JPH01103191A - モータ駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野〕 本発明はモータ駆動回路に関し、特にブラシレスモータ
等のモータコイルに供給する駆動電流を断続するモータ
駆動回路に用いて好適なものである。

〔発明の概要〕

コイル駆動電圧の電圧レベルを弁別し、駆動電圧の立上
り又は立下りがスイッチング素子のスレッシュホールド
電圧付近を変化するときは大きな時定数で変化させると
共に＼上記スレッシュホールド付近を越えた部分又は越
える以前の部分では小さな時定数で変化させることによ
り、スパイク電圧の発生を抑えるために長時定数にして
も、駆動電流の通電開始時や通電終了時における動作時
間のずれが大きくならないようにしたモータ駆動回路で
ある。

〔従来の技術〕

モータコイルに供給する駆動電流をトランジスタ等のス
イッチング素子で断続すると、モータコイルのインダク
タンス分によってスパイク電圧が発生する。このスパイ
ク電圧は、モータが配設されている機器やその周辺に配
置されている機器に放射ノイズ等の悪影響を及ぼす。こ
のスパイク電圧の大きさは、モータコイルに流れる電流
の大きさが急激に変化するほど大きくなる。このため従
来より時定数回路によってスイッチング素子の駆動電圧
をなだらかに変化させて上記駆動電流が急激に変化しな
いようにしている。

第７図は従来のモータ駆動回路、第８図は第７図のスイ
ッチングトランジスタＱに与える駆動電圧の波形図を示
している。

第８図における時点ｔｏでスイッチＳＷＩの可動接点Ｃ
が切換接点ａ側に切換わると、端子３０に供給されてい
るモータ制御電圧Ｖｓが時定数回路３２に加わる０時定
数回路３２は抵抗ＲとコンデンサＣとで構成されていて
、モータ制御電圧Ｖｓが加わるとコンデンサＣの端子電
圧Ｖｃが第８図の実線で示すように上昇する。なおスイ
ッチＳＷ１はブラシレスモータにおいて相切換を行うス
イッチング信号源を代表している。

コンデンサＣの端子電圧Ｖｃがスイッチングトランジス
タＱの駆動電圧としてそのベースに与えられている。従
ってコンデンサＣの端子電圧Ｖｃが時点１．でトランジ
スタＱのスレッシュホールド電圧ｖｆよりも高くなると
、トランジスタＱがオン動作してモータコイルしに駆動
電圧Ｖｃｃが加えられる。これにより第９図に示すよう
に、成る相■のモータコイルＬに駆動電流１１が流れ、
それによって発生する磁界でロータ（図示せず）を回転
させる。

時点ｔｔにおいて可動接点Ｃが切換接点す側に切換わる
と、時定数回路３２にモータ制御電圧ＶＳが加わらなく
なる。従ってコンデンサＣに蓄えられていた電荷が抵抗
Ｒを通して放電するので、コンデンサＣの端子電圧Ｖｃ
が下降して行き、第８図に示すように時点ｔ３でスレッ
シュホールド電圧ｖｆより低く゛なる。このため時点ｔ
、においてトランジスタＱがオフとなるので、相■のモ
ータコイルしに駆動電流ｉ１が流れなくなる（第９図参
照）。

一方、時点１ｇにおいて次の相■のモータコイル駆動回
路（第７図と同じ構成）の切換スイッチが切換わって時
定数回路にモータ制御電圧が与えられる。従ってこの回
路のコンデンサの端子電圧Ｖｃが第８図中−点鎖線で示
すように上昇して行き、時点ｔ４においてスレッシュホ
ールド電圧Ｖ、よりも高くなると、第９図に示すように
相■に駆動電流１８が流れる。

このようにモータコイルＬに流す駆動電流を断続する際
に、ＲＣの時定数回路により立上り、立下り波形をなま
らしてスパイク電圧が発生しないようにしていた。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところがＲＣ時定数回路を用いると、時点ｔ。

でモータ制御電圧Ｖｓが与えられてから実際に通電が開
始される時点ｔ１迄の時間差ｔ１が生じる。

またトランジスタＱのスレッシュホールド電圧Ｖ、を、
モータ制御電圧Ｖｓの１／２に設定しないとスレッシュ
ホールド電圧ｖｆ付近のベース電圧Ｖｃの変化勾配が立
上り時と立下り時とで違ってしまう。

即ち、例えば第８図に示すように、スレッシュホールド
電圧Ｖ、がモータ制御電圧Ｖ、付近にある場合には、立
下り時の変化勾配が急峻となってしまう、従って変化勾
配が急峻な側においてもスパイク電圧が発生しないよう
なＲＣ時定数が必要となる。しかし、ＲＣ時定数を大き
くすればする程、動作時間の遅れ１．や１．が大きくな
る。

また通電終了時の時間差１．と通電開始時の時間差１．
とが一致していないと、電流切れや電流のオーバーラン
プが生じてトルクリップルが増大する。

即ち、１．＞１．の場合は、第９図に示すように、時点
ｔ、とｔ４との間で何れの相にも駆動電流が流れない電
流切れが生じる。このため相切換点で各相の磁束！、■
と電流ｔ、、ｉ、とによるトルクＴ１とＴｔとの間に無
トルク部分が生じる。

反対に時間差１．＜１．の場合は、第１０図に示すよう
に、モータ制御電圧Ｖｓを印加するモータコイルを、時
点ｔ２において相Ｉから相■側に切換えると、相■に駆
動電流１２が流れ始めた時点ｔ３においても相■に駆動
電流、ｌが流れている。即ち時点ｔ、とｔ４の間は駆動
電流１．．１ｔがオーバーラツプして流れる。このため
トルクＴ１Ｔｔがオーバーラツプする。

本発明は上述の問題点にかんがみ、スパイク電圧の発生
を抑えると共に、駆動電流の通電開始時や通電終了時に
おける動作時間のずれを小さくできるようにすることを
目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明のモータ駆動回路は、モータコイルしに供給する
駆動電流を断続するスイッチング素子（トランジスタＱ
４またはＴ、）と、大小の時定数τ８、τ、またはτ４
、τ、を有し、上記スイッチング素子Ｑ４（Ｔ、）を制
御する駆動電圧の立上り／立下りに時定数を持たせる時
定数回路７または１０と、上記駆動電圧の立上り又は立
下りの電圧変化を弁別して弁別点の前後で上記時定数回
路？（１０）の時定数を切換えるレベル検出回路４（コ
ンパレータ１１）とを具備し、上記駆動電圧がスイッチ
ング素子Ｑ４　（Ｔｒ）の入力スレッシュホールド電圧
■７　″（■、）を通過するときの上記時定数を大にす
る構成である。

（作用〕 時定数回路７（１０）がスイッチング素子Ｑ４（Ｔ、）
の駆動電圧Ｖｃ　（Ｖｃ、）の電圧変化に時定数を持た
せ、モータコイルしに供給する駆動電流を断続するとき
にスパイク電圧が発生しないようにする。上記時定数回
路？（１０）が大小の時定数１審、τ、（τ４、τ、）
を有していて、レベル検出回路４（１０）がスイッチン
グ素子を制御する駆動電圧ＶＣ（ＭＣＩ　）の電圧変化
を弁別し、その電圧値がスイッチング素子Ｑ４　（Ｔ−
）のスレッシェホールド電圧を通過するときに大きな時
定数を選択し、電圧変化勾配を緩やかにする。

〔実施例〕

第１図は本発明の一実施例を示すモータ駆動回路の回路
図である。

制御端子１に与えられた正極性のモータ制御指令電圧Ｖ
ｓをインバータ２で負電圧に極性反転し、この負電圧を
並列に接続されているＭＯ３型トランジスタＱ＋　、Ｑ
ｔの各ゲート電極に与える。

トランジスタＱ１はＰチャンネル・エンハンスメント型
が用いられ、トランジスタｃｔｇはＮチャンネル・デイ
プレッジリン型が用いられている。

従って制御端子１に正極性のモータ制御指令電圧Ｖｓが
与えられている期間は、トランジスタＱｌのドレインと
ソース間が導通すると共に、トランジスタＱ２のドレイ
ンとソース間が非導通となる。

トランジスタＱ、のソースとトランジスタＱ３のドレイ
ンとを、接続するラインがコンデンサＣを介して接地さ
れていて、コンデンサＣの非接地側とスイッチングトラ
ンジスタＱ４のゲート電極とが接続されている。またト
ランジスタＱ、のドレインが抵抗Ｒ，を介して端子３に
接続されていて、端子３にエンハンスメント電圧ｖ２が
与えられている。

従って第２図における時点ｔ、で制御端子１にモータ制
御指令電圧Ｖｓが与えられると、抵抗Ｒ１とコンデンサ
Ｃとから成る時定数回路７の時定数τ３、（τ１−ＣＸ
Ｒ）に対応した変化勾配で、コンデンサＣの端子電圧Ｖ
ｃがエンハンスメント電圧Ｖ、値迄上昇して行く、この
上昇して行く過程の時点ｔｌでコンデンサＣの端子電圧
ＶｃがスイッチングトランジスタＱ４のスレッシェホー
ルド電圧ｖｙよりも高くなる。従って時点ｔ、において
トランジスタＱ４のドレインとソース間が導通し、ドレ
イン端子側に与えられている駆動電圧Ｖｃｃがソース側
に接続されているモータコイルしに加わる。このためモ
ータコイルしく相■）に駆動電流ｉ＋　　（第、３図参
照）が流れ、それによって発生した磁界でロータ（図示
せず）が回転する。

制御端子１に与えられていたモータ制御指令電圧ｖ３が
、時点１．において与えられな（なると、トランジスタ
Ｑ１が非導通となると共にトランジスタＱ２が導通する
。従ってコンデンサＣに蓄わえられていた電荷が放電回
路８を介して放電され、エンハンスメント電圧ｖ２迄上
昇してしたコンデンサＣの端子電圧Ｖｃが下降して行く
。

放電回路８は、時定数をτ２、τ、に切換えるためにコ
ンデンサＣの端子電圧Ｖｃを検出する検出回路４を備え
ている。そして上記端子電圧■。

が予め設定した基準電圧ｖＡよりも高いときには時定数
が小さい放電回路８で放電すると共に、端子電圧Ｖｃが
基準電圧■１より低くなったときには大きい時定数で放
電させるようにしである。

即ちトランジスタＱｔのソースに、抵抗Ｒ２とＲ１との
直列回路を接続すると共に、この直列回路と並列に抵抗
Ｒ４とＮチャンネル・エンハンスメント型トランジスタ
Ｑ、との直列回路を接続し、抵抗Ｒ１の一端とトランジ
スタＱ、のソースとを接続して接地しである。また抵抗
Ｒ：とＲ３との接続点５と、トランジスタＱ、のゲート
電極とを接続しである。

抵抗Ｒ２とＲ４との接続点６に基準電圧ｖＡを設定する
。トランジスタＱ、のスレッシュホール端子電圧Ｖｃが
基準電圧Ｖいよりも高いときにトランジスタＱ、が導通
し、低いときに非導通となる。なお基準電圧■１の値は
抵抗Ｒｚ、Ｒｓの分圧比を変えることによって自由に設
定できる。

トランジスタＱ、が導通しているときにはコンデンサＣ
の電荷が抵抗Ｒ１、Ｒ３の直列回路及びこの直列回路と
並列に接続された抵抗Ｒ４を介して放電される。従って
このときの放電の時定数τ２は、 となる。

またコンデンサＣの端子電圧Ｖｃが基準電圧ｖＡよりも
低くなるとトランジスタＱｓが非導通となるので、コン
デンサＣの電荷は抵抗のＲｚ　、Ｒ３の直列回路だけで
放電される。従ってこのときの放電の時定数τ、は、 τｓ　−ＣＸ　（Ｒｔ　＋Ｒｓ　） となる。

τ８〈τ、なので、コンデンサＣの端子電圧ＶＣが基準
電圧ｖＡよりも高いときには急峻に放電し、反対に端子
電圧Ｖｃが基準電圧ｖＡよりも低くなったときにはなだ
らかな電圧変化勾配で放電する。

従うてトランジスタＱ４のスレッシェホールド電圧Ｖ、
付近においては放電電圧の変化勾配を緩やかにしてスパ
イク電圧の発生を抑えることができる。また急峻に放電
する期間を設けたので、時点１．で放電を開始してから
、時点ｔ、でモータコイルしに供給する駆動電流１．を
遮断する迄の時間差１．を短縮でき、この時間差１．と
通電開始時の時間差ｔ１とを略−敗させるように時定数
τ１、τ、を調整することもできる。

なおトランジスタＱ４のチャンネル抵抗を下げるために
、エンハンスメント電圧ｖ２の値をスレッシュホールド
電圧Ｖｔよりも著しく高くしである。従って充電の時定
数で１と同じ時定数で放電すると、コンデンサＣの端子
電圧Ｖｃがスレッシュホールド電圧ｖ７より低くなる迄
の時間差ｔ。

が長くなる。

ｔ、”ｔ、にした場合、第２図に示すように、相切換の
時点１．において制御指令電圧Ｖｓが次のモータコイル
相■に与えられると、その駆動回路のコンデンサの端子
電圧Ｖｃ’が、時点１．においてトランジスタＱ４のス
レッシュホールド電圧ｖ７に略立ち上がる。従って第３
図に示すように時点ｔ３において、前の相■のモータコ
イルへ通電されていた駆動電流ｉＩが流れなくなるのと
略同じタイミングで次の相■のモータコイルに駆動電流
ｉ！が流れ始める。このため電流切れや電流のオーバラ
ップ等が無く、各相の磁束！、■に対して正確に相切換
えを行ったトルクＴ＋、Ｔｇが得られ、トルクリップル
を低減できる。

なお上記コンデンサＣには、独立した容量素子を用いて
もよいが、トランジスタＱ４のゲート容量を利用しても
よい。

また時定数を切換える回路を、コンデンサＣを充電する
側に設けてもよい。

第４図に第１図の実施例の変形例を示す。

この実施例のモータ駆動回路では、スイッチング素子と
してバイポーラ・トランジスタＴｒが用いられていて、
コレクタに駆動電圧Ｖｃｃが与えられ、エミッタにモー
タコイルＬが接続されている。

スイッチＳＷＩの可動接点Ｃが切換接点ａ側に切換ねる
と、制御端子１に与えられているモータ制御指令電圧ｖ
３が時定数回路１０で平滑されてトランジスタＴｒのベ
ースに印加される。この時定数回路ｌＯはコンデンサＣ
Ｉと抵抗回路１２とから成っている。抵抗回路１２は抵
抗Ｒ１６とスイッチＳＷ２との直列回路に、抵抗Ｒ１１
を並列に接続して成り、コンパレータ１１がスイッチＳ
Ｗ２の開閉制御を行なっている。

コンパレータ１１の反転入力端子にコンデンサＣ＋の端
子電圧Ｖｃ、が入力され、非反転入力端子に基準電圧Ｖ
＾が入力されている。コンパレータ１１は端子電圧Ｖｃ
、が基準電圧ｖＡよりも低いときにスイッチＳＷ２をオ
ンにすると共に、高いときにオフにする。

従って端子電圧Ｖｃ＋が基準電圧Ｖａよりも低Ｒ１０＋
Ｒ０ となり、また端子電圧Ｖｃ、が基準電圧ＶＡよりも高い
ときの時定数τ、は、 τ、　ｍ　Ｃ，Ｘ　　Ｒ、。

となる。

τ４くτ、なので、第５図に示すように基準電圧ｖＡを
トランジスタＴｒのスレッシュホールド電圧ｖｒよりも
低く設定することにより、通電開始時には端子電圧Ｖｃ
＋（ｈランジスタＴｒのベース電圧）を基準電圧■、迄
急峻に立ち上げて時間差ｔ７を小さくできると共に、ス
レッシュホールド電圧Ｖ、付近の電圧変化を緩やかにで
きる。

また通電終了時には、基準電圧ｖＡ値になる迄は大きな
時定数τ、で放電するので、スレッシェホールド電圧■
、付近の電圧変化を緩やかにできる。更に端子電圧Ｖｃ
、が基準電圧以下に低下してからは小さな時定数τ４で
放電するので、時間差１．を小さくできる。従って第１
図の実施例と同様な効果が得られる。

なお端子電圧Ｖｃ、が基準電圧よりも低いときにスイッ
チＳＷ２を開き、高いときに閉じるようにしてもよい、
この場合は第６図に示すように、基準電圧■、をトラン
ジスタＴｒのスレッシュホールド電圧ｖｆよりも高く設
定する。

〔発明の効果〕

本発明は上述したように、コイル駆動電圧の電圧レベル
を弁別し、駆動電圧の立上り又は立下りがスイッチング
素子のスレッシュホールド電圧付近を変化するときは大
きな時定数で変化させ、その変化勾配を緩やかにしたの
で、スパイク電圧の発生を抑えることができる。しかも
スレッシュホールド電圧を越えた部分又は越える以前の
部分では上記変化勾配を急峻にしたので、上記のように
大きな時定数を与えても、立上り又は立下りでの駆動電
圧とスイッチング素子の動作とのずれが大きくなること
がなく、ずれを軽減することができる。従って相切換点
で生じ易い駆動電流の途切れやオーバーランプを少なく
してトルクリップルを小さくすることができる。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例を示すモータ駆動回路の回路
図、第２図は第１図のスイッチングトランジスタのゲー
ト電極に加わる駆動電圧の波形図、第３図はモータコイ
ルに通電する駆動電流のスイッチタイミングを示すタイ
ムチャート、第４図は第１図の実施例の変形例を示すモ
ータ駆動回路の回路図、第５図及び第６図は第４図のス
イッチングトランジスタのベースに加わる駆動電圧の波
形図、第７図は従来のモーター駆動回路の回路図、第８
図は第７図のスイッチングトランジスタのベースに加わ
る駆動電圧の波形図、第９図は電流切れが生じるスイッ
チタイミングを示すタイムチャート、第１０図は電流の
オーバーラツプが生じるスイッチタイミングを示すタイ
ムチャートである。 なお図面に用いた符号において、 ４・−−−ｍ−・−・−・電位レベル検出回路７．１０
・−−−−−−・・・−時定数回路８−・・・・−・・
・・・・放電回路 １１・・・−・・・−・−・・コンパレータＱ４．Ｔ−
−・−・・−・・・トランジスタＶｔ、　ｖｔ−スレッ
シェホールド電圧τ１〜τ、・・−・・−・−時定数 である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　モータコイルに供給する駆動電流を断続するスイッチ
   ング素子と、 大小の時定数を有し、上記スイッチング素子を制御する
   駆動電圧の立上り／立下りに時定数を持たせる時定数回
   路と、 上記駆動電圧の立上り又は立下りの電圧変化を弁別して
   弁別点の前後で上記時定数回路の時定数を切換えるレベ
   ル検出回路とを具備し、 上記駆動電圧が上記スイッチング素子の入力スレッシュ
   ホールド電圧を通過するときの上記時定数を大にしたこ
   とを特徴とするモータ駆動回路。