JPH0586131B2 - - Google Patents
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- JPH0586131B2 JPH0586131B2 JP58043380A JP4338083A JPH0586131B2 JP H0586131 B2 JPH0586131 B2 JP H0586131B2 JP 58043380 A JP58043380 A JP 58043380A JP 4338083 A JP4338083 A JP 4338083A JP H0586131 B2 JPH0586131 B2 JP H0586131B2
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- circuit
- power supply
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- diode
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 16
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Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
本発明は交流電源電圧を整流した電圧により負
荷回路を駆動する電源装置に関するものである。
荷回路を駆動する電源装置に関するものである。
第１図は従来の電源装置を示す回路図である。
同図においてＥは交流電源であり、この交流電源
Ｅには電圧制御装置Ｃを接続してある。電圧制御
装置Ｃはトライアツク等の電圧制御素子Q3およ
び弛張発振回路等の位相制御回路Ｄよりなつてい
る。電圧制御装置の出力端にはダイオードブリツ
ジよりなる整流回路Ｂが接続されており、整流回
路Ｂの直流出力端にはインバータ回路Ａと負荷部
ｌよりなる負荷回路が接続されている。位相制御
回路Ｄの具体的な回路例は第２図に示すようにな
る。この回路は整流回路B′と、抵抗R3，R4，R5，
R6、ツエナダイオードＺ、コンデンサC5、ユニ
ジヤンクシヨントランジスタ（UJT）Q6、トラ
ンスT3よりなつていて、一般によく知られてい
るものであるから、その動作説明は省略する。第
３図ａ〜ｃは第１図従来例回路において、電圧制
御装置Ｃにより負荷回路への供給電圧を低減させ
た場合における動作説明図である。同図ａは電圧
制御装置Ｃの出力電圧V′Eを示しており、同図ｂ
は交流電源Ｅから流入する電流ISを示しており、
さらに同図ｃは負荷部ｌに流れる電流Ilaを示して
いる。第３図に示すように、電圧制御装置Ｃの電
圧制御素子Q3は時刻t1，t2のタイミングにおいて
導通するように位相制御回路Ｄにより制御されて
いるものとする。第３図から明らかなように、従
来例にあつては負荷回路に電流が流れない期間が
生じるものであつて、特に負荷回路が第１図に示
すようなインバータ回路Ａを含むものである場合
には動作が間欠的になつて、インバータ発振動作
が不安定になつたり、あるいはインバータ回路Ａ
を構成する発振トランスT1から騒音が発生する
というような問題があつた。また負荷部ｌとして
放電灯を用いた場合には、放電灯に流れる電流Ila
に休止期間が生じるのでランプ発光効率が低下し
て、ちらつきを生じるというような問題があつ
た。
同図においてＥは交流電源であり、この交流電源
Ｅには電圧制御装置Ｃを接続してある。電圧制御
装置Ｃはトライアツク等の電圧制御素子Q3およ
び弛張発振回路等の位相制御回路Ｄよりなつてい
る。電圧制御装置の出力端にはダイオードブリツ
ジよりなる整流回路Ｂが接続されており、整流回
路Ｂの直流出力端にはインバータ回路Ａと負荷部
ｌよりなる負荷回路が接続されている。位相制御
回路Ｄの具体的な回路例は第２図に示すようにな
る。この回路は整流回路B′と、抵抗R3，R4，R5，
R6、ツエナダイオードＺ、コンデンサC5、ユニ
ジヤンクシヨントランジスタ（UJT）Q6、トラ
ンスT3よりなつていて、一般によく知られてい
るものであるから、その動作説明は省略する。第
３図ａ〜ｃは第１図従来例回路において、電圧制
御装置Ｃにより負荷回路への供給電圧を低減させ
た場合における動作説明図である。同図ａは電圧
制御装置Ｃの出力電圧V′Eを示しており、同図ｂ
は交流電源Ｅから流入する電流ISを示しており、
さらに同図ｃは負荷部ｌに流れる電流Ilaを示して
いる。第３図に示すように、電圧制御装置Ｃの電
圧制御素子Q3は時刻t1，t2のタイミングにおいて
導通するように位相制御回路Ｄにより制御されて
いるものとする。第３図から明らかなように、従
来例にあつては負荷回路に電流が流れない期間が
生じるものであつて、特に負荷回路が第１図に示
すようなインバータ回路Ａを含むものである場合
には動作が間欠的になつて、インバータ発振動作
が不安定になつたり、あるいはインバータ回路Ａ
を構成する発振トランスT1から騒音が発生する
というような問題があつた。また負荷部ｌとして
放電灯を用いた場合には、放電灯に流れる電流Ila
に休止期間が生じるのでランプ発光効率が低下し
て、ちらつきを生じるというような問題があつ
た。
第４図は他の従来例を示す回路図であり、第１
図従来例と異なるのは整流回路Ｂの出力端に平滑
コンデンサC0を接続した点である。この第４図
の回路においては、第５図に示すように電圧制御
素子Q3が不導通の期間においても平滑コンデン
サC0の放電によつてインバータ回路Ａが動作す
るために、負荷部ｌに流れる電流は同図ｃに示す
ように休止期間がなくなる。したがつて第１図従
来例のようにインバータ回路Ａの動作が不安定に
なるとか、騒音が出るというような問題点は改善
され、また負荷部ｌとして放電灯を用いた場合に
ちらつきが生じるという問題点も改善される。し
かしながら第４図従来例にあつては、電圧制御素
子Q3が導通するタイミングt1，t2において交流電
源Ｅから、電圧制御素子Q3、整流回路Ｂ、およ
びコンデンサC0を介して大電流サージが流れる
という問題があり、このサージ電流のために電圧
制御素子Q3が破壊されるおそれがあつた。そし
てこれを改善するためには、交流電源Ｅ、電圧制
御素子Q3、整流回路Ｂ、コンデンサC0、整流回
路Ｂ、交流電源Ｅを通る閉回路と直列にサージ電
圧を低減させる回路を挿入する必要があり、かか
る回路は抵抗、インダクタンス等のインピーダン
ス素子やSCR等のスイツチ回路等を含むもので
あるから、回路構成が複雑化するという問題があ
つた。
図従来例と異なるのは整流回路Ｂの出力端に平滑
コンデンサC0を接続した点である。この第４図
の回路においては、第５図に示すように電圧制御
素子Q3が不導通の期間においても平滑コンデン
サC0の放電によつてインバータ回路Ａが動作す
るために、負荷部ｌに流れる電流は同図ｃに示す
ように休止期間がなくなる。したがつて第１図従
来例のようにインバータ回路Ａの動作が不安定に
なるとか、騒音が出るというような問題点は改善
され、また負荷部ｌとして放電灯を用いた場合に
ちらつきが生じるという問題点も改善される。し
かしながら第４図従来例にあつては、電圧制御素
子Q3が導通するタイミングt1，t2において交流電
源Ｅから、電圧制御素子Q3、整流回路Ｂ、およ
びコンデンサC0を介して大電流サージが流れる
という問題があり、このサージ電流のために電圧
制御素子Q3が破壊されるおそれがあつた。そし
てこれを改善するためには、交流電源Ｅ、電圧制
御素子Q3、整流回路Ｂ、コンデンサC0、整流回
路Ｂ、交流電源Ｅを通る閉回路と直列にサージ電
圧を低減させる回路を挿入する必要があり、かか
る回路は抵抗、インダクタンス等のインピーダン
ス素子やSCR等のスイツチ回路等を含むもので
あるから、回路構成が複雑化するという問題があ
つた。
本発明は上述のような問題点を解決するために
為されたものであり、電源投入時における突入電
流を低減することができ、しかも動作が安定した
電源装置を提供することを目的とするものであ
る。
為されたものであり、電源投入時における突入電
流を低減することができ、しかも動作が安定した
電源装置を提供することを目的とするものであ
る。
以下本発明の構成を図示実施例について説明す
る。第６図は本発明の一実施例の回路図である。
第６図においてＥは交流電源で、この交流電源Ｅ
に電圧制御装置Ｃを接続する。この電圧制御装置
Ｃは、トライアツク等の電圧制御素子Q3および
弛張発振回路等の位相制御回路Ｄよりなつてい
る。この電圧制御装置Ｃの出力端にはダイオード
ブリツジよりなる整流回路Ｂが接続してある。こ
れらの電圧制御装置Ｃと、整流回路Ｂとは電源部
を構成するもので、電源部の直流出力端子である
整流回路Ｂの直流出力端子間には、トランスT2
の一次巻線n1とインバータ回路Ａの一方の発振部
A1を介して平滑コンデンサC2を接続し、またト
ランスT2の二次巻線n2とインバータ回路Ａの他
方の発振部A2を介して平滑コンデンサC1を接続
しているものである。平滑コンデンサC1とC2と
の間には、整流回路Ｂの整流方向とは逆方向にダ
イオードD1が接続されており、平滑コンデンサ
C1とC2との充電電荷を放電させるようになつて
いる。インバータ回路Ａの発振部A1とA2におけ
るトランジスタQ1，Q2のコレクタは発振トラン
スT1の一次巻線n1，n2にそれぞれ接続されてい
る。またトランジスタQ1，Q2のベースエミツタ
間には、発振トランスT1の帰還巻線n4，n5がそ
れぞれ接続されており、トランジスタQ1，Q2が
交互にオンオフするようになつている。そしてト
ランジスタQ1，Q2のオン時に一次巻線n1，n2に
流れる電流によつて発振トランスT1の鉄心が交
互に逆方向に励磁されるようになつている。なお
抵抗R1，R2はトランジスタQ1，Q2を起動するた
めのバイアス抵抗であり、コンデンサC3，C4は
共振用のコンデンサである。
る。第６図は本発明の一実施例の回路図である。
第６図においてＥは交流電源で、この交流電源Ｅ
に電圧制御装置Ｃを接続する。この電圧制御装置
Ｃは、トライアツク等の電圧制御素子Q3および
弛張発振回路等の位相制御回路Ｄよりなつてい
る。この電圧制御装置Ｃの出力端にはダイオード
ブリツジよりなる整流回路Ｂが接続してある。こ
れらの電圧制御装置Ｃと、整流回路Ｂとは電源部
を構成するもので、電源部の直流出力端子である
整流回路Ｂの直流出力端子間には、トランスT2
の一次巻線n1とインバータ回路Ａの一方の発振部
A1を介して平滑コンデンサC2を接続し、またト
ランスT2の二次巻線n2とインバータ回路Ａの他
方の発振部A2を介して平滑コンデンサC1を接続
しているものである。平滑コンデンサC1とC2と
の間には、整流回路Ｂの整流方向とは逆方向にダ
イオードD1が接続されており、平滑コンデンサ
C1とC2との充電電荷を放電させるようになつて
いる。インバータ回路Ａの発振部A1とA2におけ
るトランジスタQ1，Q2のコレクタは発振トラン
スT1の一次巻線n1，n2にそれぞれ接続されてい
る。またトランジスタQ1，Q2のベースエミツタ
間には、発振トランスT1の帰還巻線n4，n5がそ
れぞれ接続されており、トランジスタQ1，Q2が
交互にオンオフするようになつている。そしてト
ランジスタQ1，Q2のオン時に一次巻線n1，n2に
流れる電流によつて発振トランスT1の鉄心が交
互に逆方向に励磁されるようになつている。なお
抵抗R1，R2はトランジスタQ1，Q2を起動するた
めのバイアス抵抗であり、コンデンサC3，C4は
共振用のコンデンサである。
本実施例回路において、トランスT2はトラン
ジスタQ1，Q2に流れる電流をほぼ平担にしてト
ランジスタQ1，Q2のスイツチングロスを低減さ
せると共に、交流電源Ｅの投入時に、整流回路Ｂ
から、トランスT2の一次巻線n1、発振トランス
T1の一次巻線n1、トランジスタQ1、コンデンサ
C2に流れる突入電流や、整流回路Ｂから、コン
デンサC1、トランスT2の二次巻線n2、発振トラ
ンスT1の一次巻線n1、トランジスタQ2を介して
流れる突入電流を低減させるためのものである。
ここでトランスT2は、第６図の発明を構成する
主要な要件ではなく、トランスT2を省くことも
できる。この場合、交流電源Ｅの投入時の突入電
流は発振部A1，A2によつてでも低減できる。
ジスタQ1，Q2に流れる電流をほぼ平担にしてト
ランジスタQ1，Q2のスイツチングロスを低減さ
せると共に、交流電源Ｅの投入時に、整流回路Ｂ
から、トランスT2の一次巻線n1、発振トランス
T1の一次巻線n1、トランジスタQ1、コンデンサ
C2に流れる突入電流や、整流回路Ｂから、コン
デンサC1、トランスT2の二次巻線n2、発振トラ
ンスT1の一次巻線n1、トランジスタQ2を介して
流れる突入電流を低減させるためのものである。
ここでトランスT2は、第６図の発明を構成する
主要な要件ではなく、トランスT2を省くことも
できる。この場合、交流電源Ｅの投入時の突入電
流は発振部A1，A2によつてでも低減できる。
なお本実施例においては、インバータ回路Ａの
発振部A1と負荷部ｌとで第１の負荷回路を構成
し、発振部A2と負荷部ｌとで第２の負荷回路を
構成しているが、第１および第２の負荷回路はイ
ンバータ回路に限定されるものではなく、チヨツ
パ回路、コンバータ回路等であつてもよい。また
第１および第２の負荷回路には各々に負荷を接続
してもよく、あるいはまた第６図実施例のように
出力を合成して１つの負荷を駆動するようにして
もかまわない。
発振部A1と負荷部ｌとで第１の負荷回路を構成
し、発振部A2と負荷部ｌとで第２の負荷回路を
構成しているが、第１および第２の負荷回路はイ
ンバータ回路に限定されるものではなく、チヨツ
パ回路、コンバータ回路等であつてもよい。また
第１および第２の負荷回路には各々に負荷を接続
してもよく、あるいはまた第６図実施例のように
出力を合成して１つの負荷を駆動するようにして
もかまわない。
第７図ａ〜ｄは、第６図実施例の電圧制御装置
Ｃにおける電圧制御素子Q3が全期間導通してい
る場合の動作説明図である。第７図ａは交流電源
Ｅの電圧VEを示しており、第７図ｂは交流電源
Ｅから整流回路Ｂに流入する電流ISを示してい
る。また第７図ｃは平滑コンデンサC1に流れる
電流IC1および平滑コンデンサC2に流れる電流IC2
を示しており、第７図ｄは発振トランスT1の二
次巻線n3に流れる電流で負荷部ｌに流れる電流を
示している。上記各図から明らかなように、交流
電源Ｅの電圧VEが高いとき（t1〜t2，t3〜t4，t5〜
t6）においては、インバータ回路Ａの発振部A1を
介して平滑コンデンサC2が充電されると共に、
インバータ回路Ａの発振部A2を介して平滑コン
デンサC1が充電されるようになつている。一方、
交流電源Ｅの電圧VEが低いとき（t2〜t3，t4〜t5）
においては、交流電源Ｅから整流回路Ｂに電流IS
が流れず、平滑コンデンサC1の充電電荷がダイ
オードD1を介して発振部A1に放電し、また平滑
コンデンサC2の充電電荷がダイオードD1を介し
て発振部A2に放電するものである。このように
第６図回路においては、平滑コンデンサC1，C2
がインバータ回路Ａの発振部A1，A2を介して充
電されるようになつているので、交流電源Ｅから
整流回路Ｂに電流ISが流れている期間は第７図ｂ
に示すようにかなり長くなり、電源電圧VEのピ
ーク値付近においてのみ充電電流が流れる第４図
従来例に比べて入力力率も改善されるものであ
る。なお平滑コンデンサ電圧よりも電源電圧｜
VE｜の方が低くなる期間（t2〜t3）、（t4〜t5）は、
各平滑コンデンサの電圧の和（VC1＋VC2）より
も電源電圧｜VE｜の方が低くなつた時、あるい
は電源電圧｜VE｜がピーク値の半分以下となつ
た時である。
Ｃにおける電圧制御素子Q3が全期間導通してい
る場合の動作説明図である。第７図ａは交流電源
Ｅの電圧VEを示しており、第７図ｂは交流電源
Ｅから整流回路Ｂに流入する電流ISを示してい
る。また第７図ｃは平滑コンデンサC1に流れる
電流IC1および平滑コンデンサC2に流れる電流IC2
を示しており、第７図ｄは発振トランスT1の二
次巻線n3に流れる電流で負荷部ｌに流れる電流を
示している。上記各図から明らかなように、交流
電源Ｅの電圧VEが高いとき（t1〜t2，t3〜t4，t5〜
t6）においては、インバータ回路Ａの発振部A1を
介して平滑コンデンサC2が充電されると共に、
インバータ回路Ａの発振部A2を介して平滑コン
デンサC1が充電されるようになつている。一方、
交流電源Ｅの電圧VEが低いとき（t2〜t3，t4〜t5）
においては、交流電源Ｅから整流回路Ｂに電流IS
が流れず、平滑コンデンサC1の充電電荷がダイ
オードD1を介して発振部A1に放電し、また平滑
コンデンサC2の充電電荷がダイオードD1を介し
て発振部A2に放電するものである。このように
第６図回路においては、平滑コンデンサC1，C2
がインバータ回路Ａの発振部A1，A2を介して充
電されるようになつているので、交流電源Ｅから
整流回路Ｂに電流ISが流れている期間は第７図ｂ
に示すようにかなり長くなり、電源電圧VEのピ
ーク値付近においてのみ充電電流が流れる第４図
従来例に比べて入力力率も改善されるものであ
る。なお平滑コンデンサ電圧よりも電源電圧｜
VE｜の方が低くなる期間（t2〜t3）、（t4〜t5）は、
各平滑コンデンサの電圧の和（VC1＋VC2）より
も電源電圧｜VE｜の方が低くなつた時、あるい
は電源電圧｜VE｜がピーク値の半分以下となつ
た時である。
第８図ａ〜ｄは第６図実施例の電圧制御装置Ｃ
によつて、負荷回路への供給電圧を低減させた場
合の動作説明図である。第８図ａは電圧制御装置
Ｃの出力電圧V′Eを示しており、第８図ｂ〜ｄは
第７図ｂ〜ｄと同一部分の波形を示している。第
８図で時刻t1，t3，t5から電圧制御装置Ｃの電圧
制御素子Q3が導通するように、位相制御回路Ｄ
により制御されているとする。各図から明らかな
ように、電圧制御装置Ｃの出力電圧が高いとき
（t1〜t2，t3〜t4，t5〜t6）においては第１の負荷
回路たる発振部A1を介して平滑コンデンサC2が
充電されると共に、第２の負荷回路たる発振部
A2を介して平滑コンデンサC1が充電されるよう
になつている。一方電圧制御装置Ｃの出力電圧が
低いとき（t2〜t3，t4〜t5）においては、交流電
源Ｅから整流回路Ｂに電流ISが流れず、平滑コン
デンサC1の充電電荷がダイオードD1を介して第
１の負荷回路たる発振部A1に放電し、また平滑
コンデンサC2の充電電荷がダイオードD1を介し
て第２の負荷回路たる発振部A2に放電するもの
である。このように電圧制御装置Ｃの電圧制御素
子Q3が導通する時刻t1，t3，t5においては、平滑
コンデンサC1，C2が負荷回路たる発振部A1，A2
を介して充電されるようになつているので、平滑
コンデンサC1，C2への時刻t1，t3，t5での突入電
流がなくなる。（ダイオードD1の整流作用がある
ので、交流電源Ｅから整流回路Ｂを介して、コン
デンサC1、ダイオードD1、コンデンサC2を通る
経路には電流は流れない。）また平滑コンデンサ
C1，C2の充電電荷があるので、第８図ｄに示す
ように負荷回路への給電が休止することはなく、
このため負荷回路が安定するものである。また特
に負荷回路としてインバータ等を用いるときに
は、インバータ回路を構成するトランス類が電流
休止期間によつて騒音を発生するような不都合を
休止できるものである。さらにまた負荷として放
電灯を用いた場合には、調光時における光束のち
らつきを著しく低減させることができるものであ
る。
によつて、負荷回路への供給電圧を低減させた場
合の動作説明図である。第８図ａは電圧制御装置
Ｃの出力電圧V′Eを示しており、第８図ｂ〜ｄは
第７図ｂ〜ｄと同一部分の波形を示している。第
８図で時刻t1，t3，t5から電圧制御装置Ｃの電圧
制御素子Q3が導通するように、位相制御回路Ｄ
により制御されているとする。各図から明らかな
ように、電圧制御装置Ｃの出力電圧が高いとき
（t1〜t2，t3〜t4，t5〜t6）においては第１の負荷
回路たる発振部A1を介して平滑コンデンサC2が
充電されると共に、第２の負荷回路たる発振部
A2を介して平滑コンデンサC1が充電されるよう
になつている。一方電圧制御装置Ｃの出力電圧が
低いとき（t2〜t3，t4〜t5）においては、交流電
源Ｅから整流回路Ｂに電流ISが流れず、平滑コン
デンサC1の充電電荷がダイオードD1を介して第
１の負荷回路たる発振部A1に放電し、また平滑
コンデンサC2の充電電荷がダイオードD1を介し
て第２の負荷回路たる発振部A2に放電するもの
である。このように電圧制御装置Ｃの電圧制御素
子Q3が導通する時刻t1，t3，t5においては、平滑
コンデンサC1，C2が負荷回路たる発振部A1，A2
を介して充電されるようになつているので、平滑
コンデンサC1，C2への時刻t1，t3，t5での突入電
流がなくなる。（ダイオードD1の整流作用がある
ので、交流電源Ｅから整流回路Ｂを介して、コン
デンサC1、ダイオードD1、コンデンサC2を通る
経路には電流は流れない。）また平滑コンデンサ
C1，C2の充電電荷があるので、第８図ｄに示す
ように負荷回路への給電が休止することはなく、
このため負荷回路が安定するものである。また特
に負荷回路としてインバータ等を用いるときに
は、インバータ回路を構成するトランス類が電流
休止期間によつて騒音を発生するような不都合を
休止できるものである。さらにまた負荷として放
電灯を用いた場合には、調光時における光束のち
らつきを著しく低減させることができるものであ
る。
第９図は本発明の他の実施例を示しており、第
６図実施例と異なる点は、まず電圧制御装置Ｃを
整流回路Ｂの出力側に接続して直流電圧を制御す
るようにしたものである。電圧制御素子Q3とし
ては、逆阻止３端子サイリスタを使用している
が、パワートランジスタを用いてもかまわない。
また本実施例においては、第６図実施例における
トランジスタT2の代わりにインダクタンスL1，
L2を接続している。かかるインダクタンスL1，
L2はトランジスタQ1，Q2に流れる電流をほぼ平
坦にしてトランジスタQ1，Q2のスイツチングロ
スを低減させると共に、交流電源Ｅの投入時に流
れるコンデンサC1，C2への突入電流をも低減さ
せるようにしているものである。さらに本実施例
にあつては、発振トランスT1の帰還巻線n4，n5
を、ダイオードD2，D3を介してトランジスタQ1，
Q2のエミツタに接続しており、ダイオードD2，
D3によつてトランジスタQ1，Q2への過大なベー
ス電流をカツトできるので、スイツチング損失が
低減できるものである。なお本実施例にあつて
は、負荷部ｌとして放電灯l1とl2とを２灯直列に
接続したものを使用している。放電灯l1に並列接
続されたコンデンサC5は点灯補助用である。
６図実施例と異なる点は、まず電圧制御装置Ｃを
整流回路Ｂの出力側に接続して直流電圧を制御す
るようにしたものである。電圧制御素子Q3とし
ては、逆阻止３端子サイリスタを使用している
が、パワートランジスタを用いてもかまわない。
また本実施例においては、第６図実施例における
トランジスタT2の代わりにインダクタンスL1，
L2を接続している。かかるインダクタンスL1，
L2はトランジスタQ1，Q2に流れる電流をほぼ平
坦にしてトランジスタQ1，Q2のスイツチングロ
スを低減させると共に、交流電源Ｅの投入時に流
れるコンデンサC1，C2への突入電流をも低減さ
せるようにしているものである。さらに本実施例
にあつては、発振トランスT1の帰還巻線n4，n5
を、ダイオードD2，D3を介してトランジスタQ1，
Q2のエミツタに接続しており、ダイオードD2，
D3によつてトランジスタQ1，Q2への過大なベー
ス電流をカツトできるので、スイツチング損失が
低減できるものである。なお本実施例にあつて
は、負荷部ｌとして放電灯l1とl2とを２灯直列に
接続したものを使用している。放電灯l1に並列接
続されたコンデンサC5は点灯補助用である。
第１０図は本発明のさらに他の実施例を示すも
のである。本実施例にあつては、第１および第２
の負荷回路としてチヨツパ回路F1，F2を用いた
もである。チヨツパ回路F1，F2はトランジスタ
Q4，Q5とオンオフ制御回路G1，G2、ダイオード
D4，D5、チヨークコイルL3，L4、および放電灯
l1，l2より構成されている。なおオンオフ制御回
路G1，G2や電圧制御装置Ｃは、例えば負荷の電
圧電流等の変動を検知し、この検知電圧をフイー
ドバツクして出力を定電圧化あるいは定電力化
（または入力を定電力化）するように構成しても
よいものである。
のである。本実施例にあつては、第１および第２
の負荷回路としてチヨツパ回路F1，F2を用いた
もである。チヨツパ回路F1，F2はトランジスタ
Q4，Q5とオンオフ制御回路G1，G2、ダイオード
D4，D5、チヨークコイルL3，L4、および放電灯
l1，l2より構成されている。なおオンオフ制御回
路G1，G2や電圧制御装置Ｃは、例えば負荷の電
圧電流等の変動を検知し、この検知電圧をフイー
ドバツクして出力を定電圧化あるいは定電力化
（または入力を定電力化）するように構成しても
よいものである。
本発明は、交流電源電圧又は交流電源を整流し
た脈流電圧を入力して位相制御により出力制御を
行う電圧制御装置と、前記電圧制御装置の位相制
御された交流出力を整流する整流回路又は前記交
流電源を整流して前記電圧制御装置に脈流電圧を
与える整流回路とで電源部を構成し、第１および
第２の平滑コンデンサをダイオードの両端にそれ
ぞれ直列に接続した回路を、前記電源部の直流出
力端子間に、前記ダイオードの整流方向が前記電
源部の出力極性とは逆方向となるように接続し、
前記第１の平滑コンデンサと前記ダイオードとの
直列回路と並列に第１の負荷回路を接続し、前記
第２の平滑コンデンサと前記ダイオードとの直列
回路と並列に第２の負荷回路を接続したものであ
るから、整流回路の出力は第１の負荷回路を介し
て第２の平滑コンデンサに充電されると共に、第
２の負荷回路を介して第１の平滑コンデンサに充
電されるものであり、したがつて整流回路の出力
にそのまま平滑コンデンサを接続する従来例に比
べると入力力率が著しく改善されるという効果が
あり、また交流電源の電圧値が低いときや電圧制
御装置によつて電圧を低減しているときには、第
１の平滑コンデンサの充電電荷がダイオードを介
して第１の負荷回路に供給され、また第２の平滑
コンデンサの充電電荷がダイオードを介して第２
の負荷回路に供給されるので負荷回路に供給され
る電流が中断するようなことはなく、これによつ
て負荷回路の動作が安定するという効果があり、
さらにまた電源投入時や電圧制御装置のスイツチ
素子のオン時に平滑コンデンサに流れる突入電流
を負荷回路のインピーダンスにより制限すること
ができるので平滑コンデンサに過大な電流が流れ
ることを防止することができるという効果があ
る。
た脈流電圧を入力して位相制御により出力制御を
行う電圧制御装置と、前記電圧制御装置の位相制
御された交流出力を整流する整流回路又は前記交
流電源を整流して前記電圧制御装置に脈流電圧を
与える整流回路とで電源部を構成し、第１および
第２の平滑コンデンサをダイオードの両端にそれ
ぞれ直列に接続した回路を、前記電源部の直流出
力端子間に、前記ダイオードの整流方向が前記電
源部の出力極性とは逆方向となるように接続し、
前記第１の平滑コンデンサと前記ダイオードとの
直列回路と並列に第１の負荷回路を接続し、前記
第２の平滑コンデンサと前記ダイオードとの直列
回路と並列に第２の負荷回路を接続したものであ
るから、整流回路の出力は第１の負荷回路を介し
て第２の平滑コンデンサに充電されると共に、第
２の負荷回路を介して第１の平滑コンデンサに充
電されるものであり、したがつて整流回路の出力
にそのまま平滑コンデンサを接続する従来例に比
べると入力力率が著しく改善されるという効果が
あり、また交流電源の電圧値が低いときや電圧制
御装置によつて電圧を低減しているときには、第
１の平滑コンデンサの充電電荷がダイオードを介
して第１の負荷回路に供給され、また第２の平滑
コンデンサの充電電荷がダイオードを介して第２
の負荷回路に供給されるので負荷回路に供給され
る電流が中断するようなことはなく、これによつ
て負荷回路の動作が安定するという効果があり、
さらにまた電源投入時や電圧制御装置のスイツチ
素子のオン時に平滑コンデンサに流れる突入電流
を負荷回路のインピーダンスにより制限すること
ができるので平滑コンデンサに過大な電流が流れ
ることを防止することができるという効果があ
る。
なお負荷回路としてインバータ発振部と放電灯
よりなる放電灯点灯回路を用いた場合には電圧制
御装置によつて調光を行なうことができ、この場
合には調光時にインバータの発振が間欠的に停止
するようなことがないから放電灯のちらつきを低
減できるものである。
よりなる放電灯点灯回路を用いた場合には電圧制
御装置によつて調光を行なうことができ、この場
合には調光時にインバータの発振が間欠的に停止
するようなことがないから放電灯のちらつきを低
減できるものである。
第１図は従来例の回路図、第２図は同上の要部
回路図、第３図は同上の動作説明図、第４図は他
の従来例の回路図、第５図は同上の動作説明図、
第６図は本発明の一実施例の回路図、第７図およ
び第８図は同上の動作説明図、第９図は本発明の
他の実施例の回路図、第１０図は本発明のさらに
他の実施例の回路図である。 Ｅは交流電源、Ｃは電圧制御装置、Ｂは整流回
路、C1，C2はコンデンサ、D1はダイオード、Ａ
はインバータ回路、A1，A2は発振部、ｌは負荷
部である。
回路図、第３図は同上の動作説明図、第４図は他
の従来例の回路図、第５図は同上の動作説明図、
第６図は本発明の一実施例の回路図、第７図およ
び第８図は同上の動作説明図、第９図は本発明の
他の実施例の回路図、第１０図は本発明のさらに
他の実施例の回路図である。 Ｅは交流電源、Ｃは電圧制御装置、Ｂは整流回
路、C1，C2はコンデンサ、D1はダイオード、Ａ
はインバータ回路、A1，A2は発振部、ｌは負荷
部である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電源電圧又は交流電源を整流した脈流電
圧を入力して位相制御により出力制御を行う電圧
制御装置と、前記電圧制御装置の位相制御された
交流出力を整流する整流回路又は前記交流電源を
整流して前記電圧制御装置に脈流電圧を与える整
流回路とで電源部を構成し、第１および第２の平
滑コンデンサをダイオードの両端にそれぞれ直列
に接続した回路を、前記電源部の直流出力端子間
に、前記ダイオードの整流方向が前記電源部の出
力極性とは逆方向となるように接続し、前記第１
の平滑コンデンサと前記ダイオードとの直列回路
と並列に第１の負荷回路を接続し、前記第２の平
滑コンデンサと前記ダイオードとの直列回路と並
列に第２の負荷回路を接続して成ることを特徴と
する電源装置。 ２ 前記第１および第２の負荷回路は、それぞれ
インバータ発振部と、前記インバータ発振部の出
力によつて駆動される負荷とから成ることを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の電源装置。 ３ 前記負荷は放電灯であることを特徴とする特
許請求の範囲第２項記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58043380A JPS59169331A (ja) | 1983-03-15 | 1983-03-15 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58043380A JPS59169331A (ja) | 1983-03-15 | 1983-03-15 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59169331A JPS59169331A (ja) | 1984-09-25 |
| JPH0586131B2 true JPH0586131B2 (ja) | 1993-12-10 |
Family
ID=12662206
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58043380A Granted JPS59169331A (ja) | 1983-03-15 | 1983-03-15 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59169331A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59181978A (ja) * | 1983-03-31 | 1984-10-16 | Matsushita Electric Works Ltd | インバ−タ装置 |
| JP2002164193A (ja) * | 2000-11-24 | 2002-06-07 | Mabuchi System Engineering:Kk | 蛍光灯の調光方法及び装置 |
-
1983
- 1983-03-15 JP JP58043380A patent/JPS59169331A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59169331A (ja) | 1984-09-25 |
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