JPH01106608A - 利得制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、入力信号に対する出力信号の増幅率を適宜に
調整する利得制御回路に関する。

（従来技術） 従来、利得制御回路として第４図に示すものがある。同
図に基づいて回路を説明すると、ｎｐｎトランジスタＱ
ｔ　、Ｑ２からなる差動対とｎｐｎトランジスタＱｓ　
、　Ｑａからなる差動対とを有し、ｎｐｎ）ランジスタ
Ｑ１．Ｑ２の共通エミッタ接点がｎｐｎ　）ランジスタ
Ｑ、のコレクタ・エミツタ路を介して定電流源Ｊ１に接
続し、一方のｎｐｎトランジスタＱ３．Ｑａの共通エミ
ッタ接点がｎｐｎ　）ランジスタＱ８のコレクタ・エミ
ツタ路を介して定電流源回路Ｊ２に接続し、ｎｐｎ　）
ランジスタＱｓ　、　Ｑａのエミッタ間が抵抗Ｒ，で接
続されている。ｎｐｎ）ランジスタＱ、　、　Ｑ、の共
通コレクタ接点が負荷抵抗Ｒ８を介して電源ラインＶＣ
Ｃに接続し、ｎｐｎ　）ランジスタＱ２　、　　Ｑａの
共通コレクタ接点が負荷抵抗　Ｒ２を介して電源ライン
Ｖｃｃに接続している。ｎｐｎ　）ランジスタＱ１　と
ＱａのベースおよびＱ２とＱ、のベースがそれぞれ接続
され、制御電圧Ｖｅｒｉｔが印加されている。そしてト
ランジスタＱｓ　、　Ｑｓのペース端子に入力信号ｖ１
を供給し、負荷抵抗Ｒ，，Ｒ。

の一端から出力信号Ｖ。ｕｔを得、トランジスタＱｌ。

Ｑ、のベース及ヒトランジスタＱ２．Ｑ３のベースに印
加する制御電圧Ｖ　ｃＴｈｔのレベルを変化させること
により入出力利得を調整することができるようになって
いる。

即ち、定電流源Ｊ、、Ｊ２に流れる電流■。は共に等し
い値に設定されており、制御電圧Ｖ　ｃ　ｎ　ｔを調整
することでトランジスタＱ１　のコレクタ電流Ｉｔ　と
トランジスタＱ２のコレクタ電流■２との電流分配比及
び、トランジスタＱ３のコレクタ電流Ｉ３とトランジス
タＱ、のコレクタ電流Ｉ４との電流分配比を変化させる
ことにより、利得を変化させる事ができる。

この回路は、上記利得を変化させても出力信号Ｖ　ｏ　
ｕ　ｔを得るための出力接点Ａ、　　Ｂの直流バイアス
電圧が変動しないため、直流結合回路に適しており、特
に容量結合回路の構成が困難な半導体集積回路等におい
て極めて好適な回路となっている。

この原理をさらに説明すると、例えば、ある制御電圧Ｖ
ｅ、、ｔに対する電流分配比をｋとすると、その時の各
コレクタ電流は、 １、＝ｋ・ｌｏ Ｉ２　＝　（ｋ　　１）　　・工。

Ｉ３＝　（ｋ−１）　　・工。

１、＝ｋ・工。

となり、各出力接点Ａ、　Ｂの直流バイアス電圧を上記
電流値に基づいて求めると、接点Ａの電圧ＶＡは、 ＶＡ　＝Ｖｅｃ−Ｒ＋　・（Ｉｔ　＋　１２）＝Ｖｃｃ
−Ｒ＋　−（ｋ　−Ｉ　＊　＋　（１−ｋ）　−Ｉｅ）
＝Ｖｃｃ−Ｒ，・Ｉ。

となり、一方の接点Ｂの電圧ＶＢは、 ＶＢ　＝Ｖｃｃ−Ｌ　・（Ｉ３　＋ｌ４）＝Ｖｃｃ−Ｒ
２・（ｋ　・Ｉ　−＋　（１−ｋ）　・Ｉｅ）＝Ｖｃｃ
−Ｒ，・Ｉ。

となる。即ち、負荷抵抗Ｒ１とＲ２の値は等しいので、
両者のバイアス電圧は共に等しく且つ、定電流■、と負
荷抵抗Ｒ，，Ｒ２によってのみ依存するだけであるから
、制御電圧Ｖ　ｃ　ｎ　ｔの変化に対して常に一定とな
る。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、このような従来の利得制御回路にあって
は広周波数帯域特性が望まれており、更に改善が必要と
なっていた。

（問題点を解決するための手段） 本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであ
る。

この目的を達成するため本発明は、定電流源の電流を入
力信号に応じて第１．第２の電流に分流する第１の差動
対と、該第１の分流の電流を制御信号に応じて第３．第
４の電流に分流する第２０差動対と、該第２の分流の電
流を上記制御信号に応じて第５．第６の電流に分流する
第３０差動対とを有し、上記第３の分流に接続された負
荷と第６の分流に接続された負荷より出力信号を発生す
る利得制御回路において、前記第４．第５の分流の合計
電流に比例した電圧の電源を前記負荷を介して第３．第
４の分流路に印加する電源回路を具備したことを特徴と
する。これにより、直流結合に好適で且つ周波数特性の
優れた利得制御回路を提供することがきる。

（実施例） 以下、本発明による利得制御回路の一実施例を第１図と
共に説明する。尚、同図において第４図と同−又は相当
する部分については同一符号で示している。

第４図に示す回路との相違点は電源ラインＶ。０と負荷
抵抗Ｒ，，Ｒ２の間に後述する電源回路が設けられた点
にある。即ち、ｎｐｎ）ランジスタＱ、−，ｑ、のコレ
クタが共に接続され抵抗Ｒ３を介して電源ラインＶｃｃ
に接続し、ｎｐｎ）ランジスタＱ１　のコレクタは負荷
抵抗Ｒ１を介してｎｐｎトランジスタＱ、のエミッタに
接続し、ｎｐｎトランジスタＱ４のコレクタは負荷抵抗
Ｒ２を介してｎｐｎランジスタＱ、のエミッタに接続し
ている。尚、各抵抗の抵抗値はＲ１＝Ｒ２＝ＲＬと・　
するとＲ，＝ＲＬ　／２の関係に設定されている。

更に、トランジスタＱ７のベースがトランジスタＱ２　
、Ｑ３の共通コレクタ接点に接続し、そのコレクタは電
源ラインＶＣＣに接続し、トランジスタＱ＋　、　Ｑ４
のコレクタ接点から出力信号Ｖａｕｔを得るようになっ
ている。

次に、かかる回路の作動を説明する。トランジスタＱｒ
　、　Ｑ２　、　Ｑ３．　Ｑ４のそれぞれのコレクタ電
流ｒ、　、　　ｒ、、　　ｉ、、　　ｒ、を電流分配比
ｋを用いて示すと、 １、＝に−Ｉ。

Ｉａ　−（１ｋ）　　・ｌ６ Ｉ３＝（ｌｋ）　　・Ｉ８ Ｉ＜＝ｋ・Ｉｅ となり、出力接点Ａの直流バイアス電圧ＶＡは、ＶＡ＝
Ｖ、ｃ−２・１．−　（１−ｋ）　・ＲＬ／２−Ｖｂ、
−ｋ　−１，−ＲＬ＝Ｖｃｅ−Ｖ、、−１、・ＲＬ となり、出力接点Ｂの直流バイアス電圧ＶＢは同じく、 Ｖａ＝Ｖｃｃ−Ｖｂ−−Ｉ　−・ＲＬ となる。尚、ＶｂｅはトランジスタＱ、のペース・エミ
ッタ間の順方向電圧である。即ち、いずれの直流バイア
スも制御電圧Ｖ　ｃ　ｈ　ｔの変化があっても変化する
ことが無く、直流結合回路に適している。

更に、第４図に示す回路との大きな相違点は、第４図に
示す回路の出力接点Ａより差動対側を見た時の寄生容量
が、トランジスタＱ１のコレクタ・アース間及びトラン
ジスタＱ３のコレクタ・アース間等の容量の合計値とな
り、これに対して、第１図に示す回路の出力接点Ａにお
ける寄生容量はトランジスタＱ１のコレクタ・アース間
容量等のみからなるので、従来の回路に比べて寄生容量
が約半分となり、その分だけ高域の周波数帯域が向上す
る。また、他方の出力接点已についても同様であり、し
たがって、この実施例によれば、第２図に示す周波数特
性のように従来の回路に較べて約２倍の周波数帯域を得
ることができる。

第３図の回路は第１図に示す回路の変形例を示し、第１
図との相違点を説明すると、トランジスタＱ４のコレク
タ電流を供給するための回路（ｎｐｎ）ランジスタＱ、
　）をトランジスタＱ７　とは別個に設けたものであり
、第１図の回路と同様の特性を得ることができる。尚、
第２図に示す抵抗Ｒ３を負荷抵抗Ｒ２の１／２にする点
も第１図の回路と同様である。

尚、これらの実施例はｎｐｎ）ランジスタで形成きれた
差動対を使用しているが、他の能動素子例えば、ｐｎｐ
トランジスタや電解効果型トランジスタ等を用いても良
い。又、電源回路として電流を検出するための抵抗Ｒ５
とこの抵抗、Ｒ３に生じる電圧に比例する電圧をｎｐｎ
　）ランジスタＱ。

を介して発生する用にしている・が、同様の作用効果を
得る構成の回路は本発明に包含されるものである。

（発明の効果） 以上説明したように本発明によれば、出力接点における
寄生容量が低減されるので、大幅な周波数帯域の向上を
図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による利得制御回路の一実施例を示す回
路図、第２図は第１図の回路の周波数対利得特性を示す
特性曲線図、第３図はこの実施例の変形例を示す回路図
、第４図は従来の利得制御回路の一例を示す回路図であ
る。 Ｑ、　、　Ｑ２．　Ｑ３　。 Ｑ、、Ｑｓ　、Ｑ６　　：ｎｐｎ）ランジスタＲｔ　、
Ｒ２，Ｒ３：抵抗 第１図 第　　３　　図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　定電流源の電流を入力信号に応じて第１、第２の電流
   に分流する第１の差動対と、該第１の分流の電流を制御
   信号に応じて第３、第４の電流に分流する第２の差動対
   と、該第２の分流の電流を上記制御信号に応じて第５、
   第６の電流に分流する第３の差動対とを有し、上記第３
   の分流に接続された負荷と第６の分流に接続された負荷
   より出力信号を発生する利得制御回路において、 前記第４、第５の分流の合計電流に比例した電圧の電源
   を前記負荷を介して第３、第４の分流路に印加する電源
   回路を具備したことを特徴とする利得制御回路。