JPH01133569A

JPH01133569A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH01133569A
Application number: JP63135493A
Authority: JP
Inventors: Ikuo Yamato; 育男大和; Kiichi Tokunaga; 紀一徳永; Yasuo Matsuda; 松田　靖夫; Hisao Amano; 天野　比佐雄
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1987-06-05
Filing date: 1988-06-03
Publication date: 1989-05-25

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は電力変換装置に係り、特に高周波を直接位周波
に変換する周波数変換装置を備えた電力変換装置に関す
る。

〔従来の技術〕

直流から交流を形成するインバータを備えた電力変換装
置では、小形および高性能化の為に高周波化を行う試み
がなされている。

インバータで発生した高周波電圧を変圧器を介した後１
周波数変換回路で低周波電圧を変換する構成により小形
および高性能化を図った電力変換装置が例えば特開昭６
１−２３６３７１号および特開昭６１−２９３１７０号
に開示されている。

第１図は、従来技術による電力変換装置の一例を示す。

第１図において、１は直流電源、２はインバータを示し
、ゲート・ターンオフサイリスタ（以下ＧＴｏと記す）
２１，２２，２３．２４およびダイオード２５，２６，
２７．２８を含む。

３は変圧器、４は周波数変換回路を示し、ＧＴ○４１．
４２を有する双方向スイッチ回路４０１およびＧＴＯ４
３，４４を有する双方向スイッチ回路４０２を含み、ス
イッチ回路４０１および４０２はセンタタップ接続を有
する。１５及び１６は周波数変換回路４の出力電圧の波
形を改善するためのフィルタ５のリアクトルとコンデン
サ、７は電流検出器である。１００は制御回路であり、
インバータ２のＧＴ○２１，２２．２３．２４および周
波数変換回路４のＧＴ○４１，４２，４３゜４４に印加
される制御信号を形成する制御信号形成回路１０１およ
び１０２と、インバータ２の出力電圧の極性信号を形成
する極性信号形成回路１０３と、インバータ２の出力電
圧の時間幅を決める電圧幅決定回路１ｏ５と、インバー
タ２の短絡防止期間信号を発生する短絡防止期間発生回
路１０４と、周波数変換回路４の出力電圧の極性を決め
る電圧極性決定回路１０６と、周波数変換回路４の出力
電流の極性を判別する電流極性判別回路１０７とを含む
。

上記従来装置の動作が第２図を参照して記述される。イ
ンバータ２のＧＴ○２１，２２，２３゜２４は、電圧幅
決定回路１０５で決まる電圧を出力するようにオン、オ
フされるが、直流電源１の短絡を防止するための短絡防
止期間ｔ１〜ｔ２およびｔ４〜ｔ６が設けられる。一方
、周波数変換回路４はインバータ２の出力電圧の極性信
号を形成する極性信号形成回路１０３、周波数変換回路
４の出力電圧および電流の極性信号をそれぞれ形成する
電圧極性決定回路１０６及び電流極性判別回路１０７の
出力に従って導通するスイッチング素子を選択し、イン
バータ２で形成した高周波の電圧を低周波の電圧に変換
するものであった。

〔発明が解決しようとする課題〕

′上記従来技術では、周波数変換回路のスイッチング素
子の切換えを行う転流動作の開始時点を第２図の如くイ
ンバータの短絡防止期間の終了時点ｔ２に合わせていた
。ところが、短絡防止期間ｔ１〜ｔ２には、インバータ
ではダイオ−ドル変圧器〜ダイオード〜直流電源に電流
通路が形成されるため、インバータの出力に電圧が現わ
れ、これが不要の逆電圧として周波数変換回路の出力に
現われる。従って、周波数変換回路の出力には、本来電
圧が出力されるべき出力期間ｔ２〜ｔ４から、転流期間
ｔ２〜ｔ８と短絡防止期間ｔｚ−ｔ２とを差引いた電圧
しか得られないため、電力変換装置の出力電圧が低下す
る問題があった。

また、このような転流動作は出力電圧の極性とリアクト
ル５に流れる電流の極性が一致する期間は可能であるが
、出力電圧とリアクトル電流との極性が異なる期間は転
流動作が出来ないのでしゃ断動作を行わなければならな
いという問題点があった。

本発明の目的は、出力電圧の一周期の全ての期間で周波
数変換回路をインバータ電圧を用いた転流動作をさせる
とともに、転流開始時点をインバータの短絡防止期間の
開始時点において切換動作をさせることにより短絡防止
期間に発生する電圧が周波数変換回路の出力にｌｔ＋れ
るのを防止し、出力電圧の低下を抑制する電力変換装置
を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の目的は、インバータと周波数変換回路のスイッ
チング素子のオンタイミングとオフタイミングを周波数
変換回路の出力電圧の極性、出力電流の極性及び出力電
流の大きさに従って制御する制御回路を設けることによ
り達成される。

〔作用〕

周波数変換回路の転流期間中は出力電圧が零となるので
、出力電圧−と出力電流の極性が一致する期間は周波数
変換回路のスイッチング素子のオンタイミングをインバ
ータの短絡防止期間の開始時点に合わせる。これによっ
て、短絡防止期間と転流期間が重なるようになるので、
短絡防止期間に発生する不要な電圧が、逆電圧として出
力されなくなり、出力電圧の低下が抑制される。出力電
圧と出力電流の極性が異なる期間では、短絡防止期間に
発生する不要な電圧が、逆電圧として出力されなくなる
ので、これによる出力電圧の低下を抑制することができ
る。

〔実施例〕

本発明の第１の実施例が第３図を参照して記述される。

第１図に示された先行技術による電力変換装置に使用さ
れた部分と同一の部分は同一の番号が使用され、同一部
分の説明は省略される。

本発明装置の第１実施例における制御回路１０００は、
電圧幅決定回路１０５０．短絡防止期間発生回路１０４
０．極性信号発生回路１０３０．第１および第２の制御
信号発生回路１０１０．１（１２０，電圧極性決定回路
１０’６０．電流極性判別口ｇ１０７０を含む。インバ
ータ２の出力電圧の時間幅を決定する電圧幅決定回路１
０５０は、第４図（ａ）に示されるように、正弦波発生
器１０５１．鋸歯状波発生回路１０５２．整流回路１０
５３および比較器１０５４を含む。正弦波発生器１０５
１から発生された正弦波信号は整流回路１０５３を経て
整流される。整流回路１０５３から整流信号は比較器１
０５４に負入力に印加されると共に、鋸歯状波発生回路
１０５２から鋸歯状波信号が比較器１０５４の正入力に
印加される。比較器１０５４は整流された正弦波信号と
鋸歯状波信号を比較してインバータ２の出力電圧の時間
幅を決定する出力電圧幅決定信号を発生する。

インバータ２の短絡防止期間信号を発生する短絡防止期
間発生回路１０４０は、第４図（ｂ）に示されるように
、ＯＲ回路１０４１およびモノマルチ１０４２を含む。

ＯＲ回路１０４１はインバータ２の出力電圧の極性信号
を形成する極性信号形成回路１０３０および電圧幅決定
回路１０５０からそれぞれの信号を受け、その論理和信
号はモノマルチ１０４２をトリガしモノマルチ１０４２
は所定の時間幅を有する短絡防止期間信号を発生する。

インバータ２のＧＴ○２１，２２，２３．２４のゲート
に制御信号を印加する第１の制御信号発生回路１０１０
は、第４［（Ｃ）に示されるように、パルス分配器１０
１１．フリップフロップ１０１２、バッファ回路１０１
３，１０１４、およびＡＮＤ回路１０１５，１０１６，
１０１７゜１ｏ１８および分周回路１０１９を含む。パ
ルス分配器１０１１は短絡防止期間発生回路１０４０か
ら短絡防止期間信号を受け、バッファ回路１０１３　。

１０１４を経てこの信号をＡＮＤ回路１０１５゜１０１
６．１０１７．１０１８の一方の入力に分配する。フリ
ップフロップ１ｏ１２は分周回路１０１９を経てデータ
入力において極性信号形成回路１０３０から極性信号を
受け、クロック入力において電圧幅決定回路１０５０か
ら電圧幅決定信号を受ける。フリップフロップ１０１２
の出力信号はＡＮＤ回路１０１７．１０１８の他方の入
力にそれぞれ印加されると共に、極性信号形成回路１０
３０の極性信号が分周回路１０１９を経てＡＮＤ回路１
０１５．１０１６（７）他方ノ入カニ印加すレル。ＡＮ
Ｄ回路１０１５，１０１６゜１０１７．１０１８はＧＴ
Ｏ２１，２２，２３゜２４のゲートに制御信号を印加す
る。

周波数変換回路４の出力電圧の極性を決定する電圧極性
決定回路１０６０は、第４図（ｄ）に示されるように、
比較器１０６１を含む。比較器１０６１の正入力は電圧
幅決定回路から電圧幅決定信号を受け、この決定信号を
アース電位と比較し、電圧極性決定信号を発生する。

周波数変換回路４の出力電流の極性を判別する電流極性
判別回路１０７ｏは、第４図（ｅ）に示されるように、
比較器１０７１を含む。比較器１０７１の正入力は電流
検出器７から電流検出信号を受け、この検出信号をアー
ス電位と比較し、電流極性判別信号を発生する。電流検
出器７は本発明においては電流トランス（ＣＴ）を含む
。

周波数変換回路４のＧＴＯ４１，４２、およびＧＴ○４
３．４４のゲートに制御信号を印加する第２の制御信号
発生回路１０２０は、第４図（ｆ）に示されるように、
ＡＮＤ回路１０２１，１０２２゜１０２３．１０２４，
１０２５，１０２６，１０２７゜１０２８およびＯＲ回
路１１２１，１１２２゜１１２３．１１２４を含む。Ａ
ＮＤ回路１０２１からＡＮＤ回路１０２８までの第１の
入力は、周波数変換回路４の出力電圧の極性信号を発生
する極性信号発生回路（発振回路を含む）１０３０から
極性信号を受け、それぞれのＡＮＤ回路の第２の入力は
電圧極性決定回路１０６０から電圧極性決定信号を受け
、さらにそれぞれのＡＮＤ回路の第３の入力は、電流極
性判別回路から電流極性判別信号を受ける。ＯＲ回路１
１２１はＡＮＤ回路１０２１およびＡＮＤ回路１ｏ２２
から論理積信号を受け、ＧＴＯ４１に制御信号を印加す
る。○Ｒ回路１１２２はＡＮＤ回路１ｏ２３およびＡＮ
Ｄ回路１０２４から論理積信号を受けＧＴＯ４２に制御
信号を印加する。ＯＲ回路１１２３はＡＮＤ回路１０２
５およびＡＮＤ回路１ｏ２６から論理積信号を受けＧＴ
Ｏ４３に制御信号を印加する。ＯＲ回路１１２４はＡＮ
Ｄ回路１ｏ２７およびＡＮＤ回路１０２８から論理積信
号を受けＧＴＯ４４に制御信号を印加する。

本発明の第１の実施例の動作が第５図を参照して記述さ
れる。周波数変換回路４は、インバータ２の出力電圧の
極性信号９周波数変換回路４の出力電圧の極性信号及び
出力電流の極性信号に従って導通するスイッチング素子
を選択し、転流動作の開始時点は、短絡防止期間の開始
時点ｔ１に合わせるように制御される。これにより、短
絡防止期間ｔ１〜し２が転流期間ｔ１〜ｔ３の少なくと
も一部に重なるようになるため、短絡防止期間ｔ１〜ｔ
２間にインバータ２に出力される電圧が周波数変換回路
４の出力に不要な逆電圧が現われなくなる。従って、周
波数変換回路４の出力電圧の低下分流期間と短絡防止期
間の差である期間ｔ２〜ｔ３間のみにできるので、電力
変換装置の出力電圧の低下が抑制される。

第３図に点線で示した絶対値回路１０８０を備え第２の
実施例が示されその動作が第６図を参照して記述される
。第１の実施例との相違点は、インバータ２の短絡防止
期間の長さを周波数変換回路４の出力電流の絶対値に比
例するよう制御する絶対値回路１０８０を設けた点であ
る。絶対値回路１０８０は整流回路を含む。周波数変換
回路４の転流期間は、周波数変換回路４の出力電流の絶
対値にほぼ比例するため、短絡防止期間の長さを出力電
流の絶対値に比例するよう制御することで、短絡防止期
間と転流期間が期間ｔ１〜ｔ２で重複させることが可能
となる。これにより、周波数変換回路４は。１本来電圧
を出力すべき期間ｔ２〜ｔ４に電圧を出力するようにな
り、短絡防止期間に発生する電圧及び、転流期間中の出
力無電圧による電力変換装置の出力電圧の低下を零にす
ることができる。第７図は、本発明装置の第３の実施例
を示す。第３の実施例は、第１および第２の実施例の周
波数変換回路４を４個のスイッチング回路４０１゜４０
２．４０３，４０４で構成しこれらのスイッチング回路
がブリッジ接続される。第３実施例は第１および第２実
施例と同様の動作を有し、第１および第２実施例と同様
の効果を有する。

上記の実施例では、スイッチング素子としてＧＴＯ２１
，２２，２３，２４及びＧＴＯ４１゜４２．４３，４４
，４５，４６，４７．４８が使用されたが、トランジス
タ、ＭＯＳＦＥＴなど他の遮断能力を有する自己消弧型
素子も使用することができる。また、周波数変換回路４
のスイッチング素子としてＧＴＯ４１，４２，４３，４
４，４５゜４６．４７．４８はサイリスタなど遮断能力
を持たない素子に置換することも可能である。さらに、
本実施例は単相回路の場合を記述したが、３相及び他の
多相に応用することも可能である。

本発明の第４実施例が第８図に示されその回路動作の概
略が第９図を参照して記述される。インバータ２は、第
９図（ａ）に点線で示される正弧波形状ｅｏｕｔとなる
ようにパルス幅変調した実線で示す交流電圧ｅ１を形成
し、トランス３の２次巻線に電圧ｅ２が発生される。周
波数変換回路４は、第９図（ａ）に示した交流電圧ｅ２
から点線で示す出力電圧ｅｏｕＬ　を形成するため、第
９図（ｂ）に示した出力電圧ｅｏｕｔの極性を得るよう
にスイッチング素子４１，４２．４３．４４のオンおよ
びオフを制御し、第９図（ｃ）に示す周波数変換回路の
出力電圧ｅしを形成する。リアクトル１５とコンデンサ
１６よりなるフィルタ５は出力電圧ｅＬから正弧波形出
力電圧ｅｏｕｃ　を発生する。

インバータ２と周波数変換回路４の動作の詳細が記述さ
れる。周波数変換回路４の出力は、リアクトル１５とコ
ンデンサ１６で構成される波形改善用フィルタ５を介し
て負荷が接続される。負荷の大きさ及び負荷力率により
、出力電圧ｅｏｕｔに対するリアクトル１５に流れる電
流ｉしの位相が異なる。このため、出力電圧Ｂｏｕｔの
一周期の間に出力電圧ｅｏｕｔ　と電流ｉしが同極性で
ある期間と異極性である期間とが生ずる。第１ｏ図は出
力電圧ｅｏｕｔ　と電流ｉＬが同極性である期間と異極
性である期間におけるインバータ２と周波数変換回路４
の動作を示す。出力電圧ｅｏｕｔと電流ｉＬが同極性で
ある期間の動作が記述される。期間ｔ４ｘ〜ｔａ２は、
この期間の出力電圧ｅｏｕｔ　を得るために周波数変換
回路４の出力に必要とされるパルスの幅を示す。時間ｔ
ａｏでインバータ２のスイッチング素子２４がオフされ
る。この時１周波数変換回路４のスイッチング素子４３
をオンするための信号が印加される。時間ｔａｏでは電
流ｉＬが正のため素子４１がオンしており、変圧器の２
次巻線には０点からＤ点の方向に電流が流れているため
。

変圧器の１次巻線にはＡ点からＢ点の方向に電流が流れ
ている。このため、インバータ２では、素子２２及び２
３に対して逆極性にそれぞれ並列接続されたダイオード
２６．２７を介して電源１に逆極性で電流が流れ、変圧
器の１次巻線には第１０図（ａ）に示す極性の電圧が印
加される。素子４３をオンする信号が印加されているの
で、変圧器の２次側では、素子４３．４１を介した短絡
回路が形成され、この短絡回路にほぼ電源１の電圧と変
圧器３の漏れインダクタンスの値で定まる変化率で増大
する短絡電流が流れ、素子４１から４３への転流動作が
開始する。この時、変圧器の２次回路が短絡状態のため
、電圧ｅしはＯとなる。

時間ｔａｘで素子２３をオンする。時間シ４１で素子４
１の電流がＯとなり、素子４１から素子４３への転流動
作が完了し、出力電圧ｅＬには第１０図（ｄ）に示す電
圧が出力される。次に時間シ４２で素子２２をオフする
。この時の電流は、変圧器の２次巻線では０点からＥ点
の方向に流れるため、変圧器１次巻線にはＢ点からＡ点
の方向に電流が流れている。インバータ２では、素子２
１に逆極性で並列に接続されたダイオード２５と素子２
３を介して電流が流れるので変圧器の１次巻線の電圧は
０となり出力電圧ｅしも同様Ｏとなる。次に時間ｔ’４
Ｚで素子２１がオンされるが、電流の極性は変化しない
ので５時間ｔ４２〜ｔ′４２と同様な動作が行われる。

時間ｔ５ｏでインバータ２の素子２３がオフされ、周波
数変換回路４の素子４１をオンするための信号が印加さ
れる。時間ｔ４ｏとは逆極性の電流が変圧器の１次巻線
に流れているため、インバータ２から変圧器３に正の電
圧が印加される。この電圧により素子４３から素子４１
への転流動作が開始される。時間ｔ５ｘで転流が完了す
る。このため、第１０図（ｄ）に示すように時間ｔ６１
から素子２１がオフされる時間ｔｅｔｚまでの時間、出
力電圧ｅＬは発生される。以降、同様な動作が行われる
。

素子４１から素子４３および素子４３から素子４１への
転流動作に必要な時間は、電源１の電圧値、変圧器３の
漏れインダクタンス及びその時の電流ｉＬの値により定
まる。期間ｔ　４０”　ｔ　４１および時間ｔｓｏ−ｔ
δ１をこれ等の数値で定めると共に、本来出力電圧＋３
Ｌを出力すべき時間ｔ４ｘおよびｔａｘより前の時間ｔ
４０およびｔｓｏよりインバータ２と周波数変換回路４
を上記タイミングが動作させることにより、転流動作に
よる影響がない出力電圧が得られる。

出力電圧ｅｏｕｔ　と電流ｉしの極性が異なる期間の動
作が記述される。この期間では、上記したタイミングで
インバータ２及び周波数変換回路４が動作させると、変
換回路４のスイッチング素子の切換動作は変圧器３への
印加電圧ｅ１を用いて行うことはできない。

期間ｔ１ｘ〜ｔ１２は、この期間の出力電圧ｅ。ｕｔを
得るために周波数変換回路４の出力に必要とされる電圧
パルスの幅を示す。時間ｔｒｔでは、素子２１．２４が
オンで電圧ｅ１は図示の様な正の電圧である。電流ｉＬ
は負のため変圧器の２次巻線には素子４２を介してＤ点
から０点の方向に電流が流れている。時間ｔ１２で素子
４４をオンするための信号が印加される。インバータは
、素子２１゜２４がオン状態のため、電流極性に関係な
く期間１１１〜ｔｘｚと同一極性の電圧が発生し続ける
。周波数変換回路４は、素子４４がオンするため、電圧
ｅ１により、素子４２．４４を介して短絡電流が流れ、
転流動作が開始し素子４２の電流がＯとなる時間ｔｘａ
で転流動作が完了する。時間ｔｉ３では、変圧器の２次
巻線には、素子４４を介してＥ点から０点の方向に電流
が流れ変圧器の１次巻線にはＡ点からＢ点の方向に電流
が流れる。インバータ２では、素子２２に逆極性で並列
に接続されたダイオード２６と素子２４を介して電流が
流れるため、時間ｔｘｓ以降電圧ｅ１は０となり、電圧
ｅしは図示のように時間ｔ１２以降０となる。時間ｔ′
１３で素子２２がオンするが、電圧ｅしの状態は変化し
ない。

スイッチング素子の切換動作は変圧器３への印加電圧ｅ
１を用いて行うことはできない。

期間ｔｚｔ〜ｔ１２は、この期間の出力電圧ｅ　ｏｕｔ
を得るために周波数変換路４の出力に必要とされる電圧
パルスの幅を示す。時間ｔ１１では、素子２１がオンで
あり、素子２２，２３．２４はオフである。この時、電
流ｉしは負のため変圧器の２次巻線には素子４２を介し
てＤ点から０点の方向に電流が流れている。このためイ
ンバータ２では。

素子２１と素子２４に対して逆極性に並列に接続された
ダイオード２５．２８および電源１を介して電流が流れ
るため第１０図（ａ）に示す極性の電圧が発生する。時
間１／、□で素子２４がオンされてもこの状態は変わら
ない。次に時間ｔｚｚで素子４４をオンするための信号
が印加される。インバータ２は、素子２１、および２４
がオン状態のため、電流極性に関係なく期間１１１〜ｔ
ｘｚと同一極性の電圧が発生し続ける。周波数変換回路
４は、素子４４がオンするため、電圧ｅ１により、素子
４２．４４を介して短絡電流が流れ、転流動作が開始し
、素子４２の電流がＯとなる時間ｔｚａで転流動作が完
了する。時間シ１３では、変圧器の２次巻線には、素子
４４を介しＥ点から０点の方向に電流が流れ、１次巻線
にはＡ点からＢ点の方向に電流が流れる。インバータ２
では、素子２２に対して逆極性で並列に接続されたダイ
オード２６を介して電流が流れるため、時間ｔ１３以降
電圧ｅ１は０となり、出力電圧ｅＬは図示のように時間
ｔ１ｚ以降０となる。時間ｔｔａで素子２２がオンする
が、電圧８Ｌの状態に変化はない。

時間上２１で素子２４がオフすると、インバータ２では
素子２２と２３に対して逆極性で並列に接続されたダイ
オードと電源１を介して電流が流れる。このため変圧器
３には第１０図（ａ）に示す極性の電圧が印加され、周
波数変換回路４の出力には第１ｏ図（ｄ）に示す電圧が
出力される・次に時間ｔ２１で素子２３がオンしても電
圧ｅＬの状態に変化はない。

時間ｔｚｚで素子４２をオンするための信号が印加され
、素子４４から素子４２への転流動作が開始される。こ
の時の動作は時間ｔｒｉの素子４２から素子４４への転
流動作と同様に行われる。

素子４２から素子４４や素子４４から素子４２への転流
動作に要す時間は、出力電圧ｅａｕＬ　と電流ｉＬの極
性が一致する期間の場合と同様に電源１の電圧値、変圧
器３の漏れインダクタンス及びその時の電圧ｅしの値に
より定まる。期間ｔ１ｚ〜Ｌ１３および期間ｔｚｚ〜ｔ
ｚａを電源電圧、漏れインダクタンスおよび電圧ｅムの
数値により定まると共に、電圧ｅｔ、を出力すべき期間
を得るようインバータ２と周波数変換回路４を上記タイ
ミングで動作させることにより、出力電圧ｅｏｕｔ　と
出力電流ｉｂの極性が異なる期間でも転流動作ができ、
しかも転流動作により影響のない出力電圧が発生される
。

本発明装置の第４実施例における制御回路１０００が第
１１図に示される。

第１２図は第１１図に示された実施例の動作説明をする
ための波形図である。第１１図において、１１０１は極
性検出回路、１１０２は極性レベル検出回路、１１０３
は位相制御回路、１１０４は駆動信号形成回路、１１０
５は加減算器、１１０Ｇおよび１１０７はアンプである
。出力電圧のパターンと出力の電圧ｅｏｕｔが比較され
、誤差電圧へ〇とその極性を変えた誤差電圧Δｅ′が形
成される。

電圧パターンから電圧ｅしに出力すべき電圧の極性が、
極性検出器１１０１により形成される。電流ｉＬの検出
値から、極性レベル検出器１１０２により極性及びレベ
ルが検出される。比較用の高周波の三角波ｅＴと電流ｉ
Ｌから、位相制御回路１１０３により電流ｉしの値に応
じた量だけ進みおよび遅れ方向に位相を変えたｅ′丁お
よびｅ″′Ｔが形成される。この時の波形が第１２図（
ａ）に示される。拡大図を第１２図（ｂ）に示される。

駆動信号形成回路１１０４は、三角形ｅ’７．ｅＴおよ
びｅ’Ｔと誤差電圧へ〇およびΔｅ′の信号の交差時点
のａ’　Ｏ，ａｏ、ａ’　ｏ及びり’ｏ＠ｂｏ１ｂ’ｏ
を示す信号を形成する。更に上記した電圧および電流の
極性信号を用いこれ等の信号からインバータ２及び周波
数変換回路４のスイッチング素子を駆動する信号が選択
されて第１０図で詳述したように駆動される。極性／レ
ベル検出回路１１０２のレベル信号は、第１０図に示し
た時間ｔｚｘ〜ｔ４ｏの期間のように電流ｉＬの極性が
変化する期間中素子４２と素子４１の両極性のスイッチ
ング素子に信号を印加するために使うものである。

本発明の電力変換装置の第４実施例における制御回路１
０００において、極性検出回路１１０１は、第１３図（
ａ）に示されるように、比較器１１１１を含み、比較器
１１１１の正入力は出力電圧パターンを受け、この電圧
パターンをアース電位と比較し極性検出信号を発生する
。極性／レベル検出回路１１０２は、第１３図（ｂ）に
示されるように、比較器１１１２を含み、電流検出器７
から検出信号ｉしを受け、この検出信号をアース電位と
比較し極性／レベル信号を発生する。

位相制御回路１１０３は、第１３図（Ｃ）に示されるよ
うに、整流回路１１１３．アンプ１１２３゜加算器１１
３３．減算器１１４３を含む。整流回路１１１３は電流
検出器７から検出信号ｉＬを受け、この検出信号を整流
し、アンプ１１２３はこの整流信号を所定値に増幅する
。加算器１１３３および減算器１１４３は一方の入力に
おいてアンプ１１２３から増幅信号を受け、他方の入力
において三角波信号ｅＴを受ける。加算器１１３３は三
角波信号ｅＴにアンプ１１２３の信号を加算し所定の進
み位相を有する進み三角波信号ｅ′丁を発生する。減算
器１１４３は三角波信号ｅＴをアンプ１１２３の信号か
ら減算し所定の遅れ位相を有する遅れ三角波信号ｅ’Ｔ
を発生する。

駐動信号発生回路１１０４は、第１３図（ｄ）に示され
るように、インバータ２に印加する制御信号を発生する
第１の制御信号発生回路１２０４および周波数変換器４
に印加する制御信号を発生する第２の制御信号発生回路
１７０４を含む・第１の制御信号発生回路１２０４はイ
ン／＜−タ２のスイッチング素子２１に印加する制御信
号を発生する第１インバータ制御ユニツト１３０４゜ス
イッチング素子２２に印加する制御信号を発生する第２
インバータ制御ユニツト１４０４．スイッチング素子２
３に印加する制御信号を発生する第３インバータ制御ユ
ニツト１５０４．スイッチング素子２４に印加する制御
信号を発生する第４インバータ制御ユニツト１６ｏ４を
含む。

第２の制御信号発生回路１７０４は第１のコンバータ制
御ユニット１８０４および第２のコンバータ制御ユニッ
ト１９ｏ４、および第３のコンバータ制御ユニット２０
０４を含む。

第１インバータ制御ユニツト１３０４は第１゜第２．第
３．第４の比較器と、第１．第２．第３゜第４のＡＮＤ
回路と、第１および第２のＯＲ回路と、フリップフロッ
プとを含む。第２インバータ制御ユニツト１４０４．第
３インバータ制御ユニツト１５０４．第４インバータ制
御ユニツト１６０４　。

並びに第１コンバータ制御ユニツト１８０４および第２
コンバータ制御ユニツト１９ｏ４もすべて第１インバー
タ制御ユニツト１３０４と同一の回路素子を含む。第３
のコンバータ制御ユニット２００４は本発明の第１実施
例における制御回路の第２の制御信号発生回路１ｏ２０
と同一の回路素子を含む。

旋動信号発生回路１１０４の動作が記述される。

第１インバータ制御ユニツト１３０４において、第１比
較器は位相制御回路１１０３からの遅れ三角波信号ｅ’
Ｔとアンプ１１０６からの誤差電圧Δｅを受は交差時点
ｂ’ｏを検出する。第３比較器はアンプ１１０７からの
反極性誤差信号へ′　ｅと位相制御回路１１０３からの
三角波信号０丁とを比較し交差時点ｂｌを検出する。

第２インバータ制御ユニツト１４０４において、第１比
較器はアンプ１１０７からの反極性誤差電圧△ｅ′と位
相制御回路１１０３からの遅れ三角波信号ｅ′Ｔとを比
較し交差時点ｂ’ｔ　を検出する。第３比較器は位相制
御回路１１０３からの三角波信号ｅＴとアンプ１１０６
からの誤差電圧△ｅとを比較し交差時点す。を検出する
。

第３インバータ制御ユニツト１５０４において、第１比
較器は位相制御回路１１０３からの三角波信号ｅＴとア
ンプ１１０７からの反極性誤差電圧△ｅ′とを比較し交
差時点ａ。を検出する。第３比較器はアンプ１１０６か
らの誤差電圧Δｅと位相制御回路１１０３からの進み三
角波信号ｅ′Ｔとを比較し交差時点ａ′１を検出する。

第４インバータ制御ユニツト１６０４において。

第１比較器はアンプ１１０６からの誤差電圧Δｅと位相
制御回路１１０３からの三角波信号ｅＴを比較し交差時
点ａ１を検出する。第３比絞器は位相制御回路１１ｏ３
からの進み三角波信号ｅ’Ｔとアンプ１１ｏ７からの反
極性誤差電圧Δｅ′と比較し交差時点ａ’ｏを検出する
。

第１コンバータ制御ユニツト１８０４において、第１比
較器はアンプ１１０６からの誤差電圧Δｅと位相制御回
路１１０３からの進み三角波信号ｅ′Ｔとを比較し交差
時点ａ　／工を検出する。第３比較器は位相制御回路１
１０３からの進み三角波信号ｅ′Ｔとアンプ１１０７か
らの反極性誤差電圧Δｅ′とを比較し交差時点ａ’ｏを
検出する。

第２コンバータ制御ユニツト１９０４において、第１比
較器は位相制御回路１１０３からの進み三角信号８’Ｔ
とアンプ１１ｏ６からの誤差電圧Δｅとを比較し交差時
点す。を検出する。第３比較器はアンプ１１０７からの
反極性誤差電圧Δｅ′と位相制御回路１１０３からの進
み三角波信号ｅ’Ｔとを比較し交差時点ｂ１を検出する
。

出力電圧ｅ。ｕｔが正の場合、インバータ２のスイッチ
ング素子２１を交差時点ｂ＃。からｂｌまで、スイッチ
ング素子２２を交差時点ｂ’ｚからｂｏまで、スイッチ
ング素子２３を交差時点ａｏからａ’ｌまで、およびス
イッチング素子２４を交差時点ａ１からａ′ｏまでの期
間をそれぞれオンすれば、第１０図（ｂ）に示すような
動作が得られる。

この目的のために、交差時点ｂ　’　Ｏ，ｂ’　ｇ　ａ
ｏ。

ａｔでインバータ制御ユニット１３０４，１４０４゜１
５０４．１６０４のフリップフロップがセットされ、交
差時点ｂ　１．　ｂｏ、　ａ’　１．　ａ’　ｏで各フ
リップフロップがリセットされる。

出力電圧８ｏｕｔが負の場合、誤差電圧ΔｅとΔｅ′の
極性が反転するので、これらの関係を入れ替えて各フリ
ップフロップがセット又はリセットされる。

第１０図（ｃ）において、周波数変換回路４のスイッチ
ング素子４１，４２，４３，４４は出力電圧ｅ　Ｏｕｔ
　と出力電流ｉしが同極性のとき、交差時点ａ’　１．
　ａ’　ｏで第１コンバータ制御ユニツト１８０４のフ
リップフロップをセットおよびリセットすることにより
オンされる。スイッチング素子４１．４２’、４３．４
４は出力電圧ｅｏｕｔと出力電流ｉＬが異極性のとき、
交差時点ｂ　ｏ　ｅ　ｂ　１で第２コンバータ制御ユニ
ツト１９０４のフリップフロップをセットおよびリセッ
トすることによりオンされる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、インバータの短絡防止期間に発生する
不要な電圧が周波数変換回路の出力に逆電圧として現わ
れなくなるようにできるので、出力電圧の低下を抑制で
きる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電力変換装置の回路構成を示す図、第２
図は第１図の電力変換装置の動作に有用な主要回路の波
形を示す図、第３図は本発明の第１実施例に係る電力変
換装置の回路構成を示す図、第４図は第１図の制御回路
の各ブロックの構成を示す図、第５図は第３図の電力変
換装置の動作に有用な主要回路の波形を示す図、第６図
は本発明の第２実施例に係る電力変換装置の動作に有用
な主要回路の波形を示す図、第７図は本発明の第３実施
例に係る電力変換装置の周波数変換回路の構成を示す図
、第８図は本発明の第４実施例に係る電力変換装置の構
成を示す図、第９図は第８図の装置の動作の概略を説明
するのに有用な波形を示す図、第１０図は第８図の装置
の動作の詳細を説明するのに有用なタイミングを示す図
、第１１図は第８図の電力変換装置の制御回路の構成を
示す図、第１２図は第１１図の制御回路の動作を説明す
るのに有用な波形を示す図、第１３図は第１１図の制御
回路の各ブロックの構成を示す図である。１・・・直流電源、２・・・インバータ、３・・・変圧
器、４・・・周波数変換回路、５・・・フィルタ、７・
・・電流検出器、１００・・・制御回路。令１０第２日１０１Ｓ＋の幼「］＝工’ａ　−ゴー−１−一第３０ｔ・・・ｇ１牙り８ｆ刊駐目τマド　　　４０ｂｔｌ）
２・・・　ズ又γ伝弓゛ス５イ・ソナ（ＪＬ）／／Ｉρ ＣＣ） −・ｔｏ　ｔ。第４犯（ｔ）Ｃ４りし−−＋−＋１キ５　口ｔ・３．・社わ　　　Ｌ　　　　　＋＋＋　　　　’］
−−−弔すの阜″Ｉ　阻ｌ惰′６１第９邑ｔ４ｔ　Ｔ−社瑯１１０

Claims

【特許請求の範囲】１、直流を交流に変換するインバータと、前記インバー
タの出力に接続され出力端と中性点端子とを有する変圧
器、前記変圧器の出力端子間に直列に接続された開閉器
とを含み、前記変圧器の中性点端子と前記開閉器間の接
続点間、もしくは２回路設けた前記開閉器間の接続点間
より出力するように構成した電力変換装置において、前
記インバータの出力電圧、前記開閉器の出力電圧の極性
、及び前記開閉器の出力電流の極性と大きさに応じて前
記インバータと前記開閉器を制御する制御回路とを含む
電力変換装置。２、直流を交流に変換するインバータと、前記インバー
タの出力に接続された変圧器と、変圧器２次側にブリッ
ジ接続あるいはセンタタップ接続された双方向スイッチ
を有する周波数変換回路と、電源の短絡を防止するため
のインバータの短絡防止期間と前記双方向スイッチ間で
転流を行う転流期間とが少なくとも一部分が重なるよう
に前記双方向スイッチの転流開始位相を制御する制御回
路とを含む電力変換装置。３、直流を交流に変換するインバータと、前記インバー
タの出力に接続された変圧器、前記変圧器の２次側にブ
リッジ接続あるいはセンタタップ接続を有する双方スイ
ッチを有する周波数変換回路と、インバータ動作に伴い
発生する不要な電圧が出力側に出ないように前記周波数
変換回路の双方向スイッチを制御する制御回路とを含む
電力変換装置。４、請求項３記載の電力変換装置において、前記制御回
路は前記インバータの短絡防止期間を前記周波数変換回
路の出力電流の大きさに応じて制御する電力変換装置。５、所定の直流電圧を提供する直流電源と、前記直流電
源の直流電圧を所定の高周波交流電圧に変換し、ブリッ
ジ接続を有する複数のスイッチング素子とこれらのスイ
ッチング素子と並列に接続されたダイオードとを含むイ
ンバータと、前記インバータから発生された高周波交流電圧が印加さ
れる一次巻線と所定の高圧高周波電圧を発生する二次巻
線とを有する変圧器と、前記変圧器の二次巻線に接続さ
れ、逆並列に接続された複数のスイッチング素子対とを
含み、前記変圧器の二次巻線から発生された高周波高電
圧を所定の低周波高電圧に変換する周波数変換器と、前記周波数変換器の低周波高電圧を所定の正弦波電圧に
変換し、リアクトルおよびコンデンサを含むフィルタと
、前記フィルタに流れる電流をすくなくとも検出する検出
器と、前記検出器からの検出信号に応答し前記インバータの短
絡防止期間の開始時点に同期して前記周波数変換器の転
流時点を決定する制御信号を前記インバータおよび前記
周波数変換回路に提供する制御回路と、を含む電力変換装置。６、請求項５記載の電力変換装置において、前記制御回
路は、前記インバータの短絡防止期間の長さを前記周波
数変換回路の出力電流の絶対値に比例するように制御す
る絶対値回路をさらに含む電力変換装置。７、請求項５記載の電力変換装置において、前記周波数
変換回路は逆並列で接続されたスイッチング素子対を含
み、相互にブリッジ接続された第１、第２、第３および
第４のスイッチング回路を含む電力変換装置。８、請求項５記載の電力変換装置において、前記検出器
は前記フィルタのリアクトルを流れる電流および前記フ
ィルタのコンデンサに発生する電圧を検出する電力変換
装置。９、請求項８記載の電力変換装置において、前記制御回
路は、前記検出器からの検出電圧を出力電圧パターンと比較し
、第１および第２の誤差電圧を発生する誤差電圧発生回
路と、前記検出器からの検出電流に応じて所定の位相を有する
第１、第２、第３の三角波信号を発生する位相制御回路
と、前記出力電圧パターンから前記検出電圧の極性を検出す
る極性検出回路と、前記検出器の検出電流から検出電流の極性およびレベル
を検出する極性／レベル検出回路と、前記誤差電圧発生
回路からの第１および第２の誤差電圧と前記位相制御回
路からの第１、第２、第３の三角波信号との交差時点を
検出し、前記極性検出回路および前記極性／レベル検出
回路からの検出信号に応じて前記インバータおよび前記
周波数変換回路のスイッチング素子に制御信号を印加す
る駆動信号発生回路とを含む電力変換装置。