と、ｄ軸電圧からｄ軸電流への２次伝達関数２４Ａのボード線図と、ｑ軸電圧からｑ軸電流への２次伝達関数２４Ｂのボード線図と、ｑ軸電圧からｄ軸電流への２次伝達関数２５Ｂのボード線図とがある。すなわち、交流電動機１のｄｑ軸電圧からｄｑ軸電流への伝達関数のボード線図には、ｄ軸電圧指令ｖ^* _dからｑ軸電流ｉ_qへのボード線図と、ｄ軸電圧指令ｖ^* _dからｄ軸電流ｉ_dへのボード線図と、ｑ軸電圧指令ｖ^* _qからｑ軸電流ｉ_qへのボード線図と、ｑ軸電圧指令ｖ^* _qからｄ軸電流ｉ_dへのボード線図とがある。ここでは、ｄ軸電圧（ｄ軸電圧指令ｖ^* _d）からｑ軸電流（ｑ軸電流ｉ_q）への伝達関数のボード線図について説明する。

図６に示す上段および下段のグラフの横軸は周波数である。図６に示す上段のグラフの縦軸はゲインであり、下段のグラフの縦軸は位相である。図６には、３つのゲイン特性ｇ１，ｇ２，ｇ３と、３つの位相特性ｐ１，ｐ２，ｐ３とが示されている。

交流電動機１のボード線図は、電気角速度ω_eの上昇に伴って変化する。ここでは低速回転のときのゲイン特性をゲイン特性ｇ１で表し、位相特性を位相特性ｐ１で表している。この状況からさらに回転数が上がり、外乱角周波数２πｆ_disと電気角速度ω_eとが接近したときのゲイン特性をゲイン特性ｇ２で表し、位相特性を位相特性ｐ２で表している。この状況からさらに回転数が上がったときのゲイン特性をゲイン特性ｇ３で表し、位相特性を位相特性ｐ３で表している。

ｄ軸電圧からｑ軸電流への２次伝達関数２４Ａには共振点があり、その共振角周波数は電気角速度ω_eに一致する。外乱角周波数２πｆ_disと電気角速度ω_eが接近すると、この共振特性によって見かけ上、交流電動機１のインピーダンスが低下し、外乱の影響を受けやすくなる。これにより、ビート振動が発生する。ｄ軸電圧からｑ軸電流への２次伝達関数２５Ａのボード線図は回転数によって大きく変化する。特に位相特性は、＋１８０度から－１８０度まで急激に変化する。

図６では、ｄ軸電圧からｑ軸電流への伝達関数のボード線図を示しているが、図５に示した４つの２次伝達関数２４Ａ，２４Ｂ，２５Ａ，２５Ｂの分母多項式は同じであるので、他の３つの２次伝達関数２４Ａ，２４Ｂ，２５Ｂも同様の共振特性を有している。

近年、直流リアクトル８またはコンデンサ９が小容量化される場合が増えてきている。このような状況では、直流母線電圧Ｖ_DCが大きく脈動しやすいので、外乱角周波数２πｆ_disと電気角速度ω_eとがある程度離れていたとしても、ｄｑ軸電流に大きな脈動が現れやすい。このことから、外乱周波数ｆ_disと交流電動機１の相電流の周波数ｆ_eとの差の周波数｜ｆ_dis－ｆ_e｜が大きい条件でも確実に動作するビートレス制御が求められている。

ところが、従来のビートレス制御では、外乱角周波数２πｆ_disと電気角速度ω_eとが接近した状態で動作することを前提にして調整されていた。そのため、外乱角周波数２πｆ_disと電気角速度ω_eとがある程度離れると、意図した安定化した動作を行うことが難しくなる。これは、図６に示したように、交流電動機１のプラントの位相特性（プラント位相）が大きく変化することによって、図３に示した電圧位相の操作が逆効果になりやすいからである。

このように、回転数の上昇に伴うプラント特性（プラント情報）の変化を考慮しない既存のビートレス制御では、回転数の変化によって制御効果が減少するという弱点がある。一方、実施の形態１の駆動装置４は、回転数の上昇に伴うプラント特性の変化を考慮することで、幅広い動作条件でビートレス制御の効果を確実に得る。

図７は、実施の形態１にかかる駆動装置が備えるビートレス制御部の構成を示す図である。ビートレス制御部１８は、ノルム演算部１０１と、重み係数設定部１０２と、脈動抽出部１０３と、脈動抑制部１０４と、プラント情報演算部１０７とを有している。ノルム演算部１０１へは、座標変換部１７からｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqが入力され、脈動抽出部１０３および脈動抑制部１０４へは、ユーザから外乱周波数ｆ_disが入力される。また、プラント情報演算部１０７へは、駆動装置４の上位装置が用いる上位プログラムから速度指令ω^* _eが入力される。

ノルム演算部１０１は、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqのノルム（絶対値）、または重み付きノルムを計算する。ビートレス制御部１８は、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqの重み付きノルムを計算する場合に重み係数設定部１０２を有していればよく、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqのノルムを計算する場合（重み付きノルムを計算しない場合）には重み係数設定部１０２を有していなくてもよい。重み係数設定部１０２は、ユーザによって設定される後述の重み係数ｗ₁，ｗ₂を記憶しておき、ノルム演算部１０１に重み係数ｗ₁，ｗ₂を設定する。

重み係数ｗ₁は、ｄ軸電流への重みであり、重み係数ｗ₂は、ｑ軸電流への重みである。重み係数ｗ₁，ｗ₂の比率によって、ｄ軸電流およびｑ軸電流の重みが調整される。ノルムには種々の種類があるが、もっとも有名なノルムは以下の式（１）を用いて計算されるＬ２ノルムである。

ただし、式（１）でのｉ_dおよびｉ_qは、ｄｑ軸電流（ｄ軸電流およびｑ軸電流）である。ノルム演算部１０１は、式（１）を用いてノルムである｜Ｉ_dq｜₂を計算する。｜Ｉ_dq｜₂は、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqの絶対値に相当する。なお、ノルム演算部１０１は、Ｌ２ノルムの代わりに、Ｌ１ノルム、Ｌ∞ノルムなどを用いてもよい。

また、ノルム演算部１０１は、重み係数ｗ₁，ｗ₂を適用した以下の式（２）を用いて重み付きノルムである｜Ｉ_dqw｜を計算してもよい。この場合、ノルム演算部１０１は、重み係数設定部１０２が記憶している重み係数ｗ₁，ｗ₂を用いて｜Ｉ_dqw｜を計算する。

式（２）での重み係数ｗ₁，ｗ₂は、ゼロ以上の任意の値とする。なお、式（２）においては、ｉ_d ²およびｉ_q ²の代わりに、ｉ_d ³およびｉ_q ³が適用されてもよいし、ｉ_d ⁴およびｉ_q ⁴などが適用されてもよい。また、｜Ｉ_dq｜₂は、ｗ₁＝ｗ₂＝１のときの｜Ｉ_dqw｜に等しい。図４では、ノルム演算部１０１が｜Ｉ_dqw｜を計算して脈動抽出部１０３に出力する場合のビートレス制御部１８の構成を示している。

実施の形態１のビートレス制御部１８は、ノルム演算部１０１が演算したノルム（｜Ｉ_dq｜₂または｜Ｉ_dqw｜）の脈動成分を低減する。ビートレス制御部１８が、どういったノルムの脈動成分を抑えるかによって、ビートレス制御によって得られる効果が変わってくる。

例えば、相電流ピーク値を抑えたい場合は、ビートレス制御部１８は、｜Ｉ_dq｜₂の脈動を小さく抑える。また、交流電動機１の振動および騒音を抑えたい場合は、ビートレス制御部１８は、ｗ₁＝０、ｗ₂＝１とし、ｑ軸電流の脈動を抑える。また、ビートレス制御部１８は、これらの中間の状態を目指す場合は、ｗ₁＝０．５、ｗ₂＝０．５のように重み係数ｗ₁，ｗ₂を変えてもよい。また、ビートレス制御部１８は、ｗ₁＝０．２５、ｗ₂＝０．７５などのように重み係数ｗ₁，ｗ₂を変えてもよいし、ｗ₁＝０．７５、ｗ₂＝０．２５などのように重み係数ｗ₁，ｗ₂を変えてもよい。また、ビートレス制御部１８は、ｄ軸電流がｑ軸電流よりも大きいケースでは、ｗ₁＝１、ｗ₂＝０とし、ｄ軸電流の脈動を抑えるようにしてもよい。

ノルム演算部１０１での演算は、ｄｑ軸電流の楕円状の電流軌跡Ｉｔｂの長短軸方向をユーザが所望する角度にするための演算であり、ビートレス制御を効果的に作用させるための演算である。

重み係数設定部１０２には、ビートレス制御の目的（ビートレス制御によってどのような制御効果を得たいか）に応じて、重み係数ｗ₁，ｗ₂が設定される。重み係数ｗ₁，ｗ₂は、駆動装置４のユーザが任意に設定してよい。なお、以下では、重み付けされていないノルムについて説明する場合があるが、ノルムは、重み付きノルムであってもよい。なお、重み係数設定部１０２は、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dq、交流電動機１の回転数などに基づいて、重み係数ｗ₁，ｗ₂を調整してもよい。

脈動抽出部１０３は、ノルム演算部１０１で計算されたノルム（重み付けなしのノルム｜Ｉ_dqw｜または重み付きノルム｜Ｉ_dqw｜）の脈動成分（周期脈動）を抽出する。このときに脈動抽出部１０３が抽出する周波数成分は、外乱周波数（基本周波数）ｆ_disの成分および外乱周波数ｆ_disの整数倍の高調波成分である。脈動抽出部１０３は、何れの抽出方法によってノルムの脈動成分を抽出してもよい。

脈動抽出部１０３は、例えば、フーリエ級数の原理を用いて、ノルムの脈動のｓｉｎ成分とｃｏｓ成分とを分離してノルムの脈動成分を抽出する。また、脈動抽出部１０３は、バンドパスフィルタを用いて脈動成分を抽出してもよい。以下では、脈動抽出部１０３が、フーリエ級数の原理を用いてノルムの脈動成分を抽出する場合について説明する。

ここでは、脈動抽出部１０３にて抽出されたノルムの脈動のｓｉｎ成分およびｃｏｓ成分をそれぞれｙ_sin、ｙ_cosの記号で表す。脈動抽出部１０３は、ｙ_sin、ｙ_cosを脈動抑制部１０４に出力する。

プラント情報演算部１０７は、回転速度指令である速度指令ω^* _eから、プラント情報としてプラントの位相特性であるプラント位相を演算する。ビートレス制御の位相変化量である操作量θ_bからｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqのノルムまたは重み付きノルムの脈動量までの伝達特性は非線形特性となることが多い。この伝達関数は、いくつかの仮定を加えれば、ごく簡単な線形の伝達関数に近似できる場合がある。

ここでは一例として、｜ｖ_q ^*｜≫｜ｖ_d ^*｜の条件下で、ｗ₁＝０、ｗ₂＝１とし、ｑ軸電流の脈動を抑えたい場合について説明する。｜ｖ_q ^*｜≫｜ｖ_d ^*｜の条件下で電圧位相が操作されると、｜ｖ_d ^*｜の電圧変化の方が｜ｖ_q ^*｜の電圧変化よりも大きくなるので、電圧位相の操作によって生じる電圧変化は主にｄ軸方向に生じる。

図５に示した４つの２次伝達関数２４Ａ，２４Ｂ，２５Ａ，２５Ｂの何れが制御上重要になるかはケースバイケースである。上述したケースでは、ｄ軸方向の電圧変化によってｑ軸電流の脈動を抑えたいので、制御上重要になるのは、ｄ軸電圧からｑ軸電流への伝達特性（２次伝達関数２５Ａ）である。そこで、ｄ軸電圧からｑ軸電流への伝達特性に着眼して、ビートレス制御の位相変化量である操作量θ_bからｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqの重み付きノルムの脈動量への周波数伝達関数を考える。このとき、インバータ電圧が飽和していて、出力電圧振幅がおおむね一定であると仮定すると、以下の式（３）が得られる。

ここで、ｊは虚数であり、ωは入出力信号の角周波数であり、Ｒ_aは電機子抵抗であり、Ｌ_dはｄ軸インダクタンスであり、Ｌ_qはｑ軸インダクタンスであり、ω_eは電気角速度であり、Ｖ_dcは直流母線電圧Ｖ_DCである。外乱角周波数ω_dis＝２πｆ_disの信号に対するプラントの位相特性∠Ｇ（ｊω_dis）は、以下の式（４）のように書ける。

ここで、Ｇ（ｊω）は、周波数伝達関数であり、arctan２は、４象限アークタンジェント演算関数を意味する。式（４）式から、位相特性∠Ｇ（ｊω_dis）は、電気角速度ω_eによって変化することが分かる。また、式（４）のω_eにゼロと無限大とをそれぞれ代入すると、位相特性∠Ｇ（ｊω_dis）は、１８０度～０度の範囲で変化することが分かる。位相特性∠Ｇ（ｊω_dis）は、ω_e≒ω_disの近傍で大きく変化する性質がある。ある圧縮機駆動用の交流電動機１を用いた試算結果では、ω_eをω_disの０．９倍から１．１倍の範囲で変化させたときに、位相特性∠Ｇ（ｊω_dis）は１４０度以上変化した。この位相変化は非常に急激なものであるので、この位相変化を考慮せずにビートレス制御を行おうとした場合、脈動抑制効果を安定して得ることが難しくなる。このような理由から、実施の形態１の駆動装置４は、交流電動機１のプラントの位相変化を考慮したビートレス制御を実行する。すなわち、プラント情報演算部１０７は、式（４）を用いて位相特性∠Ｇ（ｊω_dis）を演算する。プラント情報演算部１０７は、位相特性∠Ｇ（ｊω_dis）を脈動抑制部１０４に送る。

なお、｜ｖ_q ^*｜と｜ｖ_d ^*｜との比率、またはｗ₁とｗ₂との比率が変わった場合、周波数伝達関数Ｇ（ｊω）および位相特性∠Ｇ（ｊω_dis）は、上述した式（３）および式（４）と多少異なる数式となるが、動作点近傍で近似を行えば、類似の数式を導出できる。

脈動抑制部１０４は、プラントの位相特性∠Ｇ（ｊω_dis）を用いて、ｙ_sin、ｙ_cosが低減されるような電圧位相の操作量θ_bを計算する。脈動抑制部１０４は、例えば、プラントの位相特性∠Ｇ（ｊω_dis）を用いて、ｙ_sin、ｙ_cosが最小化されるような電圧位相の操作量θ_bを自動的に探索する。この計算の具体的な方法については後述する。このように、実施の形態１の駆動装置４は、プラントの位相特性∠Ｇ（ｊω_dis）を利用してビートレス制御の性能改善を図る。

なお、駆動装置４は、位相特性∠Ｇ（ｊω_dis）に加え、プラントのゲイン特性｜Ｇ（ｊω_dis）｜を利用してもよい。ゲイン特性｜Ｇ（ｊω_dis）｜の利用については、後述する実施の形態３で詳しく説明する。以下、４つの２次共振系を含むプラントモデルの伝達関数、周波数伝達関数、位相特性、ゲイン特性などの情報（駆動装置４がビートレス制御の性能改善に用いる情報）をプラント情報という。プラント情報には、４つの２次共振系を含むプラントモデルの伝達関数、周波数伝達関数、位相特性、およびゲイン特性の少なくとも１つが含まれていればよい。

ここで、脈動抑制部１０４で行われる計算について詳しく説明する。図８は、実施の形態１にかかるビートレス制御部が備える脈動抑制部の構成を示す図である。脈動抑制部１０４は、脈動成分の目標値ｒ^*とノルムのｃｏｓ成分との差および脈動成分の目標値ｒ^*とノルムのｓｉｎ成分との差を回転させて、電圧位相の操作量θ_bを計算する。

脈動抑制部１０４は、減算器２０１Ａ，２０１Ｂと、回転演算部２０２と、積分制御部（積分制御器）２０３Ａ，２０３Ｂと、交流復元部２０４と、回転量調整部２０５とを具備する。積分制御部２０３Ａが第１の積分制御部であり、積分制御部２０３Ｂが第２の積分制御部である。回転演算部２０２は、脈動抽出部１０３の内部に配置されてもよい。

脈動抑制部１０４へは、予め記憶しておいた脈動成分の目標値ｒ^*と、ノルムまたは重み付けノルムの脈動のｃｏｓ成分であるｙ_cos、およびｓｉｎ成分であるｙ_sinと、外乱周波数ｆ_disとが入力される。通常、脈動成分の目標値ｒ^*はゼロに設定されるが、脈動成分の目標値ｒ^*は非ゼロの値（ゼロ以外の値）にしても構わない。

減算器２０１Ａは、脈動成分の目標値ｒ^*と、ノルムまたは重み付けノルムの脈動のｃｏｓ成分であるｙ_cosとの差を演算し、演算結果をｃｏｓ成分の偏差ｅ_cosとして回転演算部２０２に出力する。

減算器２０１Ｂは、脈動成分の目標値ｒ^*と、ノルムまたは重み付けノルムの脈動のｓｉｎ成分であるｙ_sinとの差を演算し、演算結果をｓｉｎ成分の偏差ｅ_sinとして回転演算部２０２に出力する。

回転演算部２０２は、ｅ_cosと、ｅ_sinとに対し、以下の式（５）を用いて回転演算を行う。ここでは回転演算後のｃｏｓ成分をｅ_Rcosといい、回転演算後のｓｉｎ成分をｅ_Rsinという。

式（５）におけるθ_Rは、回転演算の回転量である。回転量調整部２０５は、プラントの位相特性∠Ｇ（ｊω_dis）を用いて、回転量θ_Rを決定する。回転量調整部２０５は、回転量θ_Rを回転演算部２０２に出力する。

回転演算部２０２は、回転量調整部２０５から回転量θ_Rを受け付ける。回転演算部２０２は、回転量調整部２０５から受け付けた回転量θ_Rを用いて、ｅ_cosとｅ_sinとに対して回転演算を行う。

積分制御部２０３Ａは、ｙ_cosに対応する偏差ｅ_Rcos（回転演算されたｃｏｓ成分）を積分し、積分制御部２０３Ｂは、ｙ_sinに対応する偏差ｅ_Rsin（回転演算されたｓｉｎ成分）を積分する。すなわち、積分制御部２０３Ａは、ｅ_Rcosに対して積分制御を実行することでｘ_cosを決定し、積分制御部２０３Ｂは、ｅ_Rsinに対して積分制御を実行することでｘ_sinを決定する。ｘ_cos、ｘ_sinは、それぞれビートレス制御の出力信号のｃｏｓ成分、ｓｉｎ成分である。積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂは、脈動成分の目標値ｒ^*と実際の値との誤差を累積させ、この累積値に比例させた量を電圧位相の操作量θ_bに加えることで積分制御を実行する。

積分制御部２０３Ａは、回転されたｃｏｓ成分であるｅ_Rcosがゼロになるように積分制御を行う。すなわち、積分制御部２０３Ａは、脈動成分の目標値ｒ^*と、ノルムまたは重み付けノルムの脈動のｃｏｓ成分であるｙ_cosとの差である偏差ｅ_cosがゼロになるように、ｅ_Rcosからｘ_cosを決定する。すなわち、積分制御部２０３Ａは、ｙ_cosが脈動成分の目標値ｒ^*に近付くよう積分制御することでｘ_cosを決定する。

また、積分制御部２０３Ｂは、回転されたｓｉｎ成分であるｅ_Rsinがゼロになるように積分制御を行う。すなわち、積分制御部２０３Ｂは、脈動成分の目標値ｒ^*と、ノルムまたは重み付けノルムの脈動のｓｉｎ成分であるｙ_sinとの差である偏差ｅ_sinがゼロになるように、ｅ_Rsinからｘ_sinを決定する。すなわち、積分制御部２０３Ｂは、ｙ_sinが脈動成分の目標値ｒ^*に近付くよう積分制御することでｘ_sinを決定する。

なお、ここでは脈動抑制部１０４が、積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂを用いているが、脈動抑制部１０４は、他の制御部を用いてもよい。例えば、脈動抑制部１０４は、Ｐ（Proportional、比例）制御を行う制御部を用いてもよいし、ＰＩ（Proportional-Integral、比例積分）制御を行う制御部を用いてもよいし、ＰＩＤ（Proportional-Integral-Differential、比例積分微分）制御を行う制御部を用いてもよい。

交流復元部２０４は、積分制御の出力を交流化して電圧位相の操作量θ_bを決定する。すなわち、交流復元部２０４は、ｘ_cos、ｘ_sin、およびｆ_disに基づいて、電圧位相の操作量θ_bを演算する。

ここで、最適化の対象となる電圧位相の操作量θ_bの計算式について説明する。まず、外乱周波数であるｆ_disを角周波数に換算した換算結果を外乱角周波数ω_disとする。ω_disとｆ_disとの関係式は、以下の式（６）となる。

ここで、以下の式（７）のようにω_disを時間ｔで積分した積分結果をθ_disの記号で表すことにする。

ここで、ｆ_disは定数とみなすことができるので、θ_disは時間ｔの１次関数として表せる。このとき、電圧位相の操作量θ_bは、例えば以下の式（８）のように表せる。

式（８）での、ｘ_cos、ｘ_sinは、それぞれビートレス制御の出力信号のｃｏｓ成分およびｓｉｎ成分である。交流復元部２０４は、式（６）～式（８）にｘ_cos、ｘ_sin、およびｆ_disを適用することで、電圧位相の操作量θ_bを演算する。式（６）～式（８）にｆ_disが適用されることで、ｆ_disに対応する正弦波および余弦波が導出され、ｆ_disに対応する操作量θ_bが導出される。

図９は、実施の形態１にかかるビートレス制御部が備える回転量調整部の構成を示す図である。実施の形態１にかかる回転量調整部２０５は、加算器３０９を備えている。加算器３０９は、プラント情報演算部１０７から送られてくるプラント位相に、予め記憶しておいたデフォルト値（例えば、９０度）を加算することで回転量θ_Rを決定する。加算器３０９は、回転量θ_Rを回転演算部２０２に出力する。これにより、ビートレス制御部１８は、プラント情報をビートレス制御に反映させることができる。なお、デフォルト値は、何れの理由によって決定された値であってもよい。デフォルト値は、例えば、過去のビートレス制御から推測された経験値（固定値）である。

図１０は、実施の形態１にかかるビートレス制御部が、回転量が最適な状態にあるときにビートレス制御を実行した場合の偏差ベクトルの動作パターンを示す図である。図１１は、実施の形態１にかかるビートレス制御部が、回転量が最適値から±９０度未満の範囲内の状態にあるときにビートレス制御を実行した場合の偏差ベクトルの動作パターンを示す図である。図１２は、実施の形態１にかかるビートレス制御部が、回転量が最適値から±９０度よりも離れている状態にあるときにビートレス制御を実行した場合の偏差ベクトルの動作パターンを示す図である。

回転量θ_Rが最適値から±９０度未満の範囲内の状態にあるときは、回転量θ_Rと最適値との差の絶対値が９０度未満の場合である。回転量θ_Rが最適値から±９０度よりも離れている状態にあるときは、回転量θ_Rと最適値との差の絶対値が９０度よりも大きい場合である。

図１０～図１２の横軸はｃｏｓ成分（ｅ_cos）であり、縦軸はｓｉｎ成分（ｅ_sin）である。図１０～図１２では、ビートレス制御部１８がビートレス制御を実行した場合の、ｅ_cosおよびｅ_sinから構成される偏差ベクトルＥ（図示せず）の動作パターンである偏差ベクトル軌跡Ｅｔを示している。偏差ベクトルＥは、原点から（ｅ_cos，ｅ_sin）に向かうベクトルである。ビートレス制御部１８は、（ｅ_cos，ｅ_sin）が原点に近付くよう、すなわち偏差ベクトルＥの絶対値が小さくなるように制御する。偏差ベクトル軌跡Ｅｔは、「Ｓｔａｒｔ」が始点であり、「Ｇｏａｌ」が終点である。ビートレス制御による偏差ベクトルＥの動作パターン（制御部４００の挙動に対応する偏差ベクトル軌跡Ｅｔ）は、ビートレス制御の内部に積分制御が含まれている場合、回転量θ_Rに応じて、おおまかに４種類に分類できる。

図１０に示す第１の動作パターンは、回転量θ_Rが最適な状態にあるときである。この状態のときにビートレス制御部１８がビートレス制御を開始すると、ｅ_cosとｅ_sinとから構成される偏差ベクトルＥは、積分制御の作用によって、最短距離で原点に近付いていく。

図１１に示す第２の動作パターンは、回転量θ_Rが最適値から±９０度未満の範囲内にあるときである。このときに、ビートレス制御部１８がビートレス制御を開始すると、偏差ベクトルＥは、螺旋を描きながら原点に近付いていく。

図１２に示す第３の動作パターンは、回転量θ_Rが最適値から±９０度よりも離れているときである。このときに、ビートレス制御部１８がビートレス制御を開始すると、偏差ベクトルＥは螺旋を描きながら原点から遠ざかっていく。

図示していない第４の動作パターンは、回転量θ_Rが最悪な状態（最適値から１８０度離れている状態）にあるときである。このときに、ビートレス制御部１８がビートレス制御を開始すると、偏差ベクトルＥは原点から一直線で遠ざかっていく。

以上のように、脈動抑制部１０４は、適切な回転量θ_Rが与えられていれば、偏差ｅ_cosおよび偏差ｅ_sinをゼロに制御することが可能であるが、回転量θ_Rが不適切である場合、偏差ｅ_cosおよび偏差ｅ_sinが発散してしまう。このため、実施の形態１にかかるビートレス制御部１８は、プラント情報を用いて回転量θ_Rを補正している。これにより、駆動装置４は、プラント情報を用いない従来のビートレス制御よりも安定動作の範囲を広げることができる。

通常、脈動成分の目標値ｒ^*はゼロに設定されるので、偏差ｅ_cos，ｅ_sinがゼロになれば、ｄｑ軸電流のノルムまたは重み付けノルムの脈動のｃｏｓ成分であるｙ_cos、およびｓｉｎ成分であるｙ_sinもゼロになる。

なお、ビートレス制御部１８内に積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂが配置されていない場合（例えば、ビートレス制御部１８がＰ制御を実行する場合）、ビートレス制御部１８は、偏差ｅ_cos，ｅ_sinをゼロにすることができないが、この場合であってもプラント情報を用いて電圧位相の操作量θ_bを変化させることで、ビートレス制御の効果を改善できる可能性を高めることができる。

実施の形態１においてノルムまたは重み付けノルムの脈動の最小化を目指す理由は、最小化がインバータ電圧の電圧飽和領域（インバータ過変調領域）で実現できる最も良い状態だからである。直流母線電圧Ｖ_DCが脈動している場合、ｄｑ軸電流の両方に脈動が生じるが、ｄｑ軸電流脈動の両方を同時に抑制するためには、電圧の振幅と位相との両方を操作しなければならない。これは制御自由度の観点から考えて自明なことである。インバータ過変調のときのように電圧の位相しかコントロールできない状態では、制御部４００が制御できるパラメータは１つだけである。したがって、このような状況下において、制御部４００では、電圧の位相を制御することで、ノルムまたは重み付けノルムの脈動の最小化を目指す。

このように、制御部４００は、電圧の位相を適切に操作することで任意のノルムまたは重み付けノルムの脈動を最小化する。ただし、積分制御を利用して最適な電圧位相の操作量θ_bを決定（探索）しようとした場合、図１２で説明したような制御発散が生じることがある。そのため、実施の形態１の制御部４００は、プラント位相が電気角速度ω_eによって大きく変化することを加味して最適な電圧位相の操作量θ_bを決定している。

これにより、制御部４００は、種々の動作条件において、ビート振動による相電流の脈動を的確に抑えることができる。なお、どのようなノルムの脈動を低減するかによってビートレス制御の効果は変わってくる。制御部４００は、相電流の脈動を抑制することで、例えば、電流ピーク値の増加によるモータ効率の悪化、過電流保護の制約による交流電動機１の最大出力の低下、交流電動機１の振動および騒音の増加などを防ぐことができる。

図１３は、実施の形態１にかかる駆動装置の制御部が実行する制御処理の処理手順を示すフローチャートである。制御部４００は、電流検出部１２によって検出された交流電動機１に流れる相電流（相電流ベクトルＩ_uvw）を電流検出部１２から取得する（ステップＳ１０）。続いて、制御部４００は、直流母線電圧検出部１０によって検出されたコンデンサ９の両端電圧である直流母線電圧Ｖ_DCを直流母線電圧検出部１０から取得する（ステップＳ２０）。

その後、座標変換部１７は、電流の座標変換演算を行う（ステップＳ３０）。すなわち、座標変換部１７は、電流検出部１２から受け付けた相電流ベクトルＩ_uvwを、推定磁極位置θ^_eを用いてｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqに座標変換する。

回転子位置演算部１４は、回転子位置を演算する（ステップＳ４０）。これにより、回転子位置演算部１４は、交流電動機１の回転子の位置情報および回転子の速度情報を取得する。具体的には、回転子位置演算部１４は、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqとｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqとから、回転子の位置情報である推定磁極位置θ^_eと、回転子の速度情報である推定角速度ω^_eとを推定する。

電圧指令決定部１５は、交流電動機１を所望の速度およびトルクで回転させるための電圧指令を演算する（ステップＳ５０）。具体的には、電圧指令決定部１５は、速度指令ω^* _eと、推定角速度ω^_eとが一致するように、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqからｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqを演算する。

ビートレス制御部１８は、ビートレス制御演算を実行する（ステップＳ６０）。これにより、ビートレス制御部１８は、電圧位相の操作量θ_bを決定する。具体的には、ビートレス制御部１８は、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqの中に含まれる外乱周波数ｆ_disの成分を抽出し、抽出した成分を低減する電圧位相の操作量θ_bを決定する。

座標変換部１６は、電圧指令を三相座標上の値に座標変換する（ステップＳ７０）。具体的には、座標変換部１６は、電圧位相の操作量θ_bと推定磁極位置θ^_eとの和である位相角θ^_ebを用いてｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqを三相電圧指令ベクトルＶ^* _uvwに変換する。

変調部１３は、変調演算を実行する（ステップＳ８０）。具体的には、変調部１３は、直流母線電圧Ｖ_DCおよび三相電圧指令ベクトルＶ^* _uvwに基づいて、ＰＷＭ信号を決定する。変調部１３は、インバータ１１にＰＷＭ信号を与える。

つぎに、ビートレス制御部１８の動作について説明する。図１４は、実施の形態１にかかる駆動装置のビートレス制御部が実行するビートレス制御処理の処理手順を示すフローチャートである。

ビートレス制御部１８では、重み係数設定部１０２が、予め記憶しておいた重み係数ｗ₁，ｗ₂をノルム演算部１０１に設定する（ステップＳ１１０）。ノルム演算部１０１は、ノルム演算を実行する（ステップＳ１２０）。すなわち、ノルム演算部１０１は、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqのノルムまたは重み付きノルムを計算する。

脈動抽出部１０３は、ノルム演算部１０１で計算されたノルムまたは重み付きノルムの脈動抽出演算を実行する（ステップＳ１３０）。すなわち、脈動抽出部１０３は、外乱周波数ｆ_disの成分およびｆ_disの整数倍の高調波成分に基づいて、ノルムまたは重み付きノルムに含まれる脈動成分を抽出する。脈動抽出部１０３は、ノルムの脈動のｓｉｎ成分およびｃｏｓ成分をそれぞれｙ_sin、ｙ_cosとして脈動抑制部１０４に出力する。

プラント情報演算部１０７は、プラント情報を演算する（ステップＳ１４０）。すなわち、プラント情報演算部１０７は、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqおよびｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqからプラント情報を演算する。脈動抑制部１０４は、脈動抑制演算を実行する（ステップＳ１５０）。すなわち、脈動抑制部１０４は、脈動成分を低減するような電圧位相の操作量θ_bを決定（自動探索）する。

つぎに、脈動抑制部１０４の動作について説明する。図１５は、実施の形態１にかかる駆動装置の脈動抑制部が実行する脈動抑制処理の処理手順を示すフローチャートである。脈動抑制部１０４は、以下の手順でノルムまたは重み付けノルムの脈動が最小となる点を決定する。

減算器２０１Ａは、ｃｏｓ成分の偏差ｅ_cosを演算し、減算器２０１Ｂは、ｓｉｎ成分の偏差ｅ_sinを演算する（ステップＳ２１０）。回転量調整部２０５は、プラント情報に基づいて、回転量θ_Rを調整する（ステップＳ２２０）。回転量調整部２０５は、調整した回転量θ_Rを回転演算部２０２に設定する。

回転演算部２０２は、回転量θ_Rを用いて、ベクトルの回転演算を行う（ステップＳ２３０）。具体的には、回転演算部２０２は、ｅ_cosと、ｅ_sinと、回転量θ_Rとを式（５）に適用することで、回転演算後のｃｏｓ成分であるｅ_Rcosと、回転演算後のｓｉｎ成分であるｅ_Rsinとを演算する。

積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂは、積分制御演算を実行する（ステップＳ２４０）。具体的には、積分制御部２０３Ａは、回転演算後のｅ_Rcosを積分することで、ビートレス制御の出力信号のｃｏｓ成分であるｘ_cosを決定し、積分制御部２０３Ｂは、回転演算後のｅ_Rsinを積分することで、ビートレス制御の出力信号のｓｉｎ成分であるｘ_sinを決定する。

交流復元部２０４は、交流復元演算を実行する（ステップＳ２５０）。具体的には、交流復元部２０４は、式（６）～式（８）にｘ_cos、ｘ_sin、およびｆ_disを適用することで、電圧位相の操作量θ_bを演算する。駆動装置４は、電圧位相の操作量θ_bを用いて交流電動機１を駆動することで、動作条件が大きく変化しても、電流のビート振動を効果的に抑制することが可能となる。

つづいて、駆動装置４が備える制御部４００のハードウェア構成について説明する。図１６は、実施の形態１にかかる駆動装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。

制御部４００は、プロセッサ９１、メモリ９２、および周辺機器９３により実現される。なお、実施の形態１だけでなく、他の実施の形態においても、制御部４００は、プロセッサ９１、メモリ９２、および周辺機器９３により実現される。

制御部４００の各機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアまたはファームウェアは制御プログラムとして記述され、メモリ９２に格納される。制御部４００を実現する処理回路では、メモリ９２に記憶された制御プログラムをプロセッサ９１が読み出して実行することにより、各機能を実現する。この制御プログラムは、制御プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体により提供されてもよいし、通信媒体など他の手段により提供されてもよい。制御プログラムは、図１３のステップＳ１０～Ｓ８０の処理を制御部４００に実行させるプログラムであるとも言える。

プロセッサ９１は、ＣＰＵ（Central Processing Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Large Scale Integration）である。

メモリ９２は、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read Only Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically Erasable Programmable Read Only Memory）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。また、メモリ９２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Digital Versatile Disc）でもよい。

周辺機器９３は、例えば、ＰＷＭパルス発生回路、アナログデジタル変換回路、エンコーダカウンタなどである。ＰＷＭパルス発生回路は、変調部１３に配置されている。ＰＷＭパルス発生回路は、インバータ１１およびＡＣ－ＤＣコンバータの駆動に用いられる。

アナログデジタル変換回路は、変調部１３、座標変換部１７などに配置されている。アナログデジタル変換回路は、例えば、直流母線電圧Ｖ_DCおよび交流電動機１の相電流の検出などに用いられる。

エンコーダカウンタは、圧縮機３に配置された位置センサによって回転子の位置が検出される場合に、回転子位置演算部１４に配置される。エンコーダカウンタは、例えば、回転子位置情報の取得に用いられる。

このように、実施の形態１によれば、駆動装置４の制御部４００は、プラント情報に基づいて脈動成分を最小化するような電圧位相の操作量θ_bを計算するので、電圧指令の振幅を操作することができないインバータ電圧の電圧飽和領域においても、種々の運転条件で意図した通りに脈動を小さくすることができる。これにより、制御部４００は、煩雑な制御調整を行うことなく、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動によって生じるビート振動を効果的に抑制することができる。

また、制御部４００は、ビート振動を効果的に抑制することができるので、直流リアクトル８およびコンデンサ９の小型化および小容量化が可能となる。これにより、駆動装置４の製造コストを低減できるとともに、省エネルギー性能の向上を図ることができる。

また、制御部４００は、ビート振動の抑制によって、電流ピーク値の増加によるモータ効率の悪化、過電流保護の制約によるモータの最大出力の低下、交流電動機１の振動および騒音の増加などを防ぐことができる。

また、制御部４００は、抽出された脈動成分を最小化するような電圧位相の操作量θ_bを演算し、この操作量θ_bを用いてインバータ１１を制御するので、駆動装置４の運転条件、駆動装置４の設置条件によらず電流脈動の低減効果を容易に安定させることができる。したがって、制御部４００は、駆動装置４の動作条件および設置条件が大きく変化しても、電流のビート振動を効果的に抑制することができる。

実施の形態２．
つぎに、図１７から図２４を用いて実施の形態２について説明する。回転量θ_Rの最適値は、プラント情報に限らず、電源インダクタンス６（電源インピーダンスのインダクタンス成分）によっても変わってくる。また、想定した動作点と異なる動作点で交流電動機１を駆動しなければいけないケースもある。そこで、実施の形態２では、種々の条件でビートレス制御を安定化する方法を説明する。実施の形態２では、プラント情報とともに、プラント情報以外の種々の情報も用いてビートレス制御を安定化させる。

図１７は、実施の形態２にかかるビートレス制御部が備える脈動抑制部の構成を示す図である。図１７の各構成要素のうち図８に示す実施の形態１の脈動抑制部１０４と同一機能を達成する構成要素については同一符号を付しており、重複する説明は省略する。

実施の形態２のビートレス制御部１８は、実施の形態１のビートレス制御部１８と比較して、脈動抑制部１０４の代わりに脈動抑制部１０４Ａを有している。実施の形態２の脈動抑制部１０４Ａは、実施の形態１の脈動抑制部１０４と比較して、回転量調整部２０５の代わりに回転量調整部２０６を有している。

実施の形態２の脈動抑制部１０４Ａは、実施の形態１の脈動抑制部１０４とは異なり、回転量調整部２０６がｃｏｓ成分の偏差ｅ_cos、およびｓｉｎ成分の偏差ｅ_sinを用いて、回転量θ_Rを修正する。

図１８は、実施の形態２にかかるビートレス制御部がビートレス制御を実行した場合の偏差ベクトルの動作パターンを示す図である。図１８の横軸はｃｏｓ成分（ｅ_cos）であり、縦軸はｓｉｎ成分（ｅ_sin）である。図１８では、ビートレス制御部１８がビートレス制御を実行した場合の、ｅ_cosおよびｅ_sinから構成される偏差ベクトルＥ（図示せず）の動作パターンである偏差ベクトル軌跡Ｅｔを示している。偏差ベクトル軌跡Ｅｔは、「Ｓｔａｒｔ」が始点であり、「Ｇｏａｌ」が終点である。

実施の形態２の駆動装置４は、ｄｑ軸電流のノルムまたは重み付けノルムの脈動のｃｏｓ成分であるｙ_cosまたはｓｉｎ成分であるｙ_sinが意図せずに増加している場合、この増加を検知する。回転量調整部２０６は、ｙ_cosおよびｙ_sinの意図しない増加を検知すると、ビートレス制御が異常状態にある（回転量θ_Rが不適切な状態である）と判断し、回転量θ_Rを修正する。回転量調整部２０６は、この修正動作によってｙ_cosおよびｙ_sinを減少させる探索方向を発見することで、偏差ベクトルＥを最終的にゼロにする。これにより、駆動装置４は、いかなる動作条件においても確実にビート振動を抑制することができる。

ここでビートレス制御部１８が修正する探索方向の概念について説明する。図１９は、実施の形態２にかかるビートレス制御部が修正する探索方向を説明するための第１の説明図である。図２０は、実施の形態２にかかるビートレス制御部が修正する探索方向を説明するための第２の説明図である。図２１は、実施の形態２にかかるビートレス制御部が修正する探索方向を説明するための第３の説明図である。図２２は、実施の形態２にかかるビートレス制御部が修正する探索方向を説明するための第４の説明図である。

図１９～図２２では、ビートレス制御部１８が修正する探索方向のイメージを示している。図１９～図２２の横軸はｃｏｓ成分（ｅ_cos，ｅ_Rcos，ｘ_cos）であり、縦軸はｓｉｎ成分（ｅ_sin，ｅ_Rsin，ｘ_sin）である。図１９～図２１では、図１０～図１２に対し、回転演算後の偏差ベクトルＥＲ（図示せず）の動作パターン（軌跡）である偏差ベクトル軌跡ＥＲｔと、出力信号ベクトルｘ（図示せず）の動作パターンである出力信号軌跡ｘｔと、探索方向のイメージを表す扇形領域とを追記している。回転演算後の偏差ベクトルＥＲは、回転演算部２０２によって回転演算前の偏差ベクトルＥを回転演算した回転結果のベクトルである。出力信号軌跡ｘｔは、ビートレス制御の出力信号ベクトルｘの軌跡である。

偏差ベクトルＥＲは、原点から（ｅ_Rcos，ｅ_Rsin）に向かうベクトルであり、偏差ベクトルＥは、前述したように、原点から（ｅ_cos，ｅ_sin）に向かうベクトルである。ここでは、回転演算前の偏差ベクトルＥおよび回転演算後の偏差ベクトルＥＲの理想値が、ゼロ（原点）である場合について説明する。

図１９～図２２では、探索方向のイメージを、人間の視野を模した扇形の図形（扇形領域）で示している。扇形領域の中心がある時刻での出力信号ベクトルｘの位置であるとした場合、扇形領域の弧の部分がその時刻での前方方向の視野のイメージである。

具体的には、図１９では、探索方向のイメージを探索方向イメージＳＤ１で示し、図２０では、探索方向のイメージを探索方向イメージＳＤ２，ＳＤ３で示している。また、図２１では、探索方向のイメージを探索方向イメージＳＤ４，ＳＤ５，ＳＤ６で示し、図２２では、探索方向のイメージを探索方向イメージＳＤ７，ＳＤ８で示している。

図１９に示す探索方向イメージＳＤ１は、回転量θ_Rが最適な値である場合の探索方向イメージである。回転量θ_Rが最適な場合、探索方向イメージＳＤ１は、探索を開始してから完了するまで変化させる必要がない。

図２０に示す探索方向イメージＳＤ２，ＳＤ３は、回転量θ_Rが適切な値である場合の探索方向イメージである。探索方向イメージＳＤ２は、探索を開始した際の探索方向のイメージであり、探索方向イメージＳＤ３は、探索を完了できた際の探索方向のイメージである。すなわち、探索方向イメージＳＤ３は、探索方向イメージＳＤ２を用いた探索開始から特定時間が経過した後の探索方向イメージである。

図２１に示す探索方向イメージＳＤ４，ＳＤ５，ＳＤ６は、回転量θ_Rが不適切な値である場合の探索方向イメージである。探索方向イメージＳＤ４は、探索を開始した際の探索方向のイメージであり、探索方向イメージＳＤ５は、探索中の探索方向のイメージであり、探索方向イメージＳＤ６は、探索を失敗した際の探索方向のイメージである。すなわち、探索方向イメージＳＤ５は、探索方向イメージＳＤ４を用いた探索開始から特定時間が経過した後の探索方向イメージである。探索方向イメージＳＤ６は、探索方向イメージＳＤ５を用いた探索から特定時間が経過した後の探索方向イメージである。

図１９～図２１では、回転演算前の偏差ベクトルＥが、偏差ベクトルＥの初期値Ｅｓの地点から偏差ベクトルＥの理想値Ｅｉの地点（原点）へと向かおうとする際の軌跡を偏差ベクトル軌跡Ｅｔとして図示している。

また、図１９～図２１では、回転演算後の偏差ベクトルＥＲが、偏差ベクトルＥＲの初期値ＥＲｓの地点から偏差ベクトルＥＲの理想値Ｅｉの地点（原点）へと向かおうとする際の軌跡を偏差ベクトル軌跡ＥＲｔとして図示している。

また、図２２では、図２１に示すように回転量θ_Rが不適切で探索に失敗し、回転量θ_Rが調整された後に、偏差ベクトルＥＲの初期値ＥＲｓの地点から偏差ベクトルＥＲの理想値Ｅｉの地点（原点）へと向かおうとする際の軌跡を偏差ベクトル軌跡ＥＲｔ２として図示している。

ここでは、出力信号ベクトルｘの理想値を探索することができれば、回転演算前の偏差ベクトルＥおよび回転演算後の偏差ベクトルＥＲをゼロにすることができるものとする。ただし、ビートレス制御部１８は、出力信号ベクトルｘの理想値が図中のどこにあるかを事前に知ることはできない。

ビートレス制御部１８は、出力信号ベクトルｘの理想値の探索に成功したか否かを、偏差ベクトルＥ，ＥＲを観測することによってのみ判断できる。ただし、出力信号ベクトルｘは、探索範囲が制限されている。すなわち、出力信号ベクトルｘには、探索可能な範囲である探索可能範囲ＳＲが設けられている。出力信号ベクトルｘの理想値が探索可能範囲ＳＲ内にない場合は偏差ベクトルＥ，ＥＲをゼロにすることができないので、ビートレス制御部１８は、探索可能範囲ＳＲ内で偏差ベクトルＥ，ＥＲを最小化するような出力信号ベクトルｘを探索するものとする。

出力信号ベクトルｘの初期値ｘｓは任意の値であり、多くの場合はゼロに設定されるが、ここでは作図の都合上、非ゼロの値としている。また、偏差ベクトルＥ，ＥＲの初期値は、非ゼロの任意の値とした。図１９～図２１では、偏差ベクトルＥの初期値を初期値Ｅｓで示し、偏差ベクトルＥＲの初期値を初期値ＥＲｓで示している。なお、偏差ベクトルＥＲの初期値ＥＲｓは、偏差ベクトルＥの初期値Ｅｓと同じであってもよい。

図１９では、実施の形態２にかかるビートレス制御部１８が、回転量θ_Rが最適な状態にあるときにビートレス制御を実行した場合の偏差ベクトルＥ，ＥＲおよび出力信号ベクトルｘの動作パターンを表している。

偏差ベクトルＥの軌跡である偏差ベクトル軌跡Ｅｔと、回転演算後の偏差ベクトルＥＲの軌跡である偏差ベクトル軌跡ＥＲｔとは、回転量θ_Rの分だけ位相が異なっている。回転量θ_Rが理想的な状態にあるとき、偏差ベクトルＥ，ＥＲは、初期値Ｅｓ，ＥＲｓから偏差ベクトルＥ，ＥＲの理想の地点である理想値Ｅｉ（原点）に向かって最短距離で移動していく。そのためには、出力信号ベクトルｘも同様に初期値ｘｓから出力信号ベクトルｘの理想の地点である理想値ｘｉに向かって最短距離で移動する必要がある。

出力信号ベクトルｘは、偏差ベクトルＥＲを積分したベクトルであるので、偏差ベクトルＥＲの方向と理想的な出力信号ベクトルｘの移動方向とが一致していなければ、出力信号ベクトルｘの最短距離での移動は不可能である。この場合において、偏差ベクトルＥＲの方向を調整するためのパラメータが回転量θ_Rであるので、ビートレス制御部１８は、回転量θ_Rを最適な状態にすれば、偏差ベクトルＥ，ＥＲを理想値Ｅｉに向かって最短距離で移動させることができる。

出力信号ベクトルｘは、原点から見た偏差ベクトルＥＲの向きに沿って移動していくので、原点から見た偏差ベクトルＥＲの向きは出力信号ベクトルｘの探索方向であると考えることができる。あるいは、ビートレス制御の探索方向は、出力信号ベクトルｘのおおよその進行方向であると言える。

図１９に示す扇形領域（探索方向イメージＳＤ１）は、回転量θ_Rが最適値である場合の視野に対応している。この場合、出力信号ベクトルｘの理想値ｘｉが探索方向の延長線上にあるので、出力信号ベクトルｘの理想値ｘｉの探索はスムーズに成功する。

図２０に示す扇形領域（探索方向イメージＳＤ２，ＳＤ３）は、回転量θ_Rが最適値から±９０度未満の範囲内にある場合の視野に対応している。この場合、出力信号ベクトルｘの理想値ｘｉの方向と探索方向との間に多少のずれがある。ビートレス制御部１８における内部の積分制御（積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂによる積分制御）によって探索方向の多少のずれは許容されるので、ビートレス制御部１８は、偏差ベクトルＥ，ＥＲを最終的に理想値Ｅｉに到達させることができる。ただし、出力信号ベクトルｘが、出力信号ベクトルｘの理想値ｘｉに最短距離で向かわない分、偏差ベクトルＥ，ＥＲは螺旋を描くような形で減少していくことになる。

図２１に示す扇形領域（探索方向イメージＳＤ４，ＳＤ５，ＳＤ６）は、回転量θ_Rが最適値から±９０度よりも離れている場合の視野に対応している。この場合、出力信号ベクトルｘの理想値ｘｉの方向と探索方向との間に大きなずれがある。この場合、ビートレス制御部１８は、出力信号ベクトルｘを変化させても偏差ベクトルＥ，ＥＲが意図した通りに減少しないので、探索方向が一意に定まらず、偏差ベクトルＥ，ＥＲが理想値Ｅｉとは異なる地点に向かうように出力信号ベクトルｘを操作してしまう。このため、ビートレス制御部１８は、偏差ベクトルＥ，ＥＲが螺旋を描くような軌跡で偏差ベクトルＥ，ＥＲを増加させてしまい、ビートレス制御に失敗する。

図２１では、探索に失敗したことが検知された際の偏差ベクトルＥ，ＥＲの地点を、それぞれ偏差ベクトルＥｆ，ＥＲｆで示している。また、図２１では、探索に失敗したことが検知された際の出力信号ベクトルｘの地点を到達値ｘｆで示している。

実施の形態２では、偏差ベクトルＥ，ＥＲが図２１に示すような動作を行った場合に備えて、ビートレス制御部１８に、回転量θ_Rの最適値の探索に失敗したことを検知する探索失敗検知部が設けられてもよい。図２１で説明した動作において探索に失敗した原因は、探索方向が不適切であった（言い換えると、回転量θ_Rが不適切であった）からである。ビートレス制御部１８は、探索に失敗した場合は探索の失敗を検知して探索方向を修正することで、いずれ回転量θ_Rの最適値の探索に成功することができる。

図２２では、回転量θ_Rの最適値の探索に失敗した後、探索方向を修正して再度探索が実行された場合の動作イメージを示している。すなわち、図２２に示す挙動は、ビートレス制御部１８が、探索の失敗を検知した場合に、回転量θ_Rを調整し、回転量θ_Rを適切な値に再設定したときの挙動である。なお、図２２でも図２１と同様に、探索に失敗したことが検知された際の偏差ベクトルＥ，ＥＲの地点を、それぞれ偏差ベクトルＥｆ，ＥＲｆで示している。

図２２では、修正前の回転量を回転量Ｂθ_Rで示し、修正後の回転量を回転量Ａθ_Rで示している。また、図２２では、探索に失敗したことが検知された際の探索方向イメージＳＤ７に対して、ビートレス制御部１８が、回転量Ｂθ_Rを調整した後の探索方向イメージを探索方向イメージＳＤ８で示している。ビートレス制御部１８が回転量Ｂθ_Rを調整すると、回転量が回転量Ａθ_Rとなり、回転演算後の偏差ベクトルＥＲおよび探索方向が変化する。

図２２では、回転量Ｂθ_Rが調整された後の出力信号ベクトルｘの軌跡を軌跡ｘｔ２で示している。また、図２２では、調整後の回転量Ａθ_Rによって回転演算された偏差ベクトルＥＲの軌跡を偏差ベクトル軌跡ＥＲｔ２で示している。また、図２２では、調整後の回転量Ａθ_Rによって回転演算された偏差ベクトルＥの軌跡を偏差ベクトル軌跡Ｅｔ２で示している。

仮に、回転量Ｂθ_Rの調整によって回転量Ａθ_Rが最適値となった場合、出力信号ベクトルｘの理想値ｘｉは探索方向の延長線上にくるので、最適値の探索はスムーズに完了する。

なお、図２２では、説明の都合上、１度の回転量θ_Rの調整で回転量θ_Rを最適値に調整できた場合について説明したが、実際には回転量θ_Rの最適値は不明であるので、回転量θ_Rの調整は積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂによって複数回に渡って少しずつ行われる。

また、ビートレス制御部１８は、後述の外積演算とＰＩＤ制御とを組み合わせた方法によって、ビートレス制御の動作中に常に回転量θ_Rを修正し続けてもよい。このような回転量θ_Rの修正プロセスによって、偏差ベクトルＥは、図１８に示したような複雑な偏差ベクトル軌跡Ｅｔを通って原点に近づく場合がある。また、偏差ベクトルＥは、図２２に示したように、回転量θ_Rの修正後に、偏差ベクトルＥが直線的な偏差ベクトル軌跡Ｅｔ２で原点に向かう場合もある。

ビートレス制御では、出力信号ベクトルｘの理想値ｘｉが何れの地点にあるかは不明であり、出力信号ベクトルｘが不適切な方向に操作されてしまうとビート振動が増加してしまうので、出力信号ベクトルｘの理想値ｘｉの探索は慎重に行われる必要がある。このため、実施の形態２では、ビートレス制御部１８が、ビートレス制御の探索方向を適宜修正することで、出力信号ベクトルｘが理想値ｘｉに確実に到達できるようにしている。

回転量調整部２０６は、何れの方法によって回転量θ_Rを調整してもよい。回転量調整部２０６は、例えば、後述の外積演算とＰＩＤ制御とを組み合わせた方法によって回転量θ_Rを修正（調整）する。また、回転量調整部２０６は、ＡＩ（Artificial Intelligence、人工知能）または機械学習を用いて回転量θ_Rを自動探索してもよい。

ここで、回転量θ_Rの調整方法の一例について説明する。図２３は、実施の形態２にかかるビートレス制御部がビートレス制御を実行している際の偏差ベクトルの第１の挙動を示す図である。図２４は、実施の形態２にかかるビートレス制御部がビートレス制御を実行している際の偏差ベクトルの第２の挙動を示す図である。図２５は、実施の形態２にかかるビートレス制御部がビートレス制御を実行している際の偏差ベクトルの第３の挙動を示す図である。

図２３～図２５の横軸はｃｏｓ成分（ｅ_cos）であり、縦軸はｓｉｎ成分（ｅ_sin）である。図２３～図２５では、脈動抑制部１０４Ａがビートレス制御を実行している際のｅ_cosおよびｅ_sinから構成される偏差ベクトルＥの挙動を模式的に示している。

脈動抑制部１０４Ａは、ビートレス制御が適切に行われているか否かを、偏差ベクトルＥと、偏差ベクトルＥの時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅとを調べることで判別できる。以下、偏差ベクトルＥの時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅを時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅという場合がある。

図２３に示す偏差ベクトルＥの第１の挙動のように、偏差ベクトルＥと時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅとが逆位相である場合、脈動抑制部１０４Ａは、ビートレス制御が良好に行われていると判断する。

また、図２４に示す偏差ベクトルＥの第２の挙動のように、偏差ベクトルＥの垂直線よりも時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅの向きが内側（原点側）にある場合、脈動抑制部１０４Ａは、ビートレス制御はある程度適切に行われていると判断する。

図２５に示す偏差ベクトルＥの第３の挙動のように、偏差ベクトルＥの垂直線よりも時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅの向きが外側にある場合、脈動抑制部１０４Ａは、ビートレス制御が適切に行われていないと判断する。

図２５に示す偏差ベクトルＥの状態を放置すると、ビートレス制御が不安定化して発散するので、脈動抑制部１０４Ａは、偏差ベクトルＥが図２３または図２４に示す状態になるように回転量θ_Rを修正する。

なお、脈動抑制部１０４Ａは、図２４に示すように、偏差ベクトルＥの垂直線よりも時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅの向きが内側にある場合に、時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅの向きがさらに内側に向くように回転量θ_Rを修正してもよい。

脈動抑制部１０４Ａは、回転量θ_Rを修正するために、ビートレス制御が適切に行われているか否かを定量的な数値（評価値）で評価する。脈動抑制部１０４Ａは、評価値に応じた修正量で回転量θ_Rを修正する。

図２６は、実施の形態２にかかる脈動抑制部が、ビートレス制御が適切に行われているか否かを評価するための評価値を説明するための図である。図２６の横軸はｃｏｓ成分であり、縦軸はｓｉｎ成分である。

図２６では、評価値の定義の一例を示している。脈動抑制部１０４Ａは、例えば、偏差ベクトルＥと、偏差ベクトルＥの時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅとの外積（２つのベクトルがなす平行四辺形の面積）を利用して、ビートレス制御の動作の妥当性を評価する。ここでは、ビートレス制御が適切に行われているか否かを評価するための評価値をＣ_dで示している。偏差ベクトルＥと、偏差ベクトルＥの時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅとの外積がＣ_dである。

脈動抑制部１０４Ａは、偏差ベクトルＥと、偏差ベクトルＥの時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅとがなす平行四辺形の面積が小さいほど、回転量θ_Rの修正量を小さくする。これにより、偏差ベクトルＥと時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅとのなす角度が１８０度に近いほど、または０度に近いほど回転量θ_Rの修正量が小さくなる。すなわち、脈動抑制部１０４Ａは、偏差ベクトルＥと時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅとのなす角度が９０度に近いほど回転量θ_Rの修正量を大きくする。

図２７は、実施の形態２にかかる脈動抑制部が有する回転量調整部の構成を示す図である。実施の形態２の回転量調整部２０６は、外積演算部３００と、不感帯３０５と、ＰＩＤ制御部３０６と、加算器３０９とを有している。

外積演算部３００は、疑似微分器３０２Ａ，３０２Ｂと、乗算器３０３Ａ，３０３Ｂと、減算器３０４とを備えている。回転量調整部２０６へは、プラント情報演算部１０７からプラント位相が入力される。

なお、図２７で示している記号ｓはラプラス演算子である。回転量調整部２０６に対しては、疑似微分器３０２Ａ，３０２Ｂの代わりに、ローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low Pass Filter、低域通過濾波器）のない微分器が用いられてもよいが、図２７では、微分ノイズを除去するためのローパスフィルタが付与された疑似微分器３０２Ａ，３０２Ｂが用いられる場合について説明する。

外積演算部３００へは、減算器２０１Ａから偏差ｅ_cosが入力され、減算器２０１Ｂから偏差ｅ_sinが入力される。

外積演算部３００は、前述の外積演算によって評価値であるＣ_dを計算する。外積演算部３００では、偏差ｅ_cosが疑似微分器３０２Ａおよび乗算器３０３Ｂに入力され、偏差ｅ_sinが疑似微分器３０２Ｂおよび乗算器３０３Ａに入力される。

疑似微分器３０２Ａは、偏差ｅ_cosを時間ｔで微分してローパスフィルタを通すことによって（ｄ／ｄｔ）ｅ_cosを算出し、乗算器３０３Ａに出力する。乗算器３０３Ａは、ｅ_sinと（ｄ／ｄｔ）ｅ_cosとを乗算し、乗算結果を減算器３０４に出力する。

疑似微分器３０２Ｂは、偏差ｅ_sinを時間ｔで微分してローパスフィルタを通すことによって（ｄ／ｄｔ）ｅ_sinを算出し、乗算器３０３Ｂに出力する。乗算器３０３Ｂは、ｅ_cosと（ｄ／ｄｔ）ｅ_sinとを乗算し、乗算結果を減算器３０４に出力する。

減算器３０４は、乗算器３０３Ａから出力された乗算結果から、乗算器３０３Ｂから出力された乗算結果を減算することで、評価値であるＣ_dを計算する。減算器３０４は、Ｃ_dを不感帯３０５に出力する。

不感帯３０５は、ビートレス制御が最終値に収束した後に回転量θ_Rの調整を停止させる。回転量θ_Rの調整が必要以上に行われることは、ビートレス制御の安定性の面で好ましくないので、実施の形態２の回転量調整部２０６は、ビートレス制御が最終値に収束した後、不感帯３０５によって回転量θ_Rの調整を停止させている。なお、回転量調整部２０６が不感帯３０５を用いることは一例であり、回転量θ_Rの調整を停止させるための仕組みとして不感帯３０５以外の他の回路等が用いられてもよい。

ＰＩＤ制御部３０６は、不感帯３０５から出力されてくる信号に対してＰＩＤ制御を実行し、回転量θ_Rを加算器３０９に出力する。なお、回転量θ_Rの調整も何れの回路を用いて行われてもよい。回転量θ_Rの調整は、例えば、ＰＩ制御を実行するＰＩ制御部で行われてもよい。さらに良い制御結果が期待できるのであれば、別種類の制御部またはＡＩを用いて回転量θ_Rが調整されてもよい。

加算器３０９は、ＰＩＤ制御部３０６から送られてくる回転量θ_Rに、プラント情報演算部１０７から送られてきたプラント位相と、予め記憶しておいたデフォルト値（例えば、９０度）とを加算することで回転量θ_Rを修正する。加算器３０９は、加算結果である回転量θ_Rを回転演算部２０２に出力する。

このように、実施の形態２の回転量調整部２０６は、回転量θ_Rを、デフォルト値と、ＰＩＤ制御部３０６からの出力と、プラント情報（プラント位相）との和によって決定する。

回転量調整部２０６が回転量θ_Rを変化させると、ビートレス制御の動作が適正化され、評価値Ｃ_dが減少していく。評価値Ｃ_dが特定値まで減少すると、回転量θ_Rの変化が停止する。このとき、回転量θ_Rは、適切な値になっているので、偏差ベクトルＥはいずれゼロに収束する。

つぎに、回転量調整部２０６の動作について説明する。図２８は、実施の形態２にかかる回転量調整部が実行する回転量調整処理の処理手順を示すフローチャートである。

外積演算部３００は、ビートレス制御が適切に行われているかを判定するための評価値であるＣ_dを、外積演算によって計算する（ステップＳ３２０）。すなわち、外積演算部３００は、減算器２０１Ａが演算したｃｏｓ成分の偏差ｅ_cosと、減算器２０１Ｂが演算した偏差ｅ_sinとに基づいて、評価値であるＣ_dを演算する。

回転量調整部２０６の不感帯３０５は、不感帯処理を実行する（ステップＳ３３０）。回転量調整部２０６のＰＩＤ制御部３０６は、ＰＩＤ制御演算を行い（ステップＳ３４０）、評価値Ｃ_dがゼロになるように回転量θ_Rを修正する。

加算器３０９は、加算処理を実行する（ステップＳ３７０）。具体的には、加算器３０９は、ＰＩＤ制御部３０６から送られてくる回転量θ_Rに、プラント情報演算部１０７から送られてきたプラント位相と、デフォルト値（例えば、９０度）とを加算することで回転量θ_Rを調整する。

このように、実施の形態２によれば、駆動装置４の制御部４００は、回転量θ_Rが不適切な状態である場合に、不適切な状態を自動的に検知し、回転量θ_Rを修正するので、煩雑な制御調整を行うことなく、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動によって生じるビート振動を効果的に抑制することができる。

また、実施の形態２によれば、ｙ_cosおよびｙ_sinの意図しない増加を検知すると、回転量θ_Rを修正するので、種々の動作条件に対して確実にビート振動を抑制することができる。

実施の形態３．
つぎに、図２９および図３０を用いて実施の形態３について説明する。実施の形態２で説明したビートレス制御では、積分が行なわれており、実施の形態３でのビートレス制御でも積分制御が行なわれる。積分制御の制御ゲインは、適切に決定されないと、制御応答が緩慢になるか、または振動的になる。そのため、制御応答が所望の波形になるように、制御ゲインを適切に決定する必要がある。実施の形態３では、プラントのゲイン特性を利用して制御ゲインを決定する。

ここでは一例として、ビートレス制御のプラントが、式（３）の周波数伝達関数として表せる場合について説明する。外乱角周波数ω_dis＝2πｆ_disの信号に対するプラントのゲイン特性｜Ｇ（ｊω_dis）｜は、以下の式（９）のように書ける。

式（９）から、ゲイン特性｜Ｇ（ｊω_dis）｜は、電気角速度ω_eによって変化することがわかる。ω_e≒ω_disの近傍では｜Ｇ（ｊω_dis）｜が増加する。すなわち、ω_eとω_disとが近い場合には、見かけ上のインピーダンスが下がる。このため、わずかな電圧変化でも交流電動機１の電流は過敏に変化する。

一方、ω_eとω_disとが離れると、｜Ｇ（ｊω_dis）｜が減少する。すなわち、ω_eとω_disとが遠い場合には、見かけ上のインピーダンスが上がる。このため、大きな電圧変化を与えなければ、交流電動機１の電流は変化しないことになる。

このように、ビートレス制御のプラントのゲイン特性は電気角速度ω_eによって変化するので、ゲイン変化を考慮せずにビートレス制御を行おうとした場合、脈動抑制効果を安定して得ることが難しい。このような理由から実施の形態３では、プラントのゲイン変化を考慮したビートレス制御を行う。

回転量θ_Rが適正なときに、ビートレス制御が任意の応答角周波数ω_ctrlで応答するようにするには、後述する実施の形態３の脈動抑制部１０４Ｂが備える積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂの制御ゲインＫ_iを、以下の式（１０）のように決定すればよい。

式（１０）のように、ゲイン特性｜Ｇ（ｊω_dis）｜の変化に応じて、制御ゲインＫ_iを増減させれば、ビートレス制御の応答が緩慢になることも振動的になることも防ぐことができる。これにより、また、ビートレス制御部１８Ｂは、いかなる動作条件においても確実にビート振動を抑制することができる。

ここでは、脈動抑制部１０４Ｂが備える制御部（制御器）が積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂである場合について説明したが、脈動抑制部１０４Ｂが備える制御部は、ＰＩ制御を行う制御部、またはＰＩＤ制御を行う制御部といった他種の制御器が用いられてもよい。これらの場合でも、ゲイン特性｜Ｇ（ｊω_dis）｜の変化を考慮して制御ゲインを設計することは可能である。

なお、｜ｖ_q ^*｜と｜ｖ_d ^*｜との比率、またはｗ₁とｗ₂との比率が変わった場合、周波数伝達関数Ｇ（ｊω）は、式（３）と多少異なる数式となるが、動作点近傍で近似を行えば、類似の数式を導出できる。そのため、他のケースでも制御ゲインの設計方法はあまり変わらないといえる。

図２９は、実施の形態３にかかる駆動装置が備えるビートレス制御部の構成を示す図である。実施の形態３のビートレス制御部１８Ｂは、実施の形態１のビートレス制御部１８と比較して、プラント情報演算部１０７の代わりにプラント情報演算部１０７Ｂを備えている。また、実施の形態３のビートレス制御部１８Ｂは、実施の形態１のビートレス制御部１８と比較して、脈動抑制部１０４の代わりに脈動抑制部１０４Ｂを備えている。

プラント情報演算部１０７Ｂは、プラントの位相特性であるプラント位相と、プラントのゲイン特性であるプラントゲインとを演算する。プラント情報演算部１０７Ｂは、例えば、式（９）を用いてプラントゲインを演算する。プラント情報演算部１０７Ｂは、プラント位相およびプラントゲインを、脈動抑制部１０４Ｂに送信する。

図３０は、実施の形態３にかかるビートレス制御部が備える脈動抑制部の構成を示す図である。実施の形態３の脈動抑制部１０４Ｂは、実施の形態１の脈動抑制部１０４が備える構成要素に加えて、制御ゲイン演算部２０７を有している。

制御ゲイン演算部２０７は、プラントのゲイン特性であるプラントゲインをプラント情報演算部１０７Ｂから受け付ける。制御ゲイン演算部２０７は、式（１０）を用いて、ゲイン特性｜Ｇ（ｊω_dis）｜から制御ゲインＫ_iを演算する。制御ゲイン演算部２０７は、演算結果である制御ゲインＫ_iを積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂに出力する。

積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂは、制御ゲイン演算部２０７が演算した制御ゲインＫ_iに基づいて動作する。すなわち、積分制御部２０３Ａは、制御ゲインＫ_iを用いて偏差ｅ_Rcosを積分することでｘ_cosを決定し、積分制御部２０３Ｂは、制御ゲインＫ_iを用いて偏差ｅ_Rsinを積分することでｘ_sinを決定する。

このように実施の形態３によれば、ビートレス制御部１８Ｂは、プラント位相およびプラントゲインに基づいてビートレス制御を実行するので、広い動作条件でビートレス制御を適切に実行させることが可能となる。

実施の形態４．
つぎに、図３１を用いて実施の形態４について説明する。実施の形態４では、実施の形態１～３で説明した駆動装置４を冷凍サイクル装置に適用する。

図３１は、実施の形態４にかかる冷凍サイクル装置の構成を示す図である。図３１の各構成要素のうち図１に示す実施の形態１の駆動装置４および圧縮機３と同一機能を達成する構成要素については同一符号を付しており、重複する説明は省略する。

実施の形態４の冷凍サイクル装置９００は、圧縮機駆動システム８００を有している。圧縮機駆動システム８００は、制御部４００を有した駆動装置４と、実施の形態１における交流電動機１を内蔵した圧縮機３とを備えている。また、冷凍サイクル装置９００は、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０と、冷媒配管９１２とを備えている。

冷凍サイクル適用機器である冷凍サイクル装置９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。圧縮機駆動システム８００では、圧縮機３と、駆動装置４と、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０とが冷媒配管９１２を介して接続されている。

圧縮機３の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させる交流電動機１とが設けられている。圧縮機構９０４が実施の形態１で説明した機械装置２に対応している。冷凍サイクル装置９００は、四方弁９０２の切替動作によって暖房運転または冷房運転をすることができる。圧縮機構９０４は、可変速制御される交流電動機１によって駆動される。

暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０および四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。

冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６および四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。

暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。

このように、実施の形態４によれば、インバータ電圧の電圧飽和領域においても、意図した通りに脈動を小さくすることができるので、冷凍サイクル装置９００は、ビート振動の抑制によって、電流ピーク値の増加によるモータ効率の悪化、過電流保護の制約によるモータの最大出力の低下、交流電動機１の振動および騒音の増加などを防ぐことができる。

また、制御部４００は、ビート振動を効果的に抑制することができるので、直流リアクトル８およびコンデンサ９の小型化および小容量化が可能となる。これにより、冷凍サイクル装置９００の製造コストを低減できるとともに、省エネルギー性能の向上を図ることができる。

以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電動機、２ 機械装置、３ 圧縮機、４ 駆動装置、５ 交流電源、６ 電源インダクタンス、７ ダイオード整流器、８ 直流リアクトル、９ コンデンサ、１０ 直流母線電圧検出部、１１ インバータ、１２ 電流検出部、１３ 変調部、１４ 回転子位置演算部、１５ 電圧指令決定部、１６，１７ 座標変換部、１８，１８Ｂ ビートレス制御部、１９，３０９ 加算器、２１Ａ，２１Ｂ 一次遅れフィルタ、２２Ａ，２２Ｂ 電気反作用部、２３Ａ，２３Ｂ，２６，２７Ａ，２７Ｂ 作用部、２４Ａ，２４Ｂ，２５Ａ，２５Ｂ ２次伝達関数、９１ プロセッサ、９２ メモリ、９３ 周辺機器、１０１ ノルム演算部、１０２ 重み係数設定部、１０３ 脈動抽出部、１０４，１０４Ａ，１０４Ｂ 脈動抑制部、１０７，１０７Ｂ プラント情報演算部、２０１Ａ，２０１Ｂ，３０４ 減算器、２０２ 回転演算部、２０３Ａ，２０３Ｂ 積分制御部、２０４ 交流復元部、２０５，２０６ 回転量調整部、２０７ 制御ゲイン演算部、３００ 外積演算部、３０２Ａ，３０２Ｂ 疑似微分器、３０３Ａ，３０３Ｂ 乗算器、３０５ 不感帯、３０６ ＰＩＤ制御部、４００ 制御部、８００ 圧縮機駆動システム、９００ 冷凍サイクル装置、９０２ 四方弁、９０４ 圧縮機構、９０６ 室内熱交換器、９０８ 膨張弁、９１０ 室外熱交換器、９１２ 冷媒配管、Ｅ，ＥＲ 偏差ベクトル、Ｅｔ，ＥＲｔ 偏差ベクトル軌跡、Ｉｔａ，Ｉｔｂ 電流軌跡、Ｐｃ 位相変化量、ＶＤ 外乱電圧、Ｖｔ 電圧軌跡、ｇ１，ｇ２，ｇ３ ゲイン特性、ｐ１，ｐ２，ｐ３ 位相特性。

Claims (10)

1. インバータによって交流電動機を駆動する駆動装置であって、
   前記交流電動機に流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記交流電動機が有する回転子の位置の情報である回転子位置情報を演算する回転子位置演算部と、
   前記電流の電流ベクトルおよび前記回転子位置情報に基づいて、電圧指令を決定する電圧指令決定部と、
   前記電圧指令の電圧位相を操作することによって直流母線電圧の周期脈動に起因する前記電流の脈動を抑制するビートレス制御部と、
   を備え、
   前記ビートレス制御部は、
   前記交流電動機の電気角速度に基づく回転数の変化に伴い変化するプラントの特性の情報であるプラント情報を演算するプラント情報演算部を有し、前記プラント情報と前記電流ベクトルのノルムの脈動成分とに基づいて、前記電圧位相を操作する、
   ことを特徴とする駆動装置。
2. 前記ビートレス制御部は、
   前記ノルムを演算するノルム演算部と、
   前記ノルムの前記脈動成分を抽出する脈動抽出部と、
   前記プラント情報を用いて前記脈動成分が低減される前記電圧位相の操作量を決定する脈動抑制部と、
   を有し、
   前記ビートレス制御部は、前記操作量を用いて前記電圧位相を操作する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
3. 前記脈動抽出部は、前記ノルムの前記脈動成分をコサイン成分およびサイン成分に分離して抽出し、
   前記脈動抑制部は、
   前記コサイン成分および前記サイン成分に対して回転演算を行う際の回転量を、前記プラント情報を用いて決定する回転量調整部と、
   前記コサイン成分および前記サイン成分に対して前記回転量で回転演算を行う回転演算部と、
   回転演算された前記コサイン成分を積分する第１の積分制御部と、
   回転演算された前記サイン成分を積分する第２の積分制御部と、
   積分された前記コサイン成分、積分された前記サイン成分、および前記直流母線電圧の脈動周波数である外乱周波数に基づいて、前記操作量を演算する交流復元部と、
   を具備する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の駆動装置。
4. 前記回転量調整部は、
   前記コサイン成分および前記サイン成分が増加したことを検知すると、前記回転量を修正する、
   ことを特徴とする請求項３に記載の駆動装置。
5. 前記プラント情報演算部は、前記プラント情報として、前記回転子の角速度の指令である速度指令から前記プラントの位相特性であるプラント位相を演算し、
   前記回転量調整部は、前記回転量を、前記プラント位相を用いて決定する、
   ことを特徴とする請求項３に記載の駆動装置。
6. 前記プラント情報演算部は、前記プラント情報として、前記プラントのゲイン特性であるプラントゲインを演算し、
   前記回転量調整部は、前記回転量を、前記プラントゲインを用いて決定する、
   ことを特徴とする請求項３に記載の駆動装置。
7. 前記ノルムは、ｄ軸電流およびｑ軸電流に対して重み付けがされた重み付きノルムである、
   ことを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
8. 前記電流検出部が検出した前記電流の三相電流ベクトルを、前記回転子位置情報に基づいて、前記電流ベクトルである回転二相座標系の軸電流ベクトルに座標変換する第１の座標変換部と、
   前記操作量によって前記電圧位相が操作された前記電圧指令を三相電圧指令ベクトルに変換する第２の座標変換部と、
   をさらに備え、
   前記電圧指令決定部は、前記軸電流ベクトルに基づいて、前記三相電圧指令ベクトルの前記電圧指令を生成し、
   前記ビートレス制御部は、前記軸電流ベクトルに基づいて、前記操作量を探索する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の駆動装置。
9. 請求項１から８の何れか１つに記載の駆動装置と、
   前記交流電動機によって駆動される圧縮機と、
   を具備する、
   ことを特徴とする圧縮機駆動システム。
10. 請求項９に記載の圧縮機駆動システムを具備する、
    ことを特徴とする冷凍サイクル装置。