JPH01103166A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH01103166A JPH01103166A JP62260057A JP26005787A JPH01103166A JP H01103166 A JPH01103166 A JP H01103166A JP 62260057 A JP62260057 A JP 62260057A JP 26005787 A JP26005787 A JP 26005787A JP H01103166 A JPH01103166 A JP H01103166A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明は電源装置に関する。
交流電圧を整流平滑して一定の直流電圧を得る電源装置
の従来例を第１３図に示す。この従来例は交流電源１に
インダクタンス素子２を介した全波整流器３の出力端と
、キャパシタンス素子４を介した全波整流器５の出力端
を同一の平滑コンデンサ６に接続し、この平滑コンデン
サ６の両端に負荷７を接続する。この負荷７は例えば直
流電圧から高周波出力に変換するインバータ装置等で、
平滑コンデンサ６の電圧値に影響するものである。 従って平滑コンデンサ６の電圧値が、はぼ電源電圧Ｖｓ
の零−ピーク値を保つように負荷７のインバータ装置は
設計されている。第１４図は第１３図回路の波形を示し
たものであり、第１４図（ａ）は交流電′ｆＡ１の電圧
Ｖｓ及び平滑コンデンサ６の両端電圧ＶＯＣを、同図（
ｂ）は入力電流Ｉｉｎを、同図（ｅ）はキャパシタンス
素子４に流れる電流ｌ１ｎｃを、同図（ｄ）はキャパシ
タンス索子４の両端型ｊ王Ｖｃを、同図（ｅ）はインダ
クタンス素子２に流れる電ｔｌＬｌｉｎＬを大々示す。 第１３図の回路及びｔｊＳ１４図の波形から明らかなよ
うに入力電流ｆｉｎは電流Ｉ ｉｎｃとｒ ｉｎＬの合
成されたものである。このキャパシタンス素子４を流れ
る電流ｌ１ｎｃとインダクタンス素子２を流れる電流１
ｉｎｌ、について以下で説明する。 まず交流電源１の正の半サイクルの開始時には、キャパ
シタンス素子４には電荷がたまっており、ｔｊ＆１３図
（ｄ）に示すようにマイナスの電位を持っている。この
電位の向きは正の半サイクルの電源電圧Ｖｓと同じ向き
である。電源電圧Ｖｓが高くなると、電源電圧Ｖｓとキ
ャパシタンス索子４の電圧Ｖｃを加えた電圧が平滑コン
デンサ６の電圧と等しい時点がでてくる。この時点でキ
ャパシタンス素子４と全波整流器５とを介して交流電源
１から平滑コンデンサ６へ電流１ｉｎｅが流れるように
なる。この電流１ｉｎｅによってキャパシタンス素子４
は初めと逆向きにチャージされてその電圧Ｖｃが下がり
、ついには電源電圧Ｖｓと逆向きに電圧をもつようにな
る。即ちキャパシタンス素子４の電圧Ｖｓは交流電源１
から電流が流れるのをさまたげるようになる。そしてキ
ャパシタンス素子４の電圧Ｖｅと平滑コンデンサ６の電
圧ＶＤＣの和が電源電圧Ｖｓ値と等しくなったと終電流
１ｉｎｅは零になる。 その後、キャパシタンス素子４には電流１ｉｎｅが流れ
ず、次の電源電圧Ｖｓの負の半サイクルまで電荷が維持
される。一方イングクタンス素子２と全波整流器３とを
介して交流電源１から平滑コンデンサ６へ流れる電流ｒ
ｉｎＬは電源電圧Ｖｓが上昇して平滑コンデンサ６の電
圧ＶＯＣより高くなると流れ始める。以後は充電による
平滑コンデンサ６の電圧ＶＯＣの上昇よりも？ｉ［電圧
Ｖｓの上昇の方が大きいので、電流ｆｉｎＬは流れ続け
る。しかし電源電圧Ｖｓはピーク値を過ぎると降下する
ので再び電源電圧Ｖｓと平滑コンデンサ６の電圧ＶＯＣ
と等しくなる。この時点までは電源電圧Ｖｓが平滑コン
デンサ６の電圧ＶＯＣより高いので電流ｆｉｎＬは増加
する。しかしこの後電源電圧Ｖｓが平滑コンデンサ６の
電圧ＶＯＣより低くなり、電流ｆｉｎしはインダクタン
ス素子２の誘起電圧のために流れ続けるが、次第に小さ
くなり零となる。ここで電源電圧Ｖｓの正の半サイクル
に流れる入力電流ｒｉｎは終わる。電源電圧Ｖｓの負の
半サイクルにも上述と全く同様の理由で各電流が流れる
。 しかしこの従来例では第１４図（ｂ）中ｔｏで示す入力
電流ｆｉｎの休止期間が長い。このため入力力率が低く
、入力電流ｆｉｎの歪みが大きいという欠点を有してい
る。更にインダクタンス素子２の値が大さいと平滑コン
デンサ６とインダクタンス素子２とで電源電圧を分圧す
る際平滑コンデンサ６の直流出力電圧が下がり、負荷７
に十分な電力を供給できないという欠点をもっでいる。
の従来例を第１３図に示す。この従来例は交流電源１に
インダクタンス素子２を介した全波整流器３の出力端と
、キャパシタンス素子４を介した全波整流器５の出力端
を同一の平滑コンデンサ６に接続し、この平滑コンデン
サ６の両端に負荷７を接続する。この負荷７は例えば直
流電圧から高周波出力に変換するインバータ装置等で、
平滑コンデンサ６の電圧値に影響するものである。 従って平滑コンデンサ６の電圧値が、はぼ電源電圧Ｖｓ
の零−ピーク値を保つように負荷７のインバータ装置は
設計されている。第１４図は第１３図回路の波形を示し
たものであり、第１４図（ａ）は交流電′ｆＡ１の電圧
Ｖｓ及び平滑コンデンサ６の両端電圧ＶＯＣを、同図（
ｂ）は入力電流Ｉｉｎを、同図（ｅ）はキャパシタンス
素子４に流れる電流ｌ１ｎｃを、同図（ｄ）はキャパシ
タンス索子４の両端型ｊ王Ｖｃを、同図（ｅ）はインダ
クタンス素子２に流れる電ｔｌＬｌｉｎＬを大々示す。 第１３図の回路及びｔｊＳ１４図の波形から明らかなよ
うに入力電流ｆｉｎは電流Ｉ ｉｎｃとｒ ｉｎＬの合
成されたものである。このキャパシタンス素子４を流れ
る電流ｌ１ｎｃとインダクタンス素子２を流れる電流１
ｉｎｌ、について以下で説明する。 まず交流電源１の正の半サイクルの開始時には、キャパ
シタンス素子４には電荷がたまっており、ｔｊ＆１３図
（ｄ）に示すようにマイナスの電位を持っている。この
電位の向きは正の半サイクルの電源電圧Ｖｓと同じ向き
である。電源電圧Ｖｓが高くなると、電源電圧Ｖｓとキ
ャパシタンス索子４の電圧Ｖｃを加えた電圧が平滑コン
デンサ６の電圧と等しい時点がでてくる。この時点でキ
ャパシタンス素子４と全波整流器５とを介して交流電源
１から平滑コンデンサ６へ電流１ｉｎｅが流れるように
なる。この電流１ｉｎｅによってキャパシタンス素子４
は初めと逆向きにチャージされてその電圧Ｖｃが下がり
、ついには電源電圧Ｖｓと逆向きに電圧をもつようにな
る。即ちキャパシタンス素子４の電圧Ｖｓは交流電源１
から電流が流れるのをさまたげるようになる。そしてキ
ャパシタンス素子４の電圧Ｖｅと平滑コンデンサ６の電
圧ＶＤＣの和が電源電圧Ｖｓ値と等しくなったと終電流
１ｉｎｅは零になる。 その後、キャパシタンス素子４には電流１ｉｎｅが流れ
ず、次の電源電圧Ｖｓの負の半サイクルまで電荷が維持
される。一方イングクタンス素子２と全波整流器３とを
介して交流電源１から平滑コンデンサ６へ流れる電流ｒ
ｉｎＬは電源電圧Ｖｓが上昇して平滑コンデンサ６の電
圧ＶＯＣより高くなると流れ始める。以後は充電による
平滑コンデンサ６の電圧ＶＯＣの上昇よりも？ｉ［電圧
Ｖｓの上昇の方が大きいので、電流ｆｉｎＬは流れ続け
る。しかし電源電圧Ｖｓはピーク値を過ぎると降下する
ので再び電源電圧Ｖｓと平滑コンデンサ６の電圧ＶＯＣ
と等しくなる。この時点までは電源電圧Ｖｓが平滑コン
デンサ６の電圧ＶＯＣより高いので電流ｆｉｎＬは増加
する。しかしこの後電源電圧Ｖｓが平滑コンデンサ６の
電圧ＶＯＣより低くなり、電流ｆｉｎしはインダクタン
ス素子２の誘起電圧のために流れ続けるが、次第に小さ
くなり零となる。ここで電源電圧Ｖｓの正の半サイクル
に流れる入力電流ｒｉｎは終わる。電源電圧Ｖｓの負の
半サイクルにも上述と全く同様の理由で各電流が流れる
。 しかしこの従来例では第１４図（ｂ）中ｔｏで示す入力
電流ｆｉｎの休止期間が長い。このため入力力率が低く
、入力電流ｆｉｎの歪みが大きいという欠点を有してい
る。更にインダクタンス素子２の値が大さいと平滑コン
デンサ６とインダクタンス素子２とで電源電圧を分圧す
る際平滑コンデンサ６の直流出力電圧が下がり、負荷７
に十分な電力を供給できないという欠点をもっでいる。
本発明は上記の従来の問題点に鑑みで発明したものであ
って、その目的とするところは、高入力力率で且つ入力
電流の歪みが小さく、しかも大トなインダクタンス素子
を必要とせず、平滑電圧の低下の少ない電源回路を提供
する。
って、その目的とするところは、高入力力率で且つ入力
電流の歪みが小さく、しかも大トなインダクタンス素子
を必要とせず、平滑電圧の低下の少ない電源回路を提供
する。
本発明は第１図、に示すように第１の交流電源１ａを誘
導性リアクタンス素子たるインダクタンス素子２を介し
て第１の全波整流器３の交流入力端に接続し、上記第１
の交流電源１ａと同相・同−周液数で電圧値が異なる第
２の交流電源１ｂを容量性リアクタンス素子たるキャパ
シタンス素子４を介して第２の全波整流器６に接続し、
両全波整流器３．６の直流出力端を共通の平滑コンデン
サ６に接続したことを特徴とするものであり、平滑コン
デンサ６の両端には負荷７を接続しである。 この負荷７としては直流を電源とするものであれば特に
限定されないが、図においては例えば直流電圧をスイッ
チング素子を使って高速で入切させることによって高周
波出力を得るインバータ装置を接続しである。 このように構成される本発明装置を実施例により更に詳
説する。 犬１ｊｕ− 第２図は本実施例の回路を示しており、交流電源１にト
ランス８の１大巻＃［ｒ’ｉ ＋を接続し、２次巻線Ｎ
、にインダクタンス素子２を介して全波整流器３を接続
している。更にトランス８の３大巻Ｉ！ＡＮ ３にキャ
パシタンス素子４を介して全波整流器５を接続し、この
キャパシタンス素子４を介した全波整流器５の直流出力
端と上記インダクタンス素子２を介した全波整流器３の
直流出力端を共に平滑コンデンサ６に接続している。負
荷７は１方式インバータであり、駆動回路ＣＯでトラン
ジスタＱ１を高速でスイッチングさせ、ランプＩｇを高
周波点灯させるものである。またトランス８の３次巻線
Ｎ、の巻数は１大巻＃Ｉ Ｎ ＋の巻数と等しく、第３
図（ｂ）に実線で示すように３次側出力電圧ＶｓＣは第
３図（ａ）に示す交流電源１の電圧Ｖｓと等しくなる。 ２次巻ｍＮ２は１次、３次の巻線数より多くして第３図
（ｂ）に破線で示すように２次側出力電圧Ｖ８Ｌが３次
側出力電圧Ｖｓｃより大きくなるようにしである。かよ
うにして２次巻線Ｎ２が第１の交流電源１ａを、３大巻
ＭＮｓが第２の交流電源１ｂを夫々構成する。 一方第４図に示すように一方平滑コンデンサ６の電圧Ｖ
ＤＣがトランス８の３次側出力電圧Ｖｓｃの零−ピーク
値よりわずかに低くなるように負荷７を設計している。 このように負荷７を設計することは容易であり、負荷７
の消費電力をｌ［すればよい。 而して上記のように設定することで、インダクタンス素
子２を介した全波整流器３には平滑コンデンサ６の電圧
ＶＤＣより大きい電圧が入力される。 こうすることで、トランス８の２次側出力電圧ＶＳＬが
３次側出力電圧Ｖｓｃと同じ場合や、第１３図の従来例
に比べてインダクタンス索子２を介する電流１ｉｎＬの
導通期間が広がる。従って、第５図（！１）に示す入力
電流ｆｉｎの休止期間ｔｏが短くなるため高力率で且つ
、入力電流ｆｉｎの歪みを小さくできる。更に片方の交
流電源１ａの入力電圧を大きくすることで、入力電流の
休止期間を短くするので従来例のようにインダクタンス
素子２を大きくする必要がなくなり、平滑コンデンサ６
の電圧ＶＤＣの低下という問題もない。 次に本実施例でインダクタンス索子２を介して流れる電
流ｌｉｎシの導通期間が広がる理由を説明する。 まずキャパシタンス索子４及びインダクタンス索子２に
流れるメカニズムは従来例と同様である。 そしてｔｊＳＳ図（ａ）に示すようにトランス８の２次
側出力電圧ＶＳＬを３次側出力電圧Ｖｓｃより高く設定
しているので、平滑コンデンサ６の電圧ＶＤＣよりトラ
ンス２次側出力電圧Ｖｓ１．が高い期間が広がる。この
間第５図（ｄ）に示すようにインダクタンス素子２に流
れる電流１ ！ｎＬは増加するからピーク値が大きくな
り、その後の減少する期間も広がる０以上の理由からイ
ンダクタンス索子２を介して電流１ｉｎＬが流れる期間
が広がるのである。 ところで上述した従来例において入力電流１ｉｎの休止
期同上〇を短かくし、高力率で、入力電流１ｉｎの歪み
を小さくするためにはインダクタンス索子２のインダク
タンス値を大きくし、キャパシタンス素子４の容量を大
きくする必要があった。しかしこの従来例方法ではイン
ダクタンス索子２の分圧作用のため平滑コンデンサ６の
電圧ＶＤＣが低くなり、十分な出力が得られなくなる。 そこで本発明装置ではインダクタンス索子２を介する全
波整流器３とキャパシタンス素子４を介する全波整流器
５とに異なった値の電圧を加え、しかも平滑コンデンサ
６の電圧ＶＯＣが２つの全波整流器３，５の入力電圧の
低い方で決定されるようにして、入力電圧の高い方の全
波整流器３へ流れる電流Ｉ ｉｎＬの導通期間が広がる
ようにすることで入力電流１ｉｎの休止期間ｔ。を短く
したのである。 尚第５図（ｃ）はキャパシタンス素子
４に流れる電流１ｉｎｅを示す。 犬１１」− 上記実施例１ではトランス８の２大巻＃ｉ Ｎ ２の巻
数を３大巻＃ｉ Ｎ ｓの巻数より多くしてインダクタ
ンス索子２側の全波整流器３に高い電圧が加わるように
したが、この逆、即ちトランス３次巻線Ｎ３の巻数を２
次巻線Ｎ２より多くし、キャパシタンス素子４側の全波
整流器５に高い電圧が加わるようにすると、キャパシタ
ンス素子４を介する電流１ｉｎｅの導通期間が広がり、
インダクタンス素子２９の全波整流器３に高い電圧を加
えた場合と同様に入力電流ｆｉｎの休止期間ｔ。を短く
するという効果が得られる。トランス８の３次巻線Ｎ、
の巻数を２次巻線Ｎ２の巻数より大きくしてキャパシタ
ンス素子４を介して全波整流器５に高い電圧■ＳＣを加
えた場合もインダクタンス索子２、キャパシタンス素子
４に電流が流れるメカニズムは同じであるので、キャパ
シタンス素子４に流れる電流１ｉｎｅの導通期間が広が
る理由を次に説明する。 第６図は本実施例の場合の入力波形を示す。平滑コンデ
ンサ６の電圧ＶＯＣはインダクタンス素子２を介して全
波整流器３に印加される電圧Ｖ９Ｌによって決まるため
＠６図（ａ）に示すように電圧ＶＳＬより少し低い値で
ある。キャパシタンス素子４に電流ｌ１ｎｃが流れ始め
るのは第６図（Ｃ）に示すようにキャパシタンス素子４
に維持されている電圧Ｖｃ（第６図（ｄ））とキャパシ
タンス索子４を介して全波整流器５に印加される電圧Ｖ
ｓｃとの和が平滑コンデンサ６の電圧ＶＯＣと等しくな
ったときである。従ってキャパシタンス索子４を介する
全波整流器５に入力される電圧Ｖｓｅの振幅が大きいた
め、電源電圧Ｖｓに等しいときに比べて電流ｌ１ｎＣの
流れ始めが早くなる。一方＠６図（ｅ）に示すキャパシ
タンス素子４を介して電流１ｉｎｅが流れなくなるのは
キャパシタンス素子４を介して全波整流器５に印加され
る電圧Ｖｓｃが平滑コンデンサ６の電圧ＶＤＣより高く
て平滑コンデンサ６の電圧ＶＯＣとキャパシタンス索子
４に初めと逆向きに発生した電圧Ｖｃとの和と等しいと
きである。このときキャパシタンス索子４を介する全波
整流器５に入力される電圧Ｖｓｃと平滑コンデンサ６の
電圧ＶＤＣとの差が大きいためキャパシタンス素子４を
介して全波整流器５に印加される電圧Ｖｓｃが電源電圧
ＶＳに等しい場合に比べて電流１ｉｎｅが流れなくなる
のが遅くなる。 以上の理由によってキャパシタンス素子４を介する電流
１ｉｎｅの導通期間が長くなる。尚第６図（ｂ）は入力
電流１ｉｎを示す。 火１１」− 本実施例は実施例１に於いてキャパシタンス素子４と全
波整流器５との間に直列にインダクタンス素子９を接続
して容量性リアクタンス素子を構成したもので、第７図
はその回路構成を示す。 本実施例ではキャパシタンス素子４に流れる電流１ｉｎ
ｅがｔｐＪ８図（ｃ）に示すように滑らかな波形になる
。従って入力電流！ｉｎの波形は第８図（ｂ）のように
なり、入力電流歪が更に小さくなる。尚第８図（ａ）は
電圧Ｖｓｃ、 Ｖｓｌ、 ＶＤＣを夫々示し、第８図（
ｄ）はインダクタンス素子２に流れる電流１ｉｎＬを示
す。 Ｘｌ」〔Ｖ 本実施例は単相３線式の電源に適用したものであり、電
圧Ｖ ｓｃ、 Ｖ ｓｓ、Ｖ３Ｌは全て同相で、電圧Ｖ
ｓｃ、 Ｖ ３ｓとしてはＡＣｌｏｏＶが、電圧Ｖｓ
、としてはＡＣ２００Ｖが発生しており、電圧■ＳＬが
ｔｊｔｌｌの交流電源１ａの電源電圧となり、電圧Ｖｓ
ｃが第２の交流電源１１１の電源電圧となっている。第
１０図（ａ）に示すトランス８の１次側の電源電圧Ｖｓ
に対して電圧■ｓｃ、ｖＳＬ１．を第１０図（ｂ）に示
す波形となる。また負荷７としてはノＸ−７ブリツジ式
インバータ装置からなり、駆動回路Ｃ０１、ＣＯ２によ
ってトランジスタＱ、、Ｑ２を交互にオンオフさせるこ
とにより高周波を発生させ、ランプ１ａを高周波点灯さ
せるようになっている。更に平滑コンデンサ６の電圧Ｖ
ＤＣと電圧Ｖｓｃとの関係が第１１図のようになるよう
に負荷７は設計されている。 本実施例においてもインダクタンス素子２及びキャパシ
タンス索子４に電流が流れるメカニズムは第１図の従来
例と同様である。またインダクタンス素子２へ電流ｆｉ
ｎＬが流れる導通期間が広がる理由はｆｊｒＪ２図の実
施例１と同様であるので、詳しい説明は省くが、第５図
に対応する各部の入力波形はｆ５１２図のようになり従
来例に比べ、入力電流Ｉｉｎの休止期間ｔｏが短い。
導性リアクタンス素子たるインダクタンス素子２を介し
て第１の全波整流器３の交流入力端に接続し、上記第１
の交流電源１ａと同相・同−周液数で電圧値が異なる第
２の交流電源１ｂを容量性リアクタンス素子たるキャパ
シタンス素子４を介して第２の全波整流器６に接続し、
両全波整流器３．６の直流出力端を共通の平滑コンデン
サ６に接続したことを特徴とするものであり、平滑コン
デンサ６の両端には負荷７を接続しである。 この負荷７としては直流を電源とするものであれば特に
限定されないが、図においては例えば直流電圧をスイッ
チング素子を使って高速で入切させることによって高周
波出力を得るインバータ装置を接続しである。 このように構成される本発明装置を実施例により更に詳
説する。 犬１ｊｕ− 第２図は本実施例の回路を示しており、交流電源１にト
ランス８の１大巻＃［ｒ’ｉ ＋を接続し、２次巻線Ｎ
、にインダクタンス素子２を介して全波整流器３を接続
している。更にトランス８の３大巻Ｉ！ＡＮ ３にキャ
パシタンス素子４を介して全波整流器５を接続し、この
キャパシタンス素子４を介した全波整流器５の直流出力
端と上記インダクタンス素子２を介した全波整流器３の
直流出力端を共に平滑コンデンサ６に接続している。負
荷７は１方式インバータであり、駆動回路ＣＯでトラン
ジスタＱ１を高速でスイッチングさせ、ランプＩｇを高
周波点灯させるものである。またトランス８の３次巻線
Ｎ、の巻数は１大巻＃Ｉ Ｎ ＋の巻数と等しく、第３
図（ｂ）に実線で示すように３次側出力電圧ＶｓＣは第
３図（ａ）に示す交流電源１の電圧Ｖｓと等しくなる。 ２次巻ｍＮ２は１次、３次の巻線数より多くして第３図
（ｂ）に破線で示すように２次側出力電圧Ｖ８Ｌが３次
側出力電圧Ｖｓｃより大きくなるようにしである。かよ
うにして２次巻線Ｎ２が第１の交流電源１ａを、３大巻
ＭＮｓが第２の交流電源１ｂを夫々構成する。 一方第４図に示すように一方平滑コンデンサ６の電圧Ｖ
ＤＣがトランス８の３次側出力電圧Ｖｓｃの零−ピーク
値よりわずかに低くなるように負荷７を設計している。 このように負荷７を設計することは容易であり、負荷７
の消費電力をｌ［すればよい。 而して上記のように設定することで、インダクタンス素
子２を介した全波整流器３には平滑コンデンサ６の電圧
ＶＤＣより大きい電圧が入力される。 こうすることで、トランス８の２次側出力電圧ＶＳＬが
３次側出力電圧Ｖｓｃと同じ場合や、第１３図の従来例
に比べてインダクタンス索子２を介する電流１ｉｎＬの
導通期間が広がる。従って、第５図（！１）に示す入力
電流ｆｉｎの休止期間ｔｏが短くなるため高力率で且つ
、入力電流ｆｉｎの歪みを小さくできる。更に片方の交
流電源１ａの入力電圧を大きくすることで、入力電流の
休止期間を短くするので従来例のようにインダクタンス
素子２を大きくする必要がなくなり、平滑コンデンサ６
の電圧ＶＤＣの低下という問題もない。 次に本実施例でインダクタンス索子２を介して流れる電
流ｌｉｎシの導通期間が広がる理由を説明する。 まずキャパシタンス索子４及びインダクタンス索子２に
流れるメカニズムは従来例と同様である。 そしてｔｊＳＳ図（ａ）に示すようにトランス８の２次
側出力電圧ＶＳＬを３次側出力電圧Ｖｓｃより高く設定
しているので、平滑コンデンサ６の電圧ＶＤＣよりトラ
ンス２次側出力電圧Ｖｓ１．が高い期間が広がる。この
間第５図（ｄ）に示すようにインダクタンス素子２に流
れる電流１ ！ｎＬは増加するからピーク値が大きくな
り、その後の減少する期間も広がる０以上の理由からイ
ンダクタンス索子２を介して電流１ｉｎＬが流れる期間
が広がるのである。 ところで上述した従来例において入力電流１ｉｎの休止
期同上〇を短かくし、高力率で、入力電流１ｉｎの歪み
を小さくするためにはインダクタンス索子２のインダク
タンス値を大きくし、キャパシタンス素子４の容量を大
きくする必要があった。しかしこの従来例方法ではイン
ダクタンス索子２の分圧作用のため平滑コンデンサ６の
電圧ＶＤＣが低くなり、十分な出力が得られなくなる。 そこで本発明装置ではインダクタンス索子２を介する全
波整流器３とキャパシタンス素子４を介する全波整流器
５とに異なった値の電圧を加え、しかも平滑コンデンサ
６の電圧ＶＯＣが２つの全波整流器３，５の入力電圧の
低い方で決定されるようにして、入力電圧の高い方の全
波整流器３へ流れる電流Ｉ ｉｎＬの導通期間が広がる
ようにすることで入力電流１ｉｎの休止期間ｔ。を短く
したのである。 尚第５図（ｃ）はキャパシタンス素子
４に流れる電流１ｉｎｅを示す。 犬１１」− 上記実施例１ではトランス８の２大巻＃ｉ Ｎ ２の巻
数を３大巻＃ｉ Ｎ ｓの巻数より多くしてインダクタ
ンス索子２側の全波整流器３に高い電圧が加わるように
したが、この逆、即ちトランス３次巻線Ｎ３の巻数を２
次巻線Ｎ２より多くし、キャパシタンス素子４側の全波
整流器５に高い電圧が加わるようにすると、キャパシタ
ンス素子４を介する電流１ｉｎｅの導通期間が広がり、
インダクタンス素子２９の全波整流器３に高い電圧を加
えた場合と同様に入力電流ｆｉｎの休止期間ｔ。を短く
するという効果が得られる。トランス８の３次巻線Ｎ、
の巻数を２次巻線Ｎ２の巻数より大きくしてキャパシタ
ンス素子４を介して全波整流器５に高い電圧■ＳＣを加
えた場合もインダクタンス索子２、キャパシタンス素子
４に電流が流れるメカニズムは同じであるので、キャパ
シタンス素子４に流れる電流１ｉｎｅの導通期間が広が
る理由を次に説明する。 第６図は本実施例の場合の入力波形を示す。平滑コンデ
ンサ６の電圧ＶＯＣはインダクタンス素子２を介して全
波整流器３に印加される電圧Ｖ９Ｌによって決まるため
＠６図（ａ）に示すように電圧ＶＳＬより少し低い値で
ある。キャパシタンス素子４に電流ｌ１ｎｃが流れ始め
るのは第６図（Ｃ）に示すようにキャパシタンス素子４
に維持されている電圧Ｖｃ（第６図（ｄ））とキャパシ
タンス索子４を介して全波整流器５に印加される電圧Ｖ
ｓｃとの和が平滑コンデンサ６の電圧ＶＯＣと等しくな
ったときである。従ってキャパシタンス索子４を介する
全波整流器５に入力される電圧Ｖｓｅの振幅が大きいた
め、電源電圧Ｖｓに等しいときに比べて電流ｌ１ｎＣの
流れ始めが早くなる。一方＠６図（ｅ）に示すキャパシ
タンス素子４を介して電流１ｉｎｅが流れなくなるのは
キャパシタンス素子４を介して全波整流器５に印加され
る電圧Ｖｓｃが平滑コンデンサ６の電圧ＶＤＣより高く
て平滑コンデンサ６の電圧ＶＯＣとキャパシタンス索子
４に初めと逆向きに発生した電圧Ｖｃとの和と等しいと
きである。このときキャパシタンス索子４を介する全波
整流器５に入力される電圧Ｖｓｃと平滑コンデンサ６の
電圧ＶＤＣとの差が大きいためキャパシタンス素子４を
介して全波整流器５に印加される電圧Ｖｓｃが電源電圧
ＶＳに等しい場合に比べて電流１ｉｎｅが流れなくなる
のが遅くなる。 以上の理由によってキャパシタンス素子４を介する電流
１ｉｎｅの導通期間が長くなる。尚第６図（ｂ）は入力
電流１ｉｎを示す。 火１１」− 本実施例は実施例１に於いてキャパシタンス素子４と全
波整流器５との間に直列にインダクタンス素子９を接続
して容量性リアクタンス素子を構成したもので、第７図
はその回路構成を示す。 本実施例ではキャパシタンス素子４に流れる電流１ｉｎ
ｅがｔｐＪ８図（ｃ）に示すように滑らかな波形になる
。従って入力電流！ｉｎの波形は第８図（ｂ）のように
なり、入力電流歪が更に小さくなる。尚第８図（ａ）は
電圧Ｖｓｃ、 Ｖｓｌ、 ＶＤＣを夫々示し、第８図（
ｄ）はインダクタンス素子２に流れる電流１ｉｎＬを示
す。 Ｘｌ」〔Ｖ 本実施例は単相３線式の電源に適用したものであり、電
圧Ｖ ｓｃ、 Ｖ ｓｓ、Ｖ３Ｌは全て同相で、電圧Ｖ
ｓｃ、 Ｖ ３ｓとしてはＡＣｌｏｏＶが、電圧Ｖｓ
、としてはＡＣ２００Ｖが発生しており、電圧■ＳＬが
ｔｊｔｌｌの交流電源１ａの電源電圧となり、電圧Ｖｓ
ｃが第２の交流電源１１１の電源電圧となっている。第
１０図（ａ）に示すトランス８の１次側の電源電圧Ｖｓ
に対して電圧■ｓｃ、ｖＳＬ１．を第１０図（ｂ）に示
す波形となる。また負荷７としてはノＸ−７ブリツジ式
インバータ装置からなり、駆動回路Ｃ０１、ＣＯ２によ
ってトランジスタＱ、、Ｑ２を交互にオンオフさせるこ
とにより高周波を発生させ、ランプ１ａを高周波点灯さ
せるようになっている。更に平滑コンデンサ６の電圧Ｖ
ＤＣと電圧Ｖｓｃとの関係が第１１図のようになるよう
に負荷７は設計されている。 本実施例においてもインダクタンス素子２及びキャパシ
タンス索子４に電流が流れるメカニズムは第１図の従来
例と同様である。またインダクタンス素子２へ電流ｆｉ
ｎＬが流れる導通期間が広がる理由はｆｊｒＪ２図の実
施例１と同様であるので、詳しい説明は省くが、第５図
に対応する各部の入力波形はｆ５１２図のようになり従
来例に比べ、入力電流Ｉｉｎの休止期間ｔｏが短い。
本発明は叙述のように第１の交流電源を誘導性リアクタ
ンス素子を介した第１の全波整流器の交流入力端に接続
し、上記第１の交流電源と同相・同一周波数で電圧値の
異なる第２の交流電源を容量性リアクタンス素子を介し
た第２の全波整流器に接続し、両全波整流器の直流出力
端を共通の平滑コンデンサに接続したので、容量性リア
クタンス素子に用いる斗ヤパシタンス素子の値や誘導性
リアクタンス素子に用いるインダクタンス素子の値を大
きくすることなく、入力電流の休止期間を短かくするこ
とができ、結果人力力率が高くなり、入力電流の歪みも
小さくなるという効果があり、しかも平滑コンデンサの
電圧の低下がないから十分に負荷に電力を供給できると
いう効果がある６
ンス素子を介した第１の全波整流器の交流入力端に接続
し、上記第１の交流電源と同相・同一周波数で電圧値の
異なる第２の交流電源を容量性リアクタンス素子を介し
た第２の全波整流器に接続し、両全波整流器の直流出力
端を共通の平滑コンデンサに接続したので、容量性リア
クタンス素子に用いる斗ヤパシタンス素子の値や誘導性
リアクタンス素子に用いるインダクタンス素子の値を大
きくすることなく、入力電流の休止期間を短かくするこ
とができ、結果人力力率が高くなり、入力電流の歪みも
小さくなるという効果があり、しかも平滑コンデンサの
電圧の低下がないから十分に負荷に電力を供給できると
いう効果がある６
第１図は本発明の基本的な回路構成図、ｆ５２図は本発
明の実施例１の回路図、第３図、第４図、第５図は同上
の動作説明用の各部の波形図、第６図は本発明の実施例
２の動作説明用の各部の波形図、第７図は本発明の実施
例３の回路図、第８図は同上の動作説明用の各部の波形
図、ＰＩＳ９図は本発明の実施例４の回路図、第１０図
、第１１図、第１２図は同上の動作説明用の各部の波形
図、第１３図は従来例の回路図、第１４図は同上の動作
説明用の各部の波形図である。 １ ａ、 １ ｂ・・・交流電源、２・・・インダクタ
ンス素子、３．５・・・全波整流器、４・・・キャパシ
タンス素子、６・・・平滑コンデンサである。 代理人 弁理士 石 １）艮 七 ３．５・・・全波整流器 ４°・°キャパシタンス素子 ＋３・・・Ｖ滑コンデンサ 第１図 第３図 第４＠ 第５図 第６ｔｊｉ 第７図 第８図 、；
明の実施例１の回路図、第３図、第４図、第５図は同上
の動作説明用の各部の波形図、第６図は本発明の実施例
２の動作説明用の各部の波形図、第７図は本発明の実施
例３の回路図、第８図は同上の動作説明用の各部の波形
図、ＰＩＳ９図は本発明の実施例４の回路図、第１０図
、第１１図、第１２図は同上の動作説明用の各部の波形
図、第１３図は従来例の回路図、第１４図は同上の動作
説明用の各部の波形図である。 １ ａ、 １ ｂ・・・交流電源、２・・・インダクタ
ンス素子、３．５・・・全波整流器、４・・・キャパシ
タンス素子、６・・・平滑コンデンサである。 代理人 弁理士 石 １）艮 七 ３．５・・・全波整流器 ４°・°キャパシタンス素子 ＋３・・・Ｖ滑コンデンサ 第１図 第３図 第４＠ 第５図 第６ｔｊｉ 第７図 第８図 、；
Claims (1)
- （１）第１の交流電源を誘導性リアクタンス素子を介し
て第１の全波整流器の交流入力端に接続し、上記第１の
交流電源と同相・同一周波数で電圧値の異なる第２の交
流電源を容量性リアクタンス素子を介して第２の全波整
流器に接続し、両全波整流器の直流出力端を共通の平滑
コンデンサに接続したことを特徴とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62260057A JPH01103166A (ja) | 1987-10-15 | 1987-10-15 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62260057A JPH01103166A (ja) | 1987-10-15 | 1987-10-15 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01103166A true JPH01103166A (ja) | 1989-04-20 |
Family
ID=17342705
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62260057A Pending JPH01103166A (ja) | 1987-10-15 | 1987-10-15 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01103166A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57192063A (en) * | 1981-05-20 | 1982-11-26 | Fujitsu Ltd | Manufacture of semiconductor device |
-
1987
- 1987-10-15 JP JP62260057A patent/JPH01103166A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57192063A (en) * | 1981-05-20 | 1982-11-26 | Fujitsu Ltd | Manufacture of semiconductor device |
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