JPH01136563A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JPH01136563A JPH01136563A JP29377287A JP29377287A JPH01136563A JP H01136563 A JPH01136563 A JP H01136563A JP 29377287 A JP29377287 A JP 29377287A JP 29377287 A JP29377287 A JP 29377287A JP H01136563 A JPH01136563 A JP H01136563A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
本発明は変動する直流電源電圧を主トランジスタを介し
繰返し開閉して、負荷に電圧を可変設定できる安定な直
流電圧を供給するいわゆるＤＣチョッパ方式のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関するもので、 特に効率でしかも電源電圧変動、負荷変動に対して効率
変動が少なくなるようにしたＤＣ−ＤＣコンバータに関
する。 なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部
分を示す。
繰返し開閉して、負荷に電圧を可変設定できる安定な直
流電圧を供給するいわゆるＤＣチョッパ方式のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関するもので、 特に効率でしかも電源電圧変動、負荷変動に対して効率
変動が少なくなるようにしたＤＣ−ＤＣコンバータに関
する。 なお以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部
分を示す。
第３図はこの種の可変出力型Ｄ（、−ＤＣコンバータの
回路構成例を示す。同図においてＥＯは電圧の変動し得
る直流電源（又は電源電圧）、ＲＬは負荷（又は負荷抵
抗）、Ｑｌは直流電源ＥＯを繰返し開閉して負荷Ｒ，Ｌ
に一定の負荷電圧（出力電圧ともいう）ＶＬを供給する
ための主トランジスタ、ＬｌとＣ１はそれぞれ主トラン
ジスタＱ１によって負荷ＲＬに断続印加される直流電圧
を平滑化するための平滑リアクトルと平滑コンデンサで
ある。Ｄｌは転流ダイオードで主トランジスタＱ１のオ
フ時に導通して平滑リアクトルの電流を維持する。 ＱＣは制御用トランジスタで直流電源ＥＯ側（主トラン
ジスタＱ１のエミッタ側）から抵抗Ｒ１を経て供給され
る主トランジスタＱ１のベース電流ＩＢＩを開閉する。 ＣＣＩは制御回路で可変し得る基準設定電圧Ｖｒと負荷
電圧ＶＬとを比較し両者が等しくなるようなオン、オフ
比の繰返し断続信号を制御トランジスタＱＣのベースに
与え、該トランジスタＱＣを開閉駆動しベース電流ＩＢ
ｌを断続するものである。
回路構成例を示す。同図においてＥＯは電圧の変動し得
る直流電源（又は電源電圧）、ＲＬは負荷（又は負荷抵
抗）、Ｑｌは直流電源ＥＯを繰返し開閉して負荷Ｒ，Ｌ
に一定の負荷電圧（出力電圧ともいう）ＶＬを供給する
ための主トランジスタ、ＬｌとＣ１はそれぞれ主トラン
ジスタＱ１によって負荷ＲＬに断続印加される直流電圧
を平滑化するための平滑リアクトルと平滑コンデンサで
ある。Ｄｌは転流ダイオードで主トランジスタＱ１のオ
フ時に導通して平滑リアクトルの電流を維持する。 ＱＣは制御用トランジスタで直流電源ＥＯ側（主トラン
ジスタＱ１のエミッタ側）から抵抗Ｒ１を経て供給され
る主トランジスタＱ１のベース電流ＩＢＩを開閉する。 ＣＣＩは制御回路で可変し得る基準設定電圧Ｖｒと負荷
電圧ＶＬとを比較し両者が等しくなるようなオン、オフ
比の繰返し断続信号を制御トランジスタＱＣのベースに
与え、該トランジスタＱＣを開閉駆動しベース電流ＩＢ
ｌを断続するものである。
ところで第３図の回路では主トランジスタＱ１のベース
電流ＩＢＩは、電源電圧ＥＯで決定され電源電圧ＥＯが
高いと多（低いと少ない。 本来、主トランジスタＱ１のコレクタ電流ＩＣ１は負荷
電流ＩＩ、により決まるため、出力電圧（負荷電圧）Ｖ
Ｌが一定であれば、コレクタ電流ＩＣは電源電圧ＥＯと
無関係であり変化しない、従って電源電圧ＥＯが上昇し
てベース電流ＩＢＩが増加するのは主トランジスタＱ１
のオーバードライブとなって効率低下の原因になってい
る。 また電源電圧ＥＯが一定であっても、負荷抵抗ＲＬがあ
まり変化しない可変出力型のＤＣ−ＤＣコンバータの場
合、出力電圧ＶＬが低くなると負荷電流ＩＬも少なくな
り、やはりオーバードライブとなって効率低下の原因に
なっていた。 ちなみに第４図はこのようなりＣ−ＤＣコンバータの効
率の特性例を示し、縦軸は効率η、横軸は電源電源ＥＯ
である。ここで破線のカーブＢが第３図の回路について
のものであり、カーブ３は出力電流（この場合コレクタ
電流）ＩＣＩまたは負荷電流ＩＬが大の場合を、カーブ
４は出力電流ＩＣＩまたは負荷電流ＩＬが小の場合をそ
れぞれ示す。 そこで本発明の目的は主トランジスタＱ１の通常動作時
のベース電流ＩＢＩを出力電源ＶＬの増減に応じて増減
させるようにしたＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること
により、上記問題点を解決し、Ｄ（、−ＤＣコンバータ
を電源電圧変動、負荷変動に対して高効率としながら、
しかもその構成を簡単で安価なものとする点にある。
電流ＩＢＩは、電源電圧ＥＯで決定され電源電圧ＥＯが
高いと多（低いと少ない。 本来、主トランジスタＱ１のコレクタ電流ＩＣ１は負荷
電流ＩＩ、により決まるため、出力電圧（負荷電圧）Ｖ
Ｌが一定であれば、コレクタ電流ＩＣは電源電圧ＥＯと
無関係であり変化しない、従って電源電圧ＥＯが上昇し
てベース電流ＩＢＩが増加するのは主トランジスタＱ１
のオーバードライブとなって効率低下の原因になってい
る。 また電源電圧ＥＯが一定であっても、負荷抵抗ＲＬがあ
まり変化しない可変出力型のＤＣ−ＤＣコンバータの場
合、出力電圧ＶＬが低くなると負荷電流ＩＬも少なくな
り、やはりオーバードライブとなって効率低下の原因に
なっていた。 ちなみに第４図はこのようなりＣ−ＤＣコンバータの効
率の特性例を示し、縦軸は効率η、横軸は電源電源ＥＯ
である。ここで破線のカーブＢが第３図の回路について
のものであり、カーブ３は出力電流（この場合コレクタ
電流）ＩＣＩまたは負荷電流ＩＬが大の場合を、カーブ
４は出力電流ＩＣＩまたは負荷電流ＩＬが小の場合をそ
れぞれ示す。 そこで本発明の目的は主トランジスタＱ１の通常動作時
のベース電流ＩＢＩを出力電源ＶＬの増減に応じて増減
させるようにしたＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること
により、上記問題点を解決し、Ｄ（、−ＤＣコンバータ
を電源電圧変動、負荷変動に対して高効率としながら、
しかもその構成を簡単で安価なものとする点にある。
【問題点を解決するための手段］
前記の目的を達成するために本発明のＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、ｒ直流電源（ＥＯなど）の電圧を繰返し開閉し
て負荷（ＲＬなど）に設定値を可変できる所定の直流電
圧（ＶＬなど）を供給する第１のトランジスタ（主トラ
ンジスタＱ１など）を備えたＤＣ−ＤＣコンバータであ
って、前記直流電源と負荷とはそれぞれ一端を基準電位
部（接地部Ｇなど）に接続され、前記直流電源の他端は
前記第１のトランジスタのエミッタ側に接続され、また
前記負荷の他端は前記第１のトランジスタのコレクタ側
に接続されてなるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 第１の抵抗（エミッタ抵抗Ｒ１１など）と、この第１の
抵抗の一端がエミッタに接続されてなる第２のトランジ
スタ（補助トランジスタＱ２など）とを備え、前記第１
の抵抗の他端は前記基準電位部へ接続され、前記第２の
トランジスタのコレクタは、前記第１のトランジスタの
ベース側へ、少なくとも前記第１のトランジスタのベー
ス電流（ＩＢｌなど）が前記第２のトランジスタのコレ
クタ電流となるように接続されてなり、さらに前記負荷
の両端電圧を所定の比率で分圧する分圧手段（分圧抵抗
Ｒ１２，Ｒ１３など）を備え、この分圧手段の分圧点は
前記第２のトランジスタのベースに接続されてなり、ま
たさらに 前記第２のトランジスタのベースと前記基準電位部との
間を繰返し開閉して前記負荷の両端電圧を前記所定の直
流電圧に制御する制御手段（制御用トランジスタＱＣ、
制御回路ＣＣｌ０など）を備たｊものとするか、または
さらに「前記直流電源から前記第２のトランジスタのベ
ースへ該トランジスタの起動用のベース電流を供給する
第２の抵抗（起動抵抗Ｒ１４など）を備えたＪものとす
る。 【作 用】 本発明は主トランジスタのベース電流をいわゆるエミッ
タホロワ接続の補助トランジスタで開閉し、かつこの補
助トランジスタのベース電圧を負荷電圧にほぼ比例する
ようにすることにより、主トランジスタのベース電流を
負荷電圧（従って負荷電流）に見合ったものとし、これ
により該ベース電流を電源電圧に無関係として、ＤＣ−
ＤＣコンバータの効率を電源変動、負荷変動に対して安
定して高効率に保つようにしたものである。
ータは、ｒ直流電源（ＥＯなど）の電圧を繰返し開閉し
て負荷（ＲＬなど）に設定値を可変できる所定の直流電
圧（ＶＬなど）を供給する第１のトランジスタ（主トラ
ンジスタＱ１など）を備えたＤＣ−ＤＣコンバータであ
って、前記直流電源と負荷とはそれぞれ一端を基準電位
部（接地部Ｇなど）に接続され、前記直流電源の他端は
前記第１のトランジスタのエミッタ側に接続され、また
前記負荷の他端は前記第１のトランジスタのコレクタ側
に接続されてなるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 第１の抵抗（エミッタ抵抗Ｒ１１など）と、この第１の
抵抗の一端がエミッタに接続されてなる第２のトランジ
スタ（補助トランジスタＱ２など）とを備え、前記第１
の抵抗の他端は前記基準電位部へ接続され、前記第２の
トランジスタのコレクタは、前記第１のトランジスタの
ベース側へ、少なくとも前記第１のトランジスタのベー
ス電流（ＩＢｌなど）が前記第２のトランジスタのコレ
クタ電流となるように接続されてなり、さらに前記負荷
の両端電圧を所定の比率で分圧する分圧手段（分圧抵抗
Ｒ１２，Ｒ１３など）を備え、この分圧手段の分圧点は
前記第２のトランジスタのベースに接続されてなり、ま
たさらに 前記第２のトランジスタのベースと前記基準電位部との
間を繰返し開閉して前記負荷の両端電圧を前記所定の直
流電圧に制御する制御手段（制御用トランジスタＱＣ、
制御回路ＣＣｌ０など）を備たｊものとするか、または
さらに「前記直流電源から前記第２のトランジスタのベ
ースへ該トランジスタの起動用のベース電流を供給する
第２の抵抗（起動抵抗Ｒ１４など）を備えたＪものとす
る。 【作 用】 本発明は主トランジスタのベース電流をいわゆるエミッ
タホロワ接続の補助トランジスタで開閉し、かつこの補
助トランジスタのベース電圧を負荷電圧にほぼ比例する
ようにすることにより、主トランジスタのベース電流を
負荷電圧（従って負荷電流）に見合ったものとし、これ
により該ベース電流を電源電圧に無関係として、ＤＣ−
ＤＣコンバータの効率を電源変動、負荷変動に対して安
定して高効率に保つようにしたものである。
第１図は本発明の一実施例としての構成回路図で第３図
に対応するものである。また第２図は第１図の動作説明
用の波形図である。 第１図において主トランジスタＱｌ、平滑リアクトルＬ
ｌ、平滑コンデンサＣＩ、転流ダイオードＤ１からなる
主回路構成は、第３図の従来回路とまったく同じＤＣチ
ョッパ回路である。ただし第３図と異なる点としては、
主トランジスタＱ１のベースＢ１に補助トランジスタＱ
２とエミッタ抵抗Ｒ１１との直列回路が接続されている
。また補助トランジスタＱ２のベースＢ２は、負荷電圧
（出力電圧）ＶＬを分圧抵抗Ｒ１２とＲ１３とで分圧し
た分圧点に接続されると共に、起動抵抗Ｒ１４を通し直
流電源ＥＯの正側に接続され、さらに制御用トランジス
タＱＣのコレクタにも接続されている。なおここで起動
抵抗Ｒ１４は分圧抵抗Ｒ１２，Ｒ１３に比し充分大きい
値を持つものとする。 新たな制御回路ＣＣｌ０は第３図の同回路ＣＣＩと同様
に基準設定電圧Ｖｒと負荷電圧ＶＬとを比較し両者が等
しくなるように制御用トランジスタＱＣをオン、オフ駆
動する。この場合、制御用トランジスタＱＣのオンによ
って補助トランジスタＱ２へのベース電流が接地部（基
準電位部）Ｇ側に短絡されるので該補助トランジスタＱ
２はオフとなり、これにより主トランジスタＱ１のベー
ス電流ＩＢＩがしゃ断されて主トランジスタＱ１はオフ
となる。他方、制御用トランジスタＱＣのオフ時には前
記の動作と逆になり、補助トランジスタＱ２はオンし、
これにより主トランジスタＱ１もオンする。 第１図の回路の起動時、直流電源ＥＯが印加されると起
動抵抗Ｒ１４を通し補助トランジスタＱ２に微弱なベー
ス電流が流れ、Ｑ２はオンする。これにより主トランジ
スタＱ１にやはり微小なベース電流ＩＢＩが流れＱｌが
オンし出力電圧（負荷電圧）ＶＬが発生する。 この出力電圧ＶＬは分圧抵抗Ｒ１２，Ｒ１３で分圧され
補助トランジスタＱ２のベースＢ２にベース電圧ＶＢと
して印加される。補助トランジスタＱ２のエミッタＥ２
には、エミッタ抵抗Ｒ１１が直列に接続されているため
補助トランジスタＱ２にはほぼベース電圧ＶＢに比例す
るエミッタ電流、換言すれば主トランジスタＱ１のベー
ス電流ＩＢＩが流れる。このようにして出力電圧ＶＬ、
従ってベース電流ＩＢＩが正常に確立したのち、ベース
電流ＩＢＩが前述のように断続制御される。但しここで
補助トランジスタＱ２の電流増巾率は充分大きく、つま
りそのベース電流はそのエミッタ電流に比し充分小さく
、従ってそのエミッタ電流はそのコレクタ電流にほぼ等
しいものとする。 従って第２図のように出力電圧ＶＬが高いとベース電圧
ＶＢが高くなり、主トランジスタＱ１のベース電流ＩＢ
Ｉも増加して、出力電圧ＶＬが高い時の出力電流ＩＣＩ
増に対応した充分な主トランジスタＱ１へのドライブ電
流が流れることになる。逆に出力電圧ＶＬが低い時はベ
ース電圧ＶＢも低下し、ベース電流ＩＢＩも減少して、
余分なベース電流ＩＢＩは流さず、第１図の回路は高効
率の動作をする。 また電源電圧ＥＯが変動しても出力電圧ＶＬが一定であ
れば、負荷電流ＩＬが実際上はぼ一定のため、主トラン
ジスタＱ１のコレクタ電流ＩＣＩは一定になる。またベ
ース電圧ＶＢも一定となり、ベース電流ＩＢＩも一定に
なる。従って電源電圧ＥＯが変動しても、変化しないコ
レクタ電流ＩＣ１に対応してベース電流ＩＢＩも変化し
ないため理想的な動作となる。 第４図の実線カーブＡは本発明回路の効率を示す。ここ
でカーブ１は出力電流ＩＣＩまたは負荷電流ＩＬが大の
場合であり、カーブ２は出力電流ＩＣＩまたは負荷電流
ＩＬが小の場合である。同図から判るように電源電圧Ｅ
Ｏおよび負荷電流ＩＬの変化に対し安定した高効率が得
られる。
に対応するものである。また第２図は第１図の動作説明
用の波形図である。 第１図において主トランジスタＱｌ、平滑リアクトルＬ
ｌ、平滑コンデンサＣＩ、転流ダイオードＤ１からなる
主回路構成は、第３図の従来回路とまったく同じＤＣチ
ョッパ回路である。ただし第３図と異なる点としては、
主トランジスタＱ１のベースＢ１に補助トランジスタＱ
２とエミッタ抵抗Ｒ１１との直列回路が接続されている
。また補助トランジスタＱ２のベースＢ２は、負荷電圧
（出力電圧）ＶＬを分圧抵抗Ｒ１２とＲ１３とで分圧し
た分圧点に接続されると共に、起動抵抗Ｒ１４を通し直
流電源ＥＯの正側に接続され、さらに制御用トランジス
タＱＣのコレクタにも接続されている。なおここで起動
抵抗Ｒ１４は分圧抵抗Ｒ１２，Ｒ１３に比し充分大きい
値を持つものとする。 新たな制御回路ＣＣｌ０は第３図の同回路ＣＣＩと同様
に基準設定電圧Ｖｒと負荷電圧ＶＬとを比較し両者が等
しくなるように制御用トランジスタＱＣをオン、オフ駆
動する。この場合、制御用トランジスタＱＣのオンによ
って補助トランジスタＱ２へのベース電流が接地部（基
準電位部）Ｇ側に短絡されるので該補助トランジスタＱ
２はオフとなり、これにより主トランジスタＱ１のベー
ス電流ＩＢＩがしゃ断されて主トランジスタＱ１はオフ
となる。他方、制御用トランジスタＱＣのオフ時には前
記の動作と逆になり、補助トランジスタＱ２はオンし、
これにより主トランジスタＱ１もオンする。 第１図の回路の起動時、直流電源ＥＯが印加されると起
動抵抗Ｒ１４を通し補助トランジスタＱ２に微弱なベー
ス電流が流れ、Ｑ２はオンする。これにより主トランジ
スタＱ１にやはり微小なベース電流ＩＢＩが流れＱｌが
オンし出力電圧（負荷電圧）ＶＬが発生する。 この出力電圧ＶＬは分圧抵抗Ｒ１２，Ｒ１３で分圧され
補助トランジスタＱ２のベースＢ２にベース電圧ＶＢと
して印加される。補助トランジスタＱ２のエミッタＥ２
には、エミッタ抵抗Ｒ１１が直列に接続されているため
補助トランジスタＱ２にはほぼベース電圧ＶＢに比例す
るエミッタ電流、換言すれば主トランジスタＱ１のベー
ス電流ＩＢＩが流れる。このようにして出力電圧ＶＬ、
従ってベース電流ＩＢＩが正常に確立したのち、ベース
電流ＩＢＩが前述のように断続制御される。但しここで
補助トランジスタＱ２の電流増巾率は充分大きく、つま
りそのベース電流はそのエミッタ電流に比し充分小さく
、従ってそのエミッタ電流はそのコレクタ電流にほぼ等
しいものとする。 従って第２図のように出力電圧ＶＬが高いとベース電圧
ＶＢが高くなり、主トランジスタＱ１のベース電流ＩＢ
Ｉも増加して、出力電圧ＶＬが高い時の出力電流ＩＣＩ
増に対応した充分な主トランジスタＱ１へのドライブ電
流が流れることになる。逆に出力電圧ＶＬが低い時はベ
ース電圧ＶＢも低下し、ベース電流ＩＢＩも減少して、
余分なベース電流ＩＢＩは流さず、第１図の回路は高効
率の動作をする。 また電源電圧ＥＯが変動しても出力電圧ＶＬが一定であ
れば、負荷電流ＩＬが実際上はぼ一定のため、主トラン
ジスタＱ１のコレクタ電流ＩＣＩは一定になる。またベ
ース電圧ＶＢも一定となり、ベース電流ＩＢＩも一定に
なる。従って電源電圧ＥＯが変動しても、変化しないコ
レクタ電流ＩＣ１に対応してベース電流ＩＢＩも変化し
ないため理想的な動作となる。 第４図の実線カーブＡは本発明回路の効率を示す。ここ
でカーブ１は出力電流ＩＣＩまたは負荷電流ＩＬが大の
場合であり、カーブ２は出力電流ＩＣＩまたは負荷電流
ＩＬが小の場合である。同図から判るように電源電圧Ｅ
Ｏおよび負荷電流ＩＬの変化に対し安定した高効率が得
られる。
本発明によれば主トランジスタで直流電源を繰返し開閉
して負荷に安定な直流電圧を供給するＤＣチョッパ方式
のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、負荷電圧（出力電圧
）の増減に応じて、増減するベース電流を主トランジス
タに流すようにしたので、電源変動、負荷変動があって
も高効率のＤＣ−ＤＣコンバータを構成することができ
る。
して負荷に安定な直流電圧を供給するＤＣチョッパ方式
のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、負荷電圧（出力電圧
）の増減に応じて、増減するベース電流を主トランジス
タに流すようにしたので、電源変動、負荷変動があって
も高効率のＤＣ−ＤＣコンバータを構成することができ
る。
第１図は本発明の１実施例としての構成回路図、第２図
は第１図の動作説明用の波形図、第３図は第１図に対応
する従来の回路図、第４図は本発明回路と従来回路との
効率の比較図である。
は第１図の動作説明用の波形図、第３図は第１図に対応
する従来の回路図、第４図は本発明回路と従来回路との
効率の比較図である。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）直流電源の電圧を繰返し開閉して負荷に設定値を可
変できる所定の直流電圧を供給する第１のトランジスタ
を備えたＤＣ−ＤＣコンバータであつて、 前記直流電源と負荷とはそれぞれ一端を基準電位部に接
続され、前記直流電源の他端は前記第１のトランジスタ
のエミッタ側に接続され、また前記負荷の他端は前記第
１のトランジスタのコレクタ側に接続されてなるＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、 第１の抵抗と、この第１の抵抗の一端がエミッタに接続
されてなる第２のトランジスタとを備え、前記第１の抵
抗の他端は前記基準電位部へ接続され、前記第２のトラ
ンジスタのコレクタは、前記第１のトランジスタのベー
ス側へ、少なくとも前記第１のトランジスタのベース電
流が前記第２のトランジスタのコレクタ電流となるよう
に接続されてなり、さらに 前記負荷の両端電圧を所定の比率で分圧する分圧手段を
備え、この分圧手段の分圧点は前記第２のトランジスタ
のベースに接続されてなり、またさらに 前記第２のトランジスタのベースと前記基準電位部との
間を繰返し開閉して前記負荷の両端電圧を前記所定の直
流電圧に制御する制御手段を備えたことを特徴とするＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ。 ２）前記直流電源から前記第２のトランジスタのベース
へ該トランジスタの起動用のベース電流を供給する第２
の抵抗を備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項
に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29377287A JPH01136563A (ja) | 1987-11-20 | 1987-11-20 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29377287A JPH01136563A (ja) | 1987-11-20 | 1987-11-20 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01136563A true JPH01136563A (ja) | 1989-05-29 |
Family
ID=17799001
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29377287A Pending JPH01136563A (ja) | 1987-11-20 | 1987-11-20 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01136563A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0412664A (ja) * | 1990-04-28 | 1992-01-17 | Mitsubishi Electric Corp | スイッチングレギュレータ |
| JP2007053865A (ja) * | 2005-08-19 | 2007-03-01 | Rohm Co Ltd | 直流安定化電源装置及びこれを用いた電気機器 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58198181A (ja) * | 1982-05-15 | 1983-11-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 直流モ−タ |
-
1987
- 1987-11-20 JP JP29377287A patent/JPH01136563A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58198181A (ja) * | 1982-05-15 | 1983-11-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 直流モ−タ |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0412664A (ja) * | 1990-04-28 | 1992-01-17 | Mitsubishi Electric Corp | スイッチングレギュレータ |
| JP2007053865A (ja) * | 2005-08-19 | 2007-03-01 | Rohm Co Ltd | 直流安定化電源装置及びこれを用いた電気機器 |
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