JPH01123111A - 位相変調方式光フアイバジヤイロ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （力技術分野 この発明は、角速度を測定する光ファイバジャイロの改
良に関する。

光ファイバジャイロは、航空機、船舶、自動車、その他
の運動体の回転角速度を測定する計器として用いる事が
できる。

機械的なジャイロに比較して、光ファイバジャイロには
、電磁ノイズを受けない、可動部がない、小型化が可能
である、などの特長がある。

０）光ファイバジャイロの原理 シングルモード光ファイバを多数回巻回したセンサコイ
ルに、右廻り光と左廻り光を通す。このセンサコイルが
回転していなければ、右廻り光と左廻り光のコイル通過
時間は等しい。

しかし、このセンサコイルが角速度Ｎで回転していると
、右廻り光と左廻り光のコイル通過時間が異なる。

コイル通過時間の差は、コイルのファイバ長りが長けれ
ば長いほど、断面積が大きければ大きいほど、また回転
角速度Ｎが大きいほど、大きくなる。

これをＳａｇｎａＣ効果という。

光は波であるから、時間の差は、位相の差に置きかえる
事ができる。ファイバ中での光の角振動数ωを時間差に
乗じて、位相の差とすることができるからである。

ＳａｇｎａＣ効果による左廻り光、右廻り光の位相の差
Δθは、 ）てよって与えられる。Ｌはセンサコイルに巻回したフ
ァイバの全長、ａはセンサコイルの半径、ｃは真空中の
光速、λは真空中に於ける波長、Ｎはセンサコイルの軸
まわりの回転角速度である。

最も単純な構成に於ては、発光素子の光をビームスプリ
ッタで分けて、センサコイルの両側から入射させ、セン
サコイルをそれぞれの方向Ｉ／ζ伝搬した光を合体して
受光素子で二乗検波する。

左廻り光、右廻り光をＥ（ｔ）、Ｆ（ｔ）で表わす。そ
れぞれの振幅をＧ、Ｈで表わす。光の角振動数をωとす
る。検出器に入った時の光強度は Ｅ（ｔ）＝　Ｇ　５ｉｎ（ωｔ＋　　　）　　　　　　
（２）２゜ となる。これを二乗検波すると、出カニは１　＝　ＧＨ
ｃｏｓ（Δθ）＋−（Ｇ２＋Ｈ２）　　　（４）という
形になる。全て直流成分になる。ｃｏｓ　（Δθ）の形
で入っているので、Δθが０に近接した値である時に感
度が悪くなる。

そこで、右廻り光、左廻り光のいずれか一方の光路長を
９０°分長くした光ファイバジャイロも考案されている
。こうすると、二乗検波出力がｓｉｎ　（Δθ）の形シ
ζなる。Δθ＝０の近傍での感度がよいはずである。

しかし、一方の光のみをとりだして、光路長を大きくす
るという事は容易でない。多くのビームスプリッタを必
要とし、光学系が複雑になる。振動や、温度変化によっ
て狂いやすいなど、多くの難点がある。現実的でない。

　、　　′以上に述べたものは、直流分に含まれる信号
を検出するものであった。これらは、ノイズ、温度変化
に弱いという欠点がある。

秒）位相変調方式光ファイバジャイロ 動的な機構を付加して、位相差Δφを検出しようという
試みも数多くなされている。

たとえば、位相変調力゛式、或は周波数変調方式などで
ある。位相変調方式は、左廻り光、右廻り光のいずれに
も位相変調を加えるが、非対称に加えるので、両者の光
で位相が異なってくる事を利用する。

本発明は、位相変調方式の光ファイバジャイロの改良で
ある。そこで、この方式の原理について説明する。

センサコイルの一方の端に位相変調器を設ける。

これは、例えば圧電素子などで作る。圧電素子の外面に
シングルモード光ファイバを巻きつける。

圧電素子に電極を設け、電圧を加える。すると光ファイ
バが伸縮する。光路長が変って、位相変化が起こる。

たとえば、右廻り光が入る人出端の近くに位相変調器を
設けたとする。

すると、右廻り光は位相変調を受けてから、センサコイ
ルに入る。左廻り光はセンサコイルを出たあとに位相変
調を受ける。

つまり、右廻り光と左廻り光が受ける位相変調には、一
定の時間差τがある。

同じ位相変調器を通るのであるが、左廻り光は、センサ
コイルを通る時間だけ遅れた位相変調を受けることにな
る。

センサコイルの長さがＬ１屈折率がｎ１光速（真空中）
をＣとすると、センサコイルを通過するのに要する時間
τは である。

位相変調の振幅をｂ１角周波数をΩとする。右廻り光と
左廻り光の位相変調の位相差をφとすると、これはΩτ
である。

φ＝Ωτ　　　　　　　　　（５） 但し、ｆは位相変調周波数である。

ｎ＝２πｆ（８） とすると、左廻り光の位相変調を φ ｔ）ｓｉｎ（Ωｔ−−−）００ と書くことができる。

センサコイルが回転している時、Ｓａｇｎａｃ効果によ
り、右廻り光、左廻り光は、Δθの位相差を持つ。位相
変調器を入れた事により、（９）、α０の位相差も持つ
ことになる。　。

（２）、（３）のかわりに、右廻り光Ｅ　（ｔ）、左廻
り光Ｆ（１）の強度は、 となる。

これを二乗検波するので、受光素子の出力Ｓ（Δθ、ｔ
）は、 となる。直流分は定数なのであるから、これを落して、
Δθを求める事を考える。直流分を除いたものを百（Δ
θ、ｔ）とすると、これはとなる。これは、ベッセル函
数を使って級数展開する事ができる。

ベッセル函数の母函数展開から となる。

、ｉθ ｓ　＝　ｔ　ｅ　　　　　　　　　　　　　（１Ｇ）と
おくと、 ｎ＝−００ これと、ベッセル函数の性質 Ｊ−（Ｘ）−（１）　ｎＪ　（ｘ）　　　　　　　　（
ｌδ）より、 となる。これは、 ｓｉｎ　（Ｘ　ＣＯＳθ）＝２Σ（−１）ｍＪ２ｒｒｌ
＋１（ｘ）ｃｏｓ（２ｍ＋１）θ　（２１）ｍ＝０ という事である。

そこで、（１４）式は、 と置換える事により、 −ＧＨｓｉｎΔθ［２Σ（−１）ｍＪ２ｍ＋、（ξ）ｃ
ｏｓ（２ｍ＋１　）Ω１）］と書くことができる。これ
は、受光素子の二乗検波出力である。ｃｏｓ（Δθ）の
係数として、直流項と、位相変調の周波数Ωの偶数次の
高調波の項が含まれる。

ｓｉｎ　（Δθ）の係数として、変調周波数の奇数次の
高調波の項が含まれる。これらは、変調信号５ｉｎ（Ω
ｔ）の高調波であるので、適当なバンドパスフィルタを
用いれば、任意の項を独立にとり出す事ができる。

どの高調波をとっても、信号５ｉｎ（Δθ）　、ｃｏｓ
　（Δθ）が含まれていて、Δθを含める事ができる。

さきほど述べたように、Δθが小さい時に高感度を得よ
うとすれば、５ｉｎ（Δθ）を与える奇数次高調波の項
を採用するのが望ましい。

そこで、（湾のＳ（Δθ、ｔ）のうち、基本波ｃｏｓ　
（Ωｔ）の成分をとることにする。ｍ＝ｏの項で°ある
。これは、Ｃ０５（Ωｔ）の成分のみを通すバンドパス
フィルタによってＳ（Δθ、ｔ）から分離することがで
きる。

分離した後の基本波信号をＰ（Δθ、ｔ）と書くと、Ｐ
（Δθ、ｔ）＝−２ＧＨｓｉｎ（Δθ）Ｊｌ（ξ５ｃｏ
ｓ（Ωｔ）　　（２４）である。Ｊｌ（ξ）を最大にす
ると感度が良くなる。そこでξ＝１．８に設定する。こ
のとき、直流成分Ｊｏ（のはほぼ０である。

このような方式により、Δθを求める装置は、例えば本
出願人による特開昭６０−１３５８１６号（Ｓ６０．７
．１９公開、特願昭５８−２４８９２６．３５８．１２
．２６出願）に於て提案されている。この装置は、振幅
Ｇ、Ｈの変動の影響、を除去するための工夫がなされて
いる。

に）従来技術■ さて、フィルタを通った出力を、ｃｏｓ（Ωｔ）の信号
を与えて同期検波すれば、５ｉｎ（Δθ）が得られる事
になる。

第５図は従来例に係る位相変調方式光ファイバジャイロ
の略構成図である。

発光素子１０で発生した光は、ビームスプリッタ１２で
２つの光に分かれる。これはセンサコイル２０の両端に
入り、右廻りに、或は左廻りにセンサコイル２０の中を
伝搬する。

位相変調器２４によって、１）ｓｉｎ（Ωｔ）の位相変
調を受ける。

右廻り、左廻りした光はビームスプリッタ１２で同一し
た光は受光素子２６によって二乗検波される。これが（
１濁式のＳ（Δθ、ｔ）である。光信号増幅器３２で゛
これが増幅される。

フィルタ３６で基本波Ωの成分のみが選ばれる。

他の高調波及び直流分はフィルタ３６を通る事ができな
い。　　　゛ さて、ｃｏｓ（Ωｔ）の信号を得て、同期検波器３４に
於て同期検波する。

参照信号ｃｏｓ　（Ωｔ）をどこから得るかという事を
問題にする。

ｃｏｓ（Ωｔ）の位相変調を光ファイバに与えているの
は、位相変調器２４である。これを駆動する位相変調器
駆動回路２２からｃｏｓ（Ωｔ）の基本波参照信号を得
るという事が第１に考えられる。これを第■方法という
事にする。

ここで参照信号というのは、Ｃ０５（Ωｔ）の信号のタ
イミングを与えるための信号である。位相が問題であっ
て、振幅は一定値とする。

同期検波というのは、（２４１のフィルタ出力に同一振
動数のｃｏｓ（Ωｔ）を乗じて、直流成分として、係数
−２ＧＨｓｉｎ（Δθ）　Ｊｌ（ａを得るものである。

実際には、駆動回路２２に於けるｃｏｓ（Ωｔ）の振動
と、フィルタ３６を通った後の（２４）弐Ｐ（Δθ、ｔ
）のｃｏｓ（Ωｔ）の振動とはタイミングがずれている
。

駆動回路２２に於ける振動より、Ｐ（Δθ、ｔ）の振動
には遅れがある。これは、位相変調器２４の電圧・機械
変換の遅れ、位相変調器から受光素子まで光が伝搬する
事にともなう遅れ、受光素子の応答遅れ、光信号増幅器
の遅れなどを加えたものである。遅れ時間をτ′とする
。

駆動回路の振動をｃｏｓ（Ωｔ）とすれば、Ｐ（Δθ、
ｔ）の振動はｃｏｓ（Ω（ｔ−ゼ））となる。、位相遅
れΩτ′を調整するため、位相調整回路３０を設ける。

これは、位相変調器駆動回路２２の信号をτ′だけ遅延
しｃｏｓ（Ω（を−τ′））の振動とする。つまり、位
相を合わせる。

同期検波器３４では、フィルタ３６を通った基本波信号
Ｐ（Δθ、ｔ）と、位相調整回路３０からの参照信号と
が同一位相で入ってくる。これを同期検波すると、（２
４）の係数−２ＧＨｓｉｎ（Δθ）Ｊｌ（ξ）を得る。

しかし、信号Ｐ（Δθ、ｔ）と参照信号に位相差ψが残
っていれば、同期検波出力は、上述の値に部ψを乗じた
ものになる。

最大感度を得るためにはψ＝０としなければならない。

位相調整回路３０はそのような機能を持っている。ψ＝
０とする事ができないとしても、ψが一定でなければな
らない。

もしも、信号Ｐ（Δθ、ｔ）と参照信号の位相差ψが変
動すれば、これは５ｉｎ（Δθ）の変化であるのかｃｏ
ｓψの変化であるのか区別がつかない。

基本波参照信号を得るための第１方法は、位相変調器駆
動回路２２の発振信号に、一定の位相遅れΩτ′を与え
ることにより参照信号を得ていた。

位相遅れを与えるのが位相調整回路である。

このような場合、３つの欠点がある。

（＋）　　位相調整回路自体の位相調整精度が、ジャイ
ロの角速度検出精度シζ影響する。

（１１）　　位相調整回路による位相調整は、通常、最
初に一度行われるだけである。調整後、位相遅れ（Ωτ
′）は固定される。

し力ζし、位相変調のための信号は、位相変調器、光フ
ァイバ、受光素子、光信号増幅器、フィルタなどを経て
同期検波器に入る。この間で、温度変化が原因となって
、位相遅れが変化する可能性がある。

特に、位相変調器（例えば圧電素子）の温度特性により
、使用中において、電気−機械変換時の位相変化に変動
が生じる。これが、ジャイロの角速度検出精度に影響す
る。

（１１０位相調整作業は、個々の装置、個々の位相変調
器ごとに実施してゆかなければならない。位相変調器の
遅延時間にバラつきがあるからである。

このため、位相調整作業が煩労であった。

け）従来技術■ 光信号増幅器３２で得られた信号Ｓ（Δθ、ｔ）は、基
本波成分の他に、多くの高調波を持っている。

基本波と奇数次の高調波成分は、コイルが回転していな
い時には消える。Δθ＝０だからである。

ところが、偶数次の高調波成分はｃｏｓ（Δθ）の係数
であるから、コイル２０が静止している時に最も大きく
なる。Δθが小さい範囲で使うが、この場合、偶数次の
高調波が必ず存在することになる。

そこで、２次の高調波を用いて、同期検波の参照信号を
作ろうとする提案がなされた。特願昭６１−２５０６８
０号である。２次の高調波成分をＲ（Δθ、ｔ）とする
と、（ロ）式から、 Ｒ（Δθ、ｔ　）　＝　−２Ｇ　Ｈｃｏｓ（Δθ）Ｊ２
（ξ）ＣＯＳ（２ｎΩｔ　）　　　（２ｆｉとなる。

参照信号として、ｃｏｓ（Ωｔ）の振動を得たいのであ
るから、２成鳥調波ｃｏｓ　（２Ωｔ）をに分周すれば
よいのである。

第５図に於て、第■方法として示した、フィルタ３７、
分周器４２、位相補正器４０の回路系列は、このような
参照信号を作る。

Ｒ（Δθ、ｔ）はＣ０５（２Ωｔ）を得るために必要で
あつて、振幅はあまり問題ではない。ただし、ｃｏＳ（
Δθ）が０であってはならない。光ファイバジャイロは
静止している（Δθ＝０）か、低い角速度の範囲（Δθ
＜＜９０’）で用いるので、ｃｏｓ（Δθ）は０ではな
い。

フィルタ３７は、２次の高調波ｃｏｓ　（２Ωｔ）のみ
を通すものである。そして、Ｒ（Δθ、ｔ）を増幅して
、一定振幅の信号にする。

実際には、コンパレータを用いて、０．１の二値信号に
する。Ｒ（Δθ、ｔ）のうち、振幅は不要なのであって
ｃｏｓ（２Ωｔ）の振動のみが必要だからである。

次にＡ分周するので、Ｗ＝ｃｏｓ（Ωｔ）の振動が得ら
れる。これを参照信号として同期検波器３４へ入力する
。

この方法の良い点は、位相のずれτ′が極めて小さく、
シかも一定しているという事である。位相のずれが、そ
れでも少しあるので、位相補正回路４０で補正するよう
にしている。

基本波信号Ｐ（Δθ、ｔ）と、参照信号Ｗ　（ｔ）の間
の位相のずれτ′が何故小さく、一定しているかという
事を説明する。

んでいるＳ（Δθ、ｔ）である。これをベッセル函数で
展開したのであるから、この瞬間）ζ基本波と全ての高
調波の位相は合致している。

基本波成分はフィルタ３６でＰ（Δθ、ｔ）となって分
離される。２次高調波はフィルタ３７、分周器４２を通
る。

フィルタ、分周器による遅れがある。特に分周器４２は
遅延の原因になる。このため２次高調波の位相が遅れる
。位相遅れを位相補正回路４０で補正する。遅れが分周
器４２に起因するから、遅れ時間が僅かである。また温
度変化も殆どない。

安定している。

したがって、位相補正を最初にいちど行うだけでよい。

（イ）発明が解決すべき問題点 第５図に示す第■方法には、次のような問題がある。第
６図に参照信号発生向゛路例を示す。

Ａ分周器４２として、カウンタを用いる。角周波数が２
０である正弦波を、コンパレータにより矩形波とし、こ
れをカウンタに入れる。カウンタは７リツプフロツプで
あって、入力パルスの立上り、又は立下りに、出力が０
から１．１から０へと変化する。

第４図によって説明する。（ａ）は２Ωの角周波数の入
力パルス（２次高調波より）を示す。この７ぐルスは、
立下り５０．５１、・・・を持つ。それらの間隔が高調
波の１周期であって、□／Ωである。

第４図（ｂ）はノイズがないときのＡ分周器の出力であ
る。２Ωパルスの立下り５０．５１、・・・に同期して
、立上り５７、立下り５８、・・・というような、規則
正しい角振動数がΩのパルスになっている。

こうだとよいのであるが、ノイズが入るとこうはゆかな
い。

入力の２０パルスにノイズ７０が含まれたとする。これ
は立上り７１と立下り７２よりなる。立下り７２のため
、％分周器（カウンタ）の出力が反転する。第４図（ｃ
）にノイズがあるときの出力波形を示す。ノイズのため
、出力はここで、立下り６５を持つ。ここで、ノイズの
ない場合と信号の符号が反対になってしまう。以後、ノ
イズのない場合（ｂ）に比べて、位相が１８０°ずれる
ことになる。

第４図（Ｃ）のような参照信号を用いて同期検波すると
、ノイズが入った瞬間（ζ出力がＡから−Ａに急変する
。

ノイズが入るたびにこのような零点変動が起こる。

これは好ましくない事である。参照波が反転するため、
検波出力が反転してしまう。

このようなノイズは、全く発生しないこともあるが、発
生する事もある。出力の変動がノイズによるものである
と分かればよいが、被測定物の角速度の変化によるもの
と区別できないこともある。

ノイズの原因は外部ノイズと、分周器入力の歪みである
。フィルタ３７で２０成分のみを取り出しているとはい
うものの、完全でない。２Ωの高調波２ＯＮが必ず存在
する。これを増幅し、コンパレータで２値化するので、
高調波によるノイズの含まれる可能性がある。

ｅＯ目　　　　　的 位相変調方式の光ファイバジャイロで、基本波成分Ｐ（
Δθ、ｔ）を同期検波するための参照信号Ｗ　（ｔ）を
、２次高調波をに分周して得るようにしたものに於て、
ノイズの影響を受けず正しい角速度情報が得られるよう
にした光ファイバジャイロを提供する事が本発明の目的
である。

ρ）構　成 同期検波器３４の参照信号を発生させる方法として、２
つの方法があった。

２次高調波をに分周したものは、ノイズを含みやすい。

ノイズに弱い。ノイズが入ると、参照信号が１８０°位
相ずれを起すので、同期検波器の出力が十Ａから−Ａに
反転する。しかし、基本波に対して、変動の少ない遅延
τ〃を与えることが容易である。

位相変調駆動回路から参照信号をとるものは、単一振動
数の発振器によって発生した信号であるから歪みがなく
、ノイズもない。このため、ノイズに強く、出力が急に
反転するという事がない。

しかし、基本波に対する遅延時間τ′が長く、しかも温
度による変動がある。

いずれも一長一短がある。

本発明は、両者の長所を組合わせた参照信号発生回路を
提案する。

２次高調波をに分周するという点は同じである。

これに加えて、位相変調駆動回路２４からも信号をとり
、−周期に１回分周器をクリアする事にしている。

分周器、つまりカウンタを位相変調駆動回路２４の信号
により１回／１周期クリアすると、参照信号がノイズに
よって反転しても、その周期内だけのことである。ノイ
ズの影響はクリアされてしまう。

結局、位相変調の同期２π／Ω内に、必ずひとつのパル
スが生ずる。

１周期内に２つのパルスが入るという確率は極めて少い
。

この場合であっても、この周期に於て、２つのパルスが
発生するだけのことである。ノイズの影響は１周期内で
しか持続しない。以後は、正常な状態に戻る。

ここでカウンタをクリアするといっている。これは出力
をＱ＝Ｏにしてしまうという事である。

そうではなくて、本発明に於てはカウンタの出力をＱ＝
１にしてしまうことにしてもよい。これはプリセットと
いう。

本発明に於ては、位相変調器駆動回路の信号により、１
周期内に１回だけ、入力の状態に拘わらず出力をクリア
Ｑ＝０又はプリセットＱ＝１すればよいのである。

以後、クリアとプリセットの両者を含めた意味で、簡単
に「クリア」と表現することにする。

第１図によって本発明の光ファイバジャイロの全体略構
成を説明する。

発光素子１０は、単一波長の光を発生する光源である。

Ｈｅ−Ｎｅレーザ、半導体レーザ、スーパールミネッセ
ントダイオードなどを使用する事ができる。

発光素子１０から出た光はビームスプリッタ１２ヲ通す
、レンズ１１０を通って、光ファイノ＜１１４１Ｃ入る
。さらにレンズ１１１を通って、ビームスプリッタ１４
に入射する。

ビームスプリッタ１４は、これを２つのビームに分ける
。反射ビームは、レンズ１１２を通り、シングルモード
光ファイバ１８の一端Ａへ入射する。

これは、センサコイル２０の中を左廻り光として伝搬す
る。さらに、位相変調器２４で位相変調を受ける。

直進したビームはレンズ１１３を通り、シングルモード
光ファイバ１８の他端Ｂへ入射する。これは、位相変調
器２４を通り、センサコイル２０の中を右廻りに伝搬す
る。

左廻り光はシングルモード光ファイバを端部Ｂカラ出射
し、レンズ１１３、ビームスプリッタ１４を通る。

右廻り光はシングルモード光ファイバを端部Ａから出射
し、レンズ１１２を通り、ビームスプリ・ツク１４で反
射される。

ビームスプリッタ１４に於て、左廻り光と右廻り光とが
合体する。

この例では、２つのビームスプリッタ１２．１４を用い
ている。これは、第５図のようにひとつのビームスプリ
ッタにまとめる事もできる。

センサコイル２０は、シングルモード光ファイバを円筒
形状に多数回巻回したものである。このコイルの主軸ま
わりの回転角速度Ｎ・に比例した位相差Δθを生ずる。

巻数、断面積が大きいほど感度が高くなる。比例関係は
（１）式で与えられる。

位相変調器２４は、例えば、圧電素子に、光ファイバを
巻きつけたもので構成する事ができる。

圧電素子に電圧を加えて、これを伸縮させると、光ファ
イバが伸縮し、ここを伝搬する光の行路長が変化する。

行路長の変動が位相変動をひき起す。結局、ｂｓｉｎ　
（Ωｔ）の位相変動を生ずる事になる。

位相変調器２４がセンサコイル２０の外にある。

このため、左廻り光と右廻り光とが位相変調を受ける時
間が、（４）で与えられるτだけ相異する。

このため、一方の光はｌ）　ｓｉｎ　（Ω（を−τ／２
））、他方のこのような、左廻り光１．右廻り光が、ビ
ームスプリッタ１４で合体するわけである。

この光は、センサコイル２０の回転による位相差Δθと
、位相変調ｂｓｉｎ（Ωｔ）とを含む信号光である。

ビームスプリッタ１２で反射された信号光が、受光素子
２６に入射する。ここで干渉し、二乗検波される。右廻
り光１ｉ：（ｔ）、左廻り光Ｆ　（ｔ）の受光素子面で
の強度は（ｏ）、（１２）弐）ζ示される。

二乗検波され、光信号増幅器３２によって増幅された電
圧信号は、（１１にＳ（Δθ、ｔ）として与えられてい
る。

これは、角周波数Ωの高調波を含んでいる。

フィルタ３６は、角周波数Ωの基本波成分Ｐ（Δθ、ｔ
）のみを通すフィルタである。これは（２）に示される
ようた、ｓｉｎ　（Δθ）Ｊｌ（のｃｏｓ（Ωｔ）の項
である。

ξ＝１．８として、感度を最高にしておくと良い。

このときＪｌ（ξ）＝０．５８である。

同期検波器３４で基本波成分Ｐ（Δθ、ｔ）が同期検波
される。

同期検波の際に、参照信号が必要になる。検波すべき信
号に参照信号を乗じて時間平均をとるのが同期検波であ
るから、参照信号の位相が正しくなければならない。

フィルタ３７は、増幅された信号Ｓ（Δθ、ｔ）から、
２次高調波のみをとり出すフィルタである。これがＲ（
Δθ、ｔ）であって、（２５１に与えられる。Ｊ２（ξ
）ｃｏＳ（Δθ）ｃｏｓ（２Ωｔ）の項である。これは
、センサコイルが静止（Δθ＝０）シている時にも存在
するから、参照信号として利用゛するのに適している。

またフィルタ３７は、２Ωの高調波も通すので、Ｒ（Δ
θ、ｔ）には、高調波による波形歪みが含まれ、これが
ノイズとなる可能性がある。

２次高調波は正弦波であるが、コンパレータ１００で矩
形波に直す。これを分周器４２でＡ分周する。

カウンタ１０２によって、２Ωの振動を、Ωの振動にす
る。

ここまでは、第５図の第■方法と同じである。

本発明ではさらに、位相変調駆動回路２２の、角周波数
がΩの振動を用いる。これをコンパレータ１０１で増幅
し矩形波にする。カウンタ１０２のクリア端子にこの信
号を入力する。

つまや、位相変調の１周期ごとにカウンタをクリアする
のである。カウンタであるからクリアといっているが、
これはカウント数が２である１ビツトカウンタで°あり
、フリップフロップという事もできる。フリップフロッ
プと表現すれば、リセットする、という事もできる。

２成鳥調波Ｒ（Δθ、ｔ））’＝ノイズが含まれると、
カウンタ出力がノイズによって変化する。しかし、カウ
ンタが１周期ごとにクリアされるから、ノイズの影響は
１周期以上残らない。

ノイズの影響は直ち）ζ排除され、以後正しくＡ分周さ
れてゆく。

こうしてＡ分周したものは、フィルタ３７の前段では、
基本波成分と同期していたわけであるが、フィルタ３６
．３７による遅延時間の違い、分周器４２による遅延時
間などがあり、これら遅延時間により、位相が異なって
いる。これをψ′とする。

位相補正回路４０は、位相差ψ′を分周器出力に与えて
、基本波Ｐ（Δθ、ｔ）と位相差のない参照信号Ｗ　（
ｔ）を作る。

第２図は分周器の部分の回路例を示す。

位相変調駆動回路２２からの５ｉｎ（ｎｔ）の正弦波が
、コンパレータ１００により角周波数がΩの矩形波に変
換される。これは、正電源Ｖ＋と負電源Ｖ−の２値をと
る矩形波である。ダイオードＤ１により負電圧の部分を
ｏｖに引上げている。これは、カウンタとして５ｖで動
（７４ＬＳ１６３を使っているからである。この矩形波
を、カウンタ１０２のクリア端子へ入力する。

２次高調波はコンパレータ１０１で矩形波とし、カウン
タ１０２のクロック端子へ入力する。

クロック入力の立下り（又は立上り）によりカウンタの
出力の値が変わるので、出力は２次高調波によって位相
が規定された、角周波数がΩの矩形波となる。

←）作　用 第３図によって、本発明の回路のノイズ除去作用を説明
する。

第３図（ａ）はカウンタのクロック入力である。これは
、２Ωの２次高調波を矩形波としたものである。実際に
は、それほど頻繁にノイズが入らないのであるが、説明
の便宜のため、ノイズ７５〜７９がクロック入力に含ま
れたものとする。

カウンタのクリア入力は、位相変調器駆動回路のｓｉｎ
Ωｔの信号を矩形波にしたものである。（ａ）の２倍の
周期を持つが、位相は一致していない。

この矩形に於てＨレベルのとき、たとえば８０〜８１の
間では、カウンタがクリアされ出力はＯである。

Ｌレベルのとき、たとえば８１〜８２の間で、カウンタ
はクロックＧＫを計数できる。

第３図（ｃ）はノイズがないと仮定した場合のカウンタ
出力を示す。これは、角周波数がΩの規則正しい矩形波
である。立下り８４．８６は、クリア入力がＨレベルに
なるためである。立上り８５は、クロック入力の立下り
７１によるものである。このカウンタは、クロック入力
の立下りを数えるものである。

カウンタがクリア状態にある時にクロック入力に入った
ノイズをｄタイプノイズということにする。ノイズ７４
．７５がこれに当たる。

第３図（ｄ）はｄタイプノイズのみが含まれた場合の出
力を示す。これはノイズがない場合と同じ波形である。

クリア状態の時にノイズが入っても、出力にはなんの影
響も及ぼさない。これは当然である。

クリア状態でない時にクロック入力に入るノイズを８％
　ｆタイプと呼ぶことにする。

ｅタイプはクロック入力がＬレベルの時に入ったノイズ
である。ノイズ７６．７７などである。

第３図（ｅ）はｅタイプのノイズがある場合のカウンタ
出力波形を示す。パルス８７．８８は正常である。しか
し、パルス９０．９１は異常である。パルス９０の立上
り９２は、クロック入力の立下り７２に起因するもので
ある。立下り９３は、ノイズ７６の立下り７３によるも
のである。

このため９０．９１は短縮化されたパルスになっている
。

しかし、パルスが短かくなっただけで、第４図（ｃ）の
ように、以後位相が１８０°ずれるという事がない。

本発明に於ては、Ａ分周器の機能の半分しか使っていな
い。あと半分はクリア入力によっている。

カウンタ出力の立上りはクロック入力の立下りによるが
、カウンタ出力の立下りはクリア入力によっている。こ
のためノイズが入っても、出力パルスの変化は軽微にな
る。

ｆタイプのノイズ７８．７９は、クリア状態でない時で
、クロック入力がＨレベルの時に入ったノイズである。

第３図（ｆ）はｆタイプノイズがある時の出力波形であ
る。異常パルス９６．９７が現われる。パルス立上り９
８はノイズ７８の立下り部によるものである。立下り９
９はクロック入力の立下り７１による。

異常パルス９６．９７は短かくて、立上り時刻が正規の
ものより少し早くなっている。

しかし、異常パルスのため、位相が１８００ずれるとい
う事はない。すぐに正常の出力に戻る。

このように、どのようなタイプのノイズが入ったとして
も、その影響は１周期内にとどまる。すぐに正常な分周
比カシて戻る。

ここで、クリア入力は、デユーティが１＝１の矩形波と
なっているが、デユーティは任意である。

１周期内でいちどクリアの瞬間があればよい。しかしク
リアの時間が５０９６より長いと、クロック入力によっ
てカウンタ出力が変化しないという場合がありうる。そ
こで、クリア入力がＨレベルである時間は０９６以上５
０％以下であるべきである。

←）効　果 （１）　　位相変調方式光ファイバジャイロに於て、同
期検波のための参照信号を、２次高調波をに分周器で分
周する事により得ておや、この分周器は、位相変調器の
変調の１周期ごとにクリアされるようになっている。

このため、ノイズによって、参照信号が１８０゜位相ず
れを起こすという事がない。検波出力が十Ａから−Ａへ
反転する、といった誤動作を防ぐことができる。

（ｉｉ）　　参照信号の位相は２次高調波によって与え
られるから、基本波との位相ずれψは少なく、シかも一
定している。温度変化も少い。

従って変調器駆動回路から参照信号を取る方法に比べて
、温度特性が良い。

ＱｉＱ　　位相補正回路４０による位相ずれψ′の補正
は、個々の製品ごとに行なう必要がない。電子回路に起
因する位相ずれだからである。

ＩＶ）　　位相補正回路４０は電子回路のみによって独
立に構成できる。したがって高い精度で位相補正するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の位相変調方式光ファイバジャイロの全
体構成図。 第２図は分局器の部分の回路例図。 第３図は本発明の回路に於てカウンタの入力、出力の波
形図。 第４図は特願昭６１−２５０６８０号の光ファイバジャ
イロの参照信号発生回路に於てノイズが２次高調波に含
まれた場合のカウンタ波形図。 第５図は従来例にかかる位相変調方式光ファイバジャイ
ロの全体構成図。 第６図は第５図の回路に於ける分周器の一例を示す回路
例図。 １０・・・・・・・・・発光素子 １２・・・・・・・・・　ビームスプリッタ１４・・・
・・・・・・　ビームスプリッタ１８・・・・・・・・
・　シングルモード光ファイバ２０・・・・・曲センサ
コイル ２２・・・・・・・・・位相変調器駆動回路２４・・・
・・・・・・位相変調器 ２６・・・・・・・・・受光素子 ３２・・・・・・・・・光信号増幅器 ３４・・・・・・・・・同期検波器 ３６・・・・・・・・・フィルタ ３７・・・・・・・・・フィ　ルタ ４０・・・・・・・・・位相補正回路 ４２・・・・・・・・・分　周　器 発明者　岡本賢司

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）単色光を発生する発光素子１０と、シングルモー
   ド光ファイバをコイル状に多数回巻回してなり２つの光
   の入出射端Ａ、Ｂを有するセンサコイル２０と、センサ
   コイル２０のいずれかの端に連続して設けられ光ファイ
   バ内を伝搬する光に角周波数がΩの位相変調ｂｓｉｎ（
   Ωｔ）を与える位相変調器２４と、これを駆動する位相
   変調器駆動回路２２と、発光素子１０で生じた単色光を
   ２分割しセンサコイル２０の光ファイバ入射端Ａ、Ｂへ
   光を入射させセンサコイル２０及び位相変調器２４を形
   成するシングルモード光ファイバを右廻り、左廻りに伝
   搬しセンサコイルの回転角速度に比例した位相差±Δθ
   ／２を含み出射端Ａ、Ｂから出射した光を合体させるビ
   ームスプリッタと、合体された光の強度を検出する受光
   素子２６と、受光素子２６の出力を増幅する光信号増幅
   器３２と、増幅された信号Ｓ（Δθ、ｔ）から位相変調
   の角周波数Ωに関する基本波成分Ｐ（Δθ、ｔ）を取り
   出すフィルタ３６と、信号Ｓ（Δθ、ｔ）から２次高調
   波成分Ｒ（Δθ、ｔ）をとり出すフィルタ３７と、２次
   高調波成分をに分周し角周波数Ωの信号を得る分周器４
   ２と、分周器４２の出力に位相補正を加え基本波成分Ｐ
   （Δθ、ｔ）と位相の合致した参照信号Ｗ（ｔ）を作る
   位相補正回路４０と、参照信号Ｗ（ｔ）を用いて基本波
   成分Ｐ（Δθ、ｔ）を同期検波する同期検波器３４とよ
   りなる位相変調方式光ファイバジャイロに於て、位相変
   調器駆動回路２２の変調信号によつて変調の１周期ごと
   に１回分周器４２をクリアすをようにした事を特徴とす
   る位相変調方式光ファイバジャイロ。
2. （２）位相変調の振幅ｂが、ｎをファイバの屈折率、Ｌ
   をファイバの長さ、ｃを真空中の光速として、 ｂｓｉｎ（ＬｎΩ／２ｃ）＝１．８ によつて与えられる事を特徴とする特許請求の範囲第（
   １）項記載の位相変調方式光ファイバジャイロ。