JPH01114367A - 直列共振コンバータ - Google Patents
直列共振コンバータInfo
- Publication number
- JPH01114367A JPH01114367A JP27276387A JP27276387A JPH01114367A JP H01114367 A JPH01114367 A JP H01114367A JP 27276387 A JP27276387 A JP 27276387A JP 27276387 A JP27276387 A JP 27276387A JP H01114367 A JPH01114367 A JP H01114367A
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- JP
- Japan
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- circuit
- series
- resonant
- capacitor
- series resonant
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- Pending
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、共振用コンデンサとりアクドルとの直列共振
回路と、こ９共振用コンデンサに並列に接続された整流
回路と、ＭＯ３−ＦＥＴなどの半導体スイッチとを備え
、直流電力を直流電力に変換して負荷に供給する直列共
振コンバータに関する。
回路と、こ９共振用コンデンサに並列に接続された整流
回路と、ＭＯ３−ＦＥＴなどの半導体スイッチとを備え
、直流電力を直流電力に変換して負荷に供給する直列共
振コンバータに関する。
第３図は前記直列共振コンバータの一例を示すもので、
直流電源１に直列接続されたコンデンサ２．３の直列回
路のコンデンサ２，３の接続中点に、共振用コンデンサ
４と共振用リアクトル５の直列共振回路の一端が接続さ
れ、該直列共振回路の他端は、半導体スイッチとしての
ＭＯ３−ＦＥＴ６を介して直流電源１の正極に、またＭ
Ｏ３−ＦＥＴ７を介して負極に接続される。
直流電源１に直列接続されたコンデンサ２．３の直列回
路のコンデンサ２，３の接続中点に、共振用コンデンサ
４と共振用リアクトル５の直列共振回路の一端が接続さ
れ、該直列共振回路の他端は、半導体スイッチとしての
ＭＯ３−ＦＥＴ６を介して直流電源１の正極に、またＭ
Ｏ３−ＦＥＴ７を介して負極に接続される。
さらに、ＭＯ３−ＦＥＴ６とＭＯＳ −Ｆ ＥＴ ７に
スナバコンデンサ８．９が並列接続され、これらスナバ
コンデンサ８．９の接続中点とＭＯ３−ＦＢ、７６．７
の接続中点とが接続される。
スナバコンデンサ８．９が並列接続され、これらスナバ
コンデンサ８．９の接続中点とＭＯ３−ＦＢ、７６．７
の接続中点とが接続される。
前記直列共振回路の共振用コンデンサ４に、絶縁トラン
ス１６を介して整流回路１１の交流側端子が接続され、
該回路１１の直流側端子には平滑回路１２を介して負荷
１３が接続される。
ス１６を介して整流回路１１の交流側端子が接続され、
該回路１１の直流側端子には平滑回路１２を介して負荷
１３が接続される。
このような第３図に示す回路で、ＭＯ３−ＦＥＴ６，７
を交互にオン、オフするとコンデンサ４、リアクトル５
で構成された直列共振回路に第５図に示すように台形波
電圧が印加される。その際、例えばＭＯＳ −Ｆ ＥＴ
６に電流が流れている状態でこのＭＯＳ −Ｆ ＥＴ
６をオフすると、リアクトル５に流れている電流はコ
ンデンサ２，３、ＭＯ３−ＦＥＴ６，７の寄生コンデン
サ２２（第４図に示すようにＭＯ３−ＦＥＴ６．７は双
方向スイッチ２１にコンデンサ２２、ダイオード３２が
並列接続したものとして表すことができる。）及びスナ
バコンデンサ８．９八転流し、さらにＭＯ３−ＦＥＴ７
の寄生ダイオード２３へ転流する。そしてＭＯ３−ＦＥ
Ｔ７のスイッチオンは寄生ダイオード２３に電流が流れ
ている間に行う。そのため、オン時のスイッチング損失
は零にでき、また、ＭＯ３−ＦＥＴ６，７の印加電圧の
立ち上がり、立ち下がり部分がなだらかになるのでスイ
ッチングノイズも小さくできるという利点がある。
を交互にオン、オフするとコンデンサ４、リアクトル５
で構成された直列共振回路に第５図に示すように台形波
電圧が印加される。その際、例えばＭＯＳ −Ｆ ＥＴ
６に電流が流れている状態でこのＭＯＳ −Ｆ ＥＴ
６をオフすると、リアクトル５に流れている電流はコ
ンデンサ２，３、ＭＯ３−ＦＥＴ６，７の寄生コンデン
サ２２（第４図に示すようにＭＯ３−ＦＥＴ６．７は双
方向スイッチ２１にコンデンサ２２、ダイオード３２が
並列接続したものとして表すことができる。）及びスナ
バコンデンサ８．９八転流し、さらにＭＯ３−ＦＥＴ７
の寄生ダイオード２３へ転流する。そしてＭＯ３−ＦＥ
Ｔ７のスイッチオンは寄生ダイオード２３に電流が流れ
ている間に行う。そのため、オン時のスイッチング損失
は零にでき、また、ＭＯ３−ＦＥＴ６，７の印加電圧の
立ち上がり、立ち下がり部分がなだらかになるのでスイ
ッチングノイズも小さくできるという利点がある。
しかし、前記第３図の回路で負荷１３の電圧を、直流電
源１の電圧変化や負荷１３の状態によらず、一定に保つ
ためには、ＭＯ３−ＦＥＴ６，７のスイッチング周波数
を変化させる必要がある。
源１の電圧変化や負荷１３の状態によらず、一定に保つ
ためには、ＭＯ３−ＦＥＴ６，７のスイッチング周波数
を変化させる必要がある。
図中１０はこれらＭＯ３−ＦＥＴ６．７の制御回路で、
直列共振回路に接続される電流検出器１４と、整流回路
１１の交流側端子に接続される電流検出器１５とから検
出出力を受ける。
直列共振回路に接続される電流検出器１４と、整流回路
１１の交流側端子に接続される電流検出器１５とから検
出出力を受ける。
前記ＭＯ３−ＦＥＴ６，７のスイッチング周波数の変化
幅は、定格負荷時スイッチング周波数を基準にすると無
負荷時では３倍程度必要である。
幅は、定格負荷時スイッチング周波数を基準にすると無
負荷時では３倍程度必要である。
例えば、定格負荷時スイッチング周波数において５００
ｋＨｚになるように設計すると１．５ＭＨｚまで制御回
路１０が完全に動作しなければならず、制御回路１０の
設計が難しくなり、また部品も高価なものが必要となる
欠点がある。
ｋＨｚになるように設計すると１．５ＭＨｚまで制御回
路１０が完全に動作しなければならず、制御回路１０の
設計が難しくなり、また部品も高価なものが必要となる
欠点がある。
一方、定格負荷時スイッチング周波数を５ｋＨｚ程度に
設計すれば１５ｋＨｚまで動作すればよいので、設計が
容易になり、部品も安価なものでよい。
設計すれば１５ｋＨｚまで動作すればよいので、設計が
容易になり、部品も安価なものでよい。
しかしスイッチング周波数を下げると、可聴周波数領域
内では騒音を発生してしまい、またトランス１６、リア
クトル５等の部品が大形化してしまい、機器全体の容積
が増加してしまう欠点がある。
内では騒音を発生してしまい、またトランス１６、リア
クトル５等の部品が大形化してしまい、機器全体の容積
が増加してしまう欠点がある。
本発明の目的は前記従来例の不都合を解消し、負荷１３
の電圧を定電圧制御するための、スイッチング周波数変
化幅を従来の方式より小さくし、制御回路を安価に製作
し、スイッチング周波数の高周波化による機器の小形化
に適応できる直列共振コンバータを提供することにある
。
の電圧を定電圧制御するための、スイッチング周波数変
化幅を従来の方式より小さくし、制御回路を安価に製作
し、スイッチング周波数の高周波化による機器の小形化
に適応できる直列共振コンバータを提供することにある
。
本発明は前記目的を達成するため、共振用コンデンサ及
び共振用リアクトルよりなる直列共振回路の共振用コン
デンサに整流回路の交流側端子を並列に接続し、この直
列共振回路に、複数の半導体スイッチを接続して、該半
導体スイッチをオンオフ制御して直流電源より、正電流
と負電流とを交互に流し、前記整流回路から直流電圧を
得る直列共振コンバータにおいて、前記直列共振回路を
第１のものとして、共振用コンデンサ及び共振用リアク
トルよりなる第２の直列共振回路をこの第１の直列共振
回路の共振用コンデンサに並列に接続し、かつこの第２
の直列共振回路の共振周波数は前記第１の直列共振回路
の共振周波数より高く選定したことを要旨とするもので
ある。
び共振用リアクトルよりなる直列共振回路の共振用コン
デンサに整流回路の交流側端子を並列に接続し、この直
列共振回路に、複数の半導体スイッチを接続して、該半
導体スイッチをオンオフ制御して直流電源より、正電流
と負電流とを交互に流し、前記整流回路から直流電圧を
得る直列共振コンバータにおいて、前記直列共振回路を
第１のものとして、共振用コンデンサ及び共振用リアク
トルよりなる第２の直列共振回路をこの第１の直列共振
回路の共振用コンデンサに並列に接続し、かつこの第２
の直列共振回路の共振周波数は前記第１の直列共振回路
の共振周波数より高く選定したことを要旨とするもので
ある。
本発明によれば、共振用コンデンサ両端にこの共振用コ
ンデンサが形成する第１の共振回路の共振周波数より高
い共振周波数の第２の直列共振回路を付加することによ
り、直列共振コンバータの動作周波数の範囲を狭める（
最高周波数を下げる）ことができる。
ンデンサが形成する第１の共振回路の共振周波数より高
い共振周波数の第２の直列共振回路を付加することによ
り、直列共振コンバータの動作周波数の範囲を狭める（
最高周波数を下げる）ことができる。
以下、図面について本発明の実施例を詳細に説明する。
第１図は本発明の直列共振コンバータの１実施例を示す
回路図で、前記従来例を示す第３図と同一構成要素には
同一参照符号を付したものである。
回路図で、前記従来例を示す第３図と同一構成要素には
同一参照符号を付したものである。
本発明は第３図に示す従来の回路において、共振用コン
デンサ４に、新たに共振用コンデンサ３１、共振用リア
クトル３２を並列に接続した。この第１図に示す回路で
、コンデンサ４及びリアクトル５から成る共振回路を直
列共振回路３３とすると、コンデンサ３１．リアクトル
３２からなる共振回路を直列共振回路３４とする。そし
て、直列共振回路３４の共振周波数を直列共振回路３３
の共振周波数より低く設定する。
デンサ４に、新たに共振用コンデンサ３１、共振用リア
クトル３２を並列に接続した。この第１図に示す回路で
、コンデンサ４及びリアクトル５から成る共振回路を直
列共振回路３３とすると、コンデンサ３１．リアクトル
３２からなる共振回路を直列共振回路３４とする。そし
て、直列共振回路３４の共振周波数を直列共振回路３３
の共振周波数より低く設定する。
次に動作について説明すると、基本的には前記第３図で
説明したのと同様で、ＭＯ３−ＦＥＴ６゜７を制御回路
１０でオン、オフ制御すれば、直流電源１より正電流と
負電流が交互に流れ、第１の直列共振回路３３と第２の
直列共振回路３４とに第５図に示すような台形波電圧が
印加される。
説明したのと同様で、ＭＯ３−ＦＥＴ６゜７を制御回路
１０でオン、オフ制御すれば、直流電源１より正電流と
負電流が交互に流れ、第１の直列共振回路３３と第２の
直列共振回路３４とに第５図に示すような台形波電圧が
印加される。
このような交流出力は絶縁トランス１６を介して整流回
路１１へ入力され、ここで直流になり、整流回路１１か
らの直流出力は平滑回路１２で平滑されて負荷１３に供
給される。
路１１へ入力され、ここで直流になり、整流回路１１か
らの直流出力は平滑回路１２で平滑されて負荷１３に供
給される。
第２図は、このように第１の直列共振回路３３の他に第
２の直列共振回路３４を用いた本発明の直列共振コンバ
ータと、直列共振回路３３のみを用いた従来の直列共振
コンバータのスイッチング周波数対トランス１６の電圧
特性を比較して示したものである。
２の直列共振回路３４を用いた本発明の直列共振コンバ
ータと、直列共振回路３３のみを用いた従来の直列共振
コンバータのスイッチング周波数対トランス１６の電圧
特性を比較して示したものである。
図中鎖線αは軽負荷の場合、実線βは重負荷の場合を示
す。
す。
この図からも知見できるように、直列共振回路３３のみ
の場合は、スイッチング周波数の幅はＡ、０間であるが
、直列共振回路３３に３４が付加された場合はＡＳＢ間
となり、ＭＯ３−ＦＥＴ６．７のスイッチング周波数変
化幅が小さくても、定電圧特性が得られるものとなる。
の場合は、スイッチング周波数の幅はＡ、０間であるが
、直列共振回路３３に３４が付加された場合はＡＳＢ間
となり、ＭＯ３−ＦＥＴ６．７のスイッチング周波数変
化幅が小さくても、定電圧特性が得られるものとなる。
以上述べたように本発明の直列共振コンバータは、新た
に直列共振回路を付加したので、スイッチング周波数の
変化幅を小さくすることができるものである。その結果
、制御回路の設計も容易になり、さらに高周波化が可能
となり、また機器が小形軽量化できるものである。
に直列共振回路を付加したので、スイッチング周波数の
変化幅を小さくすることができるものである。その結果
、制御回路の設計も容易になり、さらに高周波化が可能
となり、また機器が小形軽量化できるものである。
第１図は本発明の直列共振コンバータの実施例を示す回
路図、第２図は本発明回路と従来回路との比較で、半導
体スイッチのスイッチング周波数とコンデンサ電圧の関
係を示すグラフ、第３図は従来の直列共振コンバータを
示す回路図、第４図は第３図回路に用いるＭＯ３−ＦＥ
Ｔの等価回路図、第５図は第３図回路の動作波形図であ
る。 １・・・直流電源 ２，３・・・コンデンサ４・
・・共振用コンデンサ５・・・共振用リアクトル６．７
・・・ＭＯＳ −Ｆ ＥＴ ８．９・・・スナバコンデンサ １０・・・制御回路 １１０．・整流回路１２・
・・平滑回路 １３・・・負荷１４、１５・・・
電流検出器 １６・・・絶縁トランス２１・・・双方向
スイッチ ２２・・・寄生コンデンサ２３・・・寄生ダ
イオード ３１・・・共振コンデンサ ３２・・・共振りアクドル
３３・・・第１の直列共振回路 ３４・・・第２の直列共振回路 第３図 第４図
路図、第２図は本発明回路と従来回路との比較で、半導
体スイッチのスイッチング周波数とコンデンサ電圧の関
係を示すグラフ、第３図は従来の直列共振コンバータを
示す回路図、第４図は第３図回路に用いるＭＯ３−ＦＥ
Ｔの等価回路図、第５図は第３図回路の動作波形図であ
る。 １・・・直流電源 ２，３・・・コンデンサ４・
・・共振用コンデンサ５・・・共振用リアクトル６．７
・・・ＭＯＳ −Ｆ ＥＴ ８．９・・・スナバコンデンサ １０・・・制御回路 １１０．・整流回路１２・
・・平滑回路 １３・・・負荷１４、１５・・・
電流検出器 １６・・・絶縁トランス２１・・・双方向
スイッチ ２２・・・寄生コンデンサ２３・・・寄生ダ
イオード ３１・・・共振コンデンサ ３２・・・共振りアクドル
３３・・・第１の直列共振回路 ３４・・・第２の直列共振回路 第３図 第４図
Claims (1)
- 共振用コンデンサ及び共振用リアクトルよりなる直列共
振回路の共振用コンデンサに整流回路の交流側端子を並
列に接続し、この直列共振回路に、複数の半導体スイッ
チを接続して、該半導体スイッチをオンオフ制御して直
流電源より、正電流と負電流とを交互に流し、前記整流
回路から直流電圧を得る直列共振コンバータにおいて、
前記直列共振回路を第１のものとして、共振用コンデン
サ及び共振用リアクトルよりなる第２の直列共振回路を
この第１の直列共振回路の共振用コンデンサに並列に接
続し、かつこの第２の直列共振回路の共振周波数は前記
第１の直列共振回路の共振周波数より高く選定したこと
を特徴とする直列共振コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27276387A JPH01114367A (ja) | 1987-10-27 | 1987-10-27 | 直列共振コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27276387A JPH01114367A (ja) | 1987-10-27 | 1987-10-27 | 直列共振コンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01114367A true JPH01114367A (ja) | 1989-05-08 |
Family
ID=17518405
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27276387A Pending JPH01114367A (ja) | 1987-10-27 | 1987-10-27 | 直列共振コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01114367A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03265464A (ja) * | 1989-06-19 | 1991-11-26 | Yokogawa Electric Corp | スイッチング型定電圧電源 |
-
1987
- 1987-10-27 JP JP27276387A patent/JPH01114367A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03265464A (ja) * | 1989-06-19 | 1991-11-26 | Yokogawa Electric Corp | スイッチング型定電圧電源 |
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