JPH011474A - 定電流スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は例えばレーダ、魚群探知装置のように間欠的
に電力を消費する装置あるいは不定期に電力を消費する
装置の電源に利用して好適な定電流スイッチング電源装
置に関する。

「発明の背景」 例えばレーダあるいは魚群探知装置のように間欠的に電
波または音波を衝撃波として放出する装置では、衝撃波
を出力する極く短い時間内に比較的大きい電力を消費す
る。

ロガレーダあるいは魚群探知装置などには衝撃波を発信
する発信器の他に受信器など他の回路装置が付設され、
これら他の回路装置も発信器の電源と同一の電源から電
力の供給を受けて動作する構造となっている。

このため発信器において衝撃波の発生ごとに大きな電力
を消費する。よって、その瞬間に電源の電圧が低下し他
の回路の動作に悪い影響を与える。

このため従来は衝撃波を発射する発信器の電源回路に大
きな容量値を持つ平滑コンデンサを並列に接続し、衝撃
波の休止期間中にこの平滑コンデンサに電荷を充電して
おき次の衝撃波を発射するときはこの平滑コンデンサに
蓄えた電荷を放電させて瞬時に必要とする電力を供給す
る方法を採っている。

しかしながら発信器の電力供給路に大きな容量の平滑コ
ンデンサを接続したとしても発信器が第８図Ｎに示す衝
撃波Ｐを発信した時点では同図Ｂに示すように平滑コン
デンサに蓄えた電荷は殆ど放出されてしまうためその直
後では同図Ｃに示すように電源から平滑コンデンサに大
きな充電電流ＩＭが流れる。

この結果電源から大きな充電電流ＩＭが流れている間は
電源の電圧が低下し、他の回路への悪影響は依然として
残される。

このよった背景から直流供給源と平滑コンデンサとの間
に定電流回路を挿入し衝撃波Ｐの発信直後において平滑
コンデンサを定電流で充電し、直流供給源から大きな電
流が流れ出ないように構成する事が考えられる。

「従来の技術Ｊ 従来は直流供給源と負荷との間にトランジスタと平滑コ
ンデンサによって構成される回路を直列接続し、このト
ランジスタの抵抗値を制御して平滑コンデンサに流れる
電流値を一定値を維持するように動作する回路がよく使
われている。

しかしながらこの回路構造を採るときはトランジスタが
直列抵抗器として動作するため、トランジスタにおいて
電力の損失が発生し効率が悪い欠点がある。

このため効率よく電流量あるいは電圧量を制御する方法
として、スイッチング式電源回路を流用することが考え
られる。

第９図に従来の技術によって考えられるスイッチング式
電源を用いた定電流回路の一例を示す。

第９図においては１は直流供給源、２はスイッチング式
電源回路、３は負荷を示す。負荷３は上述した発信器の
よ５に間欠的に電力を消費する回路装置であるものとす
る。

スイッチング式電源回路２は直流供給源１かも与えられ
る電流をオン、オフ駆動するスイッチング素子４と、こ
のスイッチング素子４でオン、オフした電流を平滑する
チョークコイル５及び平滑コンデンサ６と、スイッチン
グ素子４がオフの状態でチョークコイル５に発生する逆
起電力を平滑コンデンサ６に流し続けるダンパーダイオ
ード７と、スイッチング素子４をオン、オフ制御する駆
動トランジスタ８と、平滑コンデンサ６に流れる電流値
を検出する電流検出抵抗器９と、この電流検出抵抗器９
に発生する電圧が一定値を維持するようにスイッチング
素子４０オン、オフ比あるいはオン、オフ周期を制御す
る制御回路１１とによって構成される。

「発明が解決しようとする課題」 この回路構造によるとき電流通路上に電流検出抵抗９が
直列に接続されるため、この部分で熱損失が発生し、効
率が悪い欠点がある。

更に平滑コンデンサ６に充電する電圧を直流供給源１の
電圧より低い電圧に設定することができない欠点がある
。

つまり、制御回路１１は平滑コンデンサ６の電圧が直流
供給源１の電圧に近い値にまで復帰すると、電流検出抵
抗器９を流れる電流が漸次減少する。このため制御回路
１１はますます電流値を増す方向にスイッチング素子４
のオン、オフ動作を制御する。

この結果、平滑コンデンサ６の電圧が直流供給源１の電
圧に近い値まで回復したにもかかわらず、トランジスタ
４をいつまでもオン、オフ駆動し続ける。

よって、平滑コンデンサ６の電圧を直流供給源１の電圧
より低い電圧に設定することができない。

これに対し、例えば魚群探知装置のような超音波機器で
は超音波の発射強度を調整するには電源電圧を変化させ
て行っているが、これは先に説明したトランジスタを可
変抵抗器として動作させる方式の定電流回路を用いた場
合も実現できることで匁°１く、スイッチング電源を用
いた定電流回路によって、も大男する。ζ−とはでＪき
泳１か−（０諌１Ｑ−ｊｉｔ流検出型・１では実現をす
茹愼たはば。きない。

また、第９図に示した従来の技術によって考えられる回
路構造によれば、平滑コンデンサ６及び負荷３に流れる
電流は全て電流検出抵抗器９を流れ、この部分で損失を
発生する欠点もある。

この発明の目的は平滑コンデンサに蓄える電圧、つまり
負荷３に与える電圧を直流供給源１の電圧より低い任意
の電圧に設定することができ、よって超音波機器の超音
波の発射強度を電源電圧を変化させて調整することがで
きる定電流スイッチング電源装置を提供するにある。

この発明の他の目的は損失が少なく、効率のよい定電流
スイッチング電源装置を提供するにある。

「課題を解決するための手段」 この出願の第１発明では、 直流供給電源から与えられる電圧をスイッチング素子に
よりオン、オフし、このオン、オフ動作によって得られ
る電流をチョークコイルなに蓄えられた電荷を間欠的に
電力を消費する負荷に与えるスイッチング電源装置にお
いて、平滑コンデンサに蓄えられた充電電圧を基準電圧
と比較し、平滑コンデンサの充電電圧が予定値に達して
いるか否かを検出して出力する検出手段と、 スイッチング素子をオン、オフ駆動する駆動信号を発生
し、上記平滑コンデンサの充電電圧の変化に追従してス
イッチング素子に与える駆動信号のオン、オフ比を変化
させ、平滑コンデンサを充電する電流の平均値を一定値
に維持させる制御を行う第１制御手段と、 検出手段が平滑コンデンサの充電電圧が予定値に達して
いない状態を検出している間、第１制御手段の駆動信号
の発生を維持させ、平滑コンデンサの充電電圧が予定値
に達したとき、第１制御手段の駆動信号の発生を停止さ
せ、スイッチング素子をオフに制御する第２制御手段と
、によって定電流スイッチング電源を構成したものこの
出願の第１発明の構成によれば、負荷が平滑コンデンサ
の電荷を消費した直後の状態では検出手段キ呼は平滑コ
ンデンサの充電電圧が予定値より低下していることを検
出し、この検出出力によって第２制御手段を制御する。

よって、第２制御手段は第１制御手段を起動させ、第１
制御手段からオン、オフ駆動信号を発生させる。このオ
ン、オフ駆動信号はスイッチング素子に与えられ、スイ
ッチング素子をオン、オフ駆動する。

スイッチング素子がオン、オフ駆動されることによって
直流供給源から断続的に電流が取り出され、この断続電
流がチョークコイルを介して平滑コンデンサに与えられ
、平滑コンデンサを充電する。

平滑コンデンサの充電電圧が徐々に上昇を始めると、第
１制御手段は充電電圧の変化に追従して駆動信号のオン
、オフ比が変化するように動作し、平滑コンデンサに与
える充電電流の平均値が一定となるように制御する。

平滑コンデンサの充電電圧が検出手段に与えた基準電圧
によって決められる予定値に達すると、検出手段がこれ
を検出し、この検出信号を第２制御手段に与える。第２
制御手段は検出信号が与えられることによって第１制御
手段の駆動信号の発生を停止させ、スイッチング素子を
オフの状態に制御する。

ここで、平滑コンデンサを充電している期間を充電期間
と称し、スイッチング素子のオン、オフ駆動が停止され
ている期間を飽和期間と称することにする。

このように、この出願の第１発明によれば、充電期間は
直流供給源から、一定電流を取り出して平滑コンデンサ
を充電するから、平滑コンデンサの電荷がゼロになるま
で消費されたとしても、直流供給源から一度に大きな電
流を取り出すことがない。よって、直流供給源の電圧が
負荷の動作と共に瞬時低下し、他の機器に悪い影響を与
えることはない。

また、この第１発明では、検出手段と第２制御手段とを
設けたから、平滑コンデンサの充電電圧が予定値まで復
帰するとスイッチング素子のオン、オフ動作が停止され
、スイッチング素子がオフの状態に制御され飽和期間に
入る。飽和期間ではスイッチング素子がオフの状態に維
持されることから平滑コンデンサに充電する電圧の予定
値は直流供給源の電圧より低い電圧に設定することがで
きる。

また、検出手段に与える基準電圧を任意に変更できるよ
うに構成することによって平滑コンデンサに充電される
充電電圧の予定値を任意の値に調整することができる。

よって、例えば超音波発生器等の電源として利用するこ
とによって、超音波の発生強度を電源電圧の変化によっ
て自由に調整することができる超音波発生器を提供する
ことができる。

更に、この発明によれば、平滑コンデンサの充電量を平
滑コンデンサの充電電圧の変化として取り出す構造とし
たから、大きな電流が流れる回路に電流検出抵抗器のよ
うな抵抗が介在しない。この結果、効率のよい電源装置
を提供することができる。

この出願の第２発明、第３発明及び第４発明は第１発明
と同一の目的を達する定電流スイッチング電源装置を提
案するものであり、それぞれの特徴とする点は、 第２発明では、第１制御手段が一定周期のオン、オフ駆
動信号を発生し、このオン、オフ駆動信号の各周期内に
おけるオン、オフ時間比を平滑コンデンサの充電電圧の
変化に追従して変化させ、平滑コンデンサに与える充電
電流の平均値が一定値となるように制御する制御手段と
した点である。

また、第３発明では、第１制御手段は周期内のオン、オ
フ時間比が一定なオン、オフ駆動信号を発生し、このオ
ン、オフ駆動信号の各周期内のオン、オフ周期を平滑コ
ンデンサの充電電圧の変化に追従して変化させ、平滑コ
ンデンサに与える充電電流の平均値が一定値となるよ５
に制御する構成とした点である。

第４発明では、第１制御手段は平滑コンデンサの充電電
圧の変化に追従してオン、オフ周期及びその周期内のオ
ン時間が変化するオン、オフ駆動信号を発生し、このオ
ン、オフ駆動信号によって平滑コンデンサに与える充電
電流の平均値が一定値となるように制御する構成とした
点である。

第５発明では各発明で提案した第１制御手段に第３制御
手段を付加した点を請求するものである。

第３制御手段とは第１制御手段の制御特性を第１制御手
段が起動された時点から平滑コンデンサに与える充電電
流の平均電流を徐々に増加させる傾向に制御する機能を
持ち、この第３制御手段の制御によって充電期間中に流
れる充電電流の平均値がより一層一定値に維持される。

「第１、第２発明の実施例」 第１図にこの出願の第１発明及び第２発明に対応する実
施例を示す。この例では平滑コンデンサに与えられる電
流を電圧として検出し、その電圧値に比例した時間幅を
持つパルス列信号を第１制御手段で生成し、このパルス
列信号でスイッチング素子をオン、オフ制御するよ５に
した所謂パルス変調方式による実施例を示す。

第１図において第９図と対応する部分には同一符号を付
して示す。なお、スイッチング式電源回路２の構成及び
動作については周知の事項であるため、ここではその詳
細説明は省略することにする。

この発明の特徴とする構成はスイッチング素子４をオン
、オフ制御する制御回路１１の部分にある。

つまり、この発明では制御回路１１を検出手段３１と、
第１制御手段１５と、第２制御手段１６とによって構成
した点を特徴とするものである。

検出手段３１はこの例では基準電圧を発生するポテンシ
ョメータ３５と、電圧比較器３２とによって構成した場
合を示す。電圧比較器３２の一方の入力端子には平滑コ
ンデンサ６に流れる電流を電圧値として検出する電圧検
出手段３４の検出電圧を与え、他方の入力端子にはポテ
ンショメータ３５で発生した基準電圧を与える。

ポテンショメータ３５に与える直流電圧は直流供給源１
または図示しないが、この装置を用いるレーダ、魚群探
知装置などに備えられた他の安定化電源装置から与える
。

検出手段３１は平滑コンデンサ６の充電電圧が予定値に
達していない状態で例えばＨ論理を出力し、平滑コンデ
ンサ６の充電電圧が予定値に達するとＬ論理を出力する
。

ここで言う予定値とはポテンショメータ３５から検出手
段３１に与えられる基準電圧の値によって決められる平
滑コンデンサ６の充電電圧の値を指す。

平滑コンデンサ６の充電電圧が予定値より低下すると検
出手段３１はＨ論理の検出信号を出力する。この検出信
号は第２制御手段１６に与える。

第２制御手段１６はこの例ではフリップフロップ２４と
、このフリップフロップ２４から出力されるパルスを互
いに１８０度位相が異なる二つの駆動信号２７と２８に
変換する駆動回路２６と、この駆動信号２７と２８によ
って互いに相補的にオン、オフ動作する出力トランジス
タ２９及び３０とによって構成される。

出力トランジスタ２９．３０は共にＮＰＮ型トランジス
タを用いる。これら二つの出力トランジスタ２９．３０
はエミッタとコレクタを共通に接続しその共通接続点を
駆動トランジスタ８０ペースに接続する。

この構成によって検出手段３１は平滑コンデンサ６の充
電電圧が予定値以下の電圧になると７リツプ７０ツグ２
４が動作することを許し、第１制御手段１５が駆動信号
を発生することができる状態に制御する。

第１制御手段１５は例えば入力端子１８から与えられる
トリガクロック１８に同期して鋸歯状波を発生する鋸歯
状波発生器によって構成することができる。

つまり、この例では鋸歯状波発生器をＰＮＰ型トランジ
スタ１９と、このＰＮＰ型トランジスタ１９を通じて充
電電流が与えられる充放電コンデンサ２１と、この充放
電コンデンサ２１の充電電圧が所定値に達したことを検
出する電圧比較器２２と、この電圧比較器２２が充放電
コンデンサ２１の電圧が所定値に達したことを検出する
と充放電コンデンサ２１の充電電荷を放電させるトラン
ジスタ２３とによって構成した場合を示す。

電圧比較器２２は一方の入力端子に比較電圧Ｅが与えら
れた演算増幅器によって構成することができる。この比
較電圧Ｅとなる直流電圧は直流供給源１または図示しな
いが、この装置を用いるレーダ、魚群探知装置などに備
えられた安定化電源装置から与える。

この電圧比較器２２の他方の入力端子に充放電コンデン
サ２１の電圧を与え、充放電コンデンサ２１の充電電圧
が比較電圧Ｅに一致したとき、その出力にＨ論理に立ち
上がる検出信号を出力する。

この検出信号を第２制御手段１６を構成するフリップフ
ロッグ２４のリセット入力端子Ｒに与え、このフリップ
フロッグ２４をリセットさせる。これと共にトランジス
タ２３をオンに制御しトランジスタ２３を通じて充放電
コンデンサ２１の電荷を放電させる。

フリップフロップ２４０セツト端子Ｓには入力端子１７
に与えられるトリガクロック１８をバッファ２５を通じ
て与え、トリガクロック１８に同期してフリップフロッ
プ２４をセット状態に制御する。つまり、フリップフロ
ップ２４がセット状態に制御されるとトランジスタ２３
がオフの状態にもどされ、この時点から充電が開始され
る。

ＰＮＰ！）ランラスタ１９０ペースには電圧検出手段１
４から平滑コンデンサ６の充電電圧に対応した検出電圧
を与える。

上述の実施構造において検出手段３１が平滑コンデンサ
６の充電電圧が予定値以下の電圧になったことを検出す
ると、フリップフロッグ２４のリセット端子Ｒ８にＨ論
理を与え、フリップフロップ２４が動作することを許す
状態に制御する。

この状態でバッファ２５にトリガクロック１８が与えら
れると、このトリガクロック１８によってフリップフロ
ッグ２４はセット状態に制御される。

フリップフロッグ２４がセットされることにより、その
出力端子ＱがＨ論理に反転し、駆動回路２６は出力トラ
ンジスタ２９０ペースにＨ論理信号を与え、出力トラン
ジスタ２９をオンの状態に制御する。これと共に他方の
出力トランジスタ３００ベースにはＬ論理信号が与えら
れ、この出力トランジスタ３０をオフの状態に制御する
。

このようにフリップフロップ２４の出力３９がＨ論理の
状態ではスイッチング素子４をオンの状態に制御し、ま
たフリップフロップ２４の出力３９がＬ論理のときはス
イッチング素子４はオフの状態に制御される。

トリガクロック１８が与えられた直後の状態ではフリッ
プフロップ２４はセットされた状態にある。よって、こ
の状態ではスイッチング素子４はオンの状態に反転し、
チョークコイル５と平滑コンデンサ６の直列回路に電流
が与えられる。

このとき平滑コンデンサ６の充電電圧が零に近い値であ
ったとすると、ＰＮＰ型トランジスタ１９０ペースには
大きな順方向電圧が与えられ、このトランジスタ１９の
コレクターエミッタ間の抵抗値は小さい状態に制御され
る。この結果、充放電コンデンサ２１は急速充電され、
オン時間が短い駆動信号を生成する。

平滑コンデンサ６の充電電圧が漸次上昇して来るのに伴
ってＰＮＰ型トランジスタ１９に与えられている頭方向
電圧は徐々に浅くなりＰＮＰ型トランジスタ１９を流れ
る電流値が徐々に小さくなる方向に制御される。

この結果、充放電コンデンサ２１に対する充電電流が徐
々に小さい値になるように制御される。

充放電コンデンサ２１の充電電圧は電圧比較器２２に与
えられている比較電圧Ｅと比較され、この比較電圧Ｅを
わずかにこえると７リツプフロツプ冴がリセットされて
トランジスタ２３をオンにしコンデンサ２１の電荷を放
電させる。

このようにして第１制御手段１５からは第２図Ｃに示す
ような鋸歯状波３６，３７．３８が出力される。

つまり、平滑コンデンサ６の充電電圧が小さい状態では
ＰＮＰ型トランジスタ１９の抵抗値が小さい値に制御さ
れるため充放電コンデンサ２１の充電時間は短い。よっ
て、鋸歯状波３６が出力される。

平滑コンデンサ６の電圧が徐々に上昇するに従ってＰＮ
Ｐ型トランジスタ１９の抵抗値が漸次火付して示すよう
に時間幅が徐々に長くなる。

クリップ７０ツブ２４はトリガクロック１８によってセ
ットされ、電圧比較器２２の検出出力によってリセット
され、これが繰り返されることによってフリップフロッ
プ２４の出力端子Ｑから第２図りに示すよう゛にパルス
幅がＴＩ、　Ｔ２　、　Ｔａと変化するパルス列信号３
９が得られる。このパルス列信号は周期が一定でオン、
オフ比が変化するパルス幅変調波となる。

このパルス列信号３９が駆動回路２６を通じて出力トラ
ンジスタ２９．３０に与えられることによってスイッチ
ング素子４はパルス列信号３９のパルス幅ＴＩ、　Ｔ２
　、　Ｔａに従って断続制御され、直流供給源１からパ
ルス幅ＴＩ、　Ｔ２．　Ｔａの時間に従って電流を流す
。この電流の波形を第２図Ｅに示す。

つまり、平滑コンデンサ６の充電電圧が零に近い値の状
態ではチョークコイル５に直流供給源１の電圧がそのま
ま与えられる、よってチョークコイル５には変化率が大
きい、つまりパルス幅が狭く、尖頭値が大きい電流４１
が流れこの電流４１が平滑コンデンサ６を充電する。

平滑コンデンサ６の充電が進むとパルス幅は徐々に広く
なってＴ２に変化し、その状態では直流供給源ｌの電圧
と、平滑コンデンサ６の充電電圧との差は初期の状態よ
り小さくなるから、そのときチョークコイル５を流れる
電流４２の変化率は電流４１の変化率より小さい値とな
る。

このようにして平滑コンデンサ６の充電電圧が徐々に上
昇するに伴ってスイッチング素子４０オン時間が徐々に
長（なる。また、これに伴ってスイッチング素子４を流
れる電流４１，４２．４３の変化率も徐々に小さ（なり
、これらの電流４１゜４２．４３の充電期間中の平均値
は第２図Ｅに示すように一定の値ＩＯとなるようにパル
ス幅の変化特性が設定される。

また、平滑コンデンサ６の充電電圧が予定値に達すると
、検出手段３１はその状態を検出し、第２制御手段１６
の動作を停止させスイッチング素子４をオフの状態に制
御する。この状態では第２図ＦのＱ点に示すように平滑
コンデンサ６の充電電圧は略一定値を維持する。ここで
スイッチング素子４がオン、オフ動作し、平滑コンデン
サ６に充電している期間を充電期間ＴＡと称し、スイッ
チング素子４がオフになっている期間を飽和期開−と称
することにする。

このようにして平滑コンデンサ６の充電電圧は第２図Ｆ
に示すように、一定の上昇率で増加する変化を呈する。

従って、衝撃波Ｐを発射した直後に平滑コンデンサ６の
充電電圧が全て消費されゼロになったとしても、平滑コ
ンデンサ６に急激に大きい充電電流が流れることが制限
されるから直流供給源１の電圧を低下させる現象は生じ
ない。

よって他の回路に悪い影響を与えることはなく、安定に
動作させることができる。

なお、抵抗器４０はスイッチング素子４が常時オンの状
態に放置されないように、コンデンサ２１を徐々に充電
するために設げである。

第３図にこの出願の第１及び第２発明で提案したパルス
変調方式による定電流スイッチング電源装置の具体的な
実施例を示す。

この実施例では衝撃波Ｐの発射周期を０．０５〜３．３
秒、衝撃波Ｐのパルス幅を０．３〜２．８　ミリ秒、ト
リガクロック１８の周波数を１５．６５２　ＫＨｚ、負
荷３の抵抗値を３オームとした場合である。この条件に
おい工正常に動作し得る各部の部品の定数を付し参考に
供する。

また、４４は集積回路素子を示す。この集積回路素子４
４はこの例では日本電気株式会社製のμＰＤ５５５５を
用いた場合を示す。

この集積回路素子４４の端子■は放電用トランジスタ２
３のコレクタに接続され、端子■は電圧比較器２２０入
力端子に接続され、端子■はバッファ２５の入力に接続
される。また端子■は出力端子、端子■はリセット入力
端子、端子■は電源供給端子、■は接地端子をそれぞれ
示す。

従って、端子■に直流電圧Ｖｃｃを供給し、端子■を接
地し、端子■と■を共通接続し℃トランジスタ１９のコ
レクタに接続し、端子■に入力端子１７を接続すること
により第１制御手段１５の一部と、第２制御手段１６を
構成することができる。

「第３、第４発明の実施例」 第４図にこの出願の第３発明で提案する第１制御手段１
５を用いた実施例を示す。

この実施例ではスイッチング素子４を周波数変調方式で
断続制御するように構成した場合を示す。

つまり、この例では第１制御手段１５を電圧−周波数変
換手段４５で構成し、第２制御手段１６をパルス変換手
段４６によって構成した場合を示す。

第１制御手段を構成する電圧−周波数変換手段４５は第
３図で説明した集積回路素子４４と、この集積回路素子
４４の端子■と■の共通接続点と共通電位点との間に接
続したコンデンサ４７とによって構成することができる
。コンデンサ４７に平滑コンデンサ６の充電電圧を与え
、コンデンサ４７を平滑コンデンサ６の電圧に対応した
電流で充電する。

このようにすればコンデンサ４７に第５図ＣＫ示す鋸歯
状波４１７Δ、　４．７Ｂ＋　、４７＋Ｑ＋が発生する
。この鋸歯状波４１７Ａ、４７１勺、４ｆｆ（］Ｊは平
滑コンデンサ６の電圧Ｅ　Ｏｑの値が小さい値から大き
い値に向かうに従って周期がＴＩ、　Ｔ２．　Ｔ３のよ
うに漸次短（なるように変化する。

従って、電圧−周波数変換手段４５を構成する集積回路
４４の出力端子■には第５図りに示すように周期内のオ
ン期間がτとして一定で周期が慣。

Ｔ２．Ｔ３と変化する矩形波率ｓ′Ａ、　４ｓｑＢ　、
　４５Ｃ二が出力される。つまり、平滑コンデンサ６の
充電電圧性０の変化に応じて各周期内のオン期間がτで
一定で繰り返し周波数が徐々に変化する矩形波Ｅ、５′
Ａ、４．５．Ｈ。

４５、、Ｃが出力される。

電男−周波数変換手段４５から出力される矩形波４５ｒ
Ａ、４１ｒＢ　、４５ｃ、はパルス変換手段４６に与え
られる。電圧−周波数変換手段４５も上述したと同じ集
積回路４４と、この集積回路４４の端子■と■を共通接
続した接続点と共通電位点との間に接続したコンデンサ
４６Ａと、端子■■の接続点と十電圧源との間に接続し
た抵抗器４６Ｂとによって構成することができる。

電圧−周波数変換手段４５の出力端子■をパルス変換手
段４６を構成する集積回路４４の端子■に接続する。こ
の接続によって電圧−周波数変換手段４５から出力され
る矩形波４１５人、４５’　ａ　、　４．５　Ｃがそれ
ぞれＬ論理にある状態では放電用トラ、ンジスタ２３（
第１図、第３図参照）がオフに制御されるから、この状
態ではコンデンサ４６Ａが充電され、端子■と■に第５
図Ｅに示す鋸歯状波を発生する。この鋸歯状波の発生に
よってパルス変換手段４６の出力端子■から第５図Ｆに
示す矩形波が出力される。この矩形波は一定のパルス幅
τを有し、周期が変化する信号となっている。つまり一
定のパルス幅τを有し平滑コンデンサ６の電圧Ｊ’＋Ｑ
・の変化に追従して徐々に周波数が高くなる変化を呈す
る。

よって、平滑コンデンサ６の充電電圧が低い間はスイッ
チング素子４は低い周波数で断続制御され、平滑コンデ
ンサ６の充電電圧Ｗ　Ｏ：’−が上昇するに従ってスイ
ッチング素子４のスイッチング周波数が上昇する。この
周波数変化によってスイッチング素子４を流れる電流↓
ｓ、　４ｋＳ、　４ｅの平均値は一定値ＩＯを維持する
。この結果、平滑コンデンサ６の充電電圧：Ｅｄは一定
の増加率で上昇することになる。

このよ５にして周波数変調方式によってスイッチング素
子４を断続制御してもスイッチング式電源回路２は定電
流電源として動作し、間欠的に電力を消費する特性の負
荷３を接続しても直流供給源１の電圧変動を抑えること
ができる。

また、この周波数変調方式の場合も検出手段３１は平滑
コンデンサ６の充電電圧が予定値に達するまではパルス
変換手段４６が動作することを許し、平滑コンデンサ６
の充電電圧が予定値に達するとパルス変換手段４６が動
作することを禁止し、スイッチング素子４をオフの状態
に制御するように動作する点は第１図の実施例と同じで
ある。

上述の周波数変調方式ではパルス幅τを一定値に保持し
、その繰り返し周期を変化させる方式の周波数変調方式
を説明したが、第４発明で提案するように周期及び周期
内のオン時間の双方を変化させ、つまりオン、オフ比を
一定に保った状態で周波数だけを変化させる周波数変調
方式を採る実施例も考えられる。

また、断続率の変化をパルス幅変調と周波数変調とを一
つに組み合わせたものによって構成することもできる。

更に、上記の断続率の変化を行うための制御と上記の断
続動作を起動・停止させるための制御とを一つの回路で
行わせるように構成することもできる。

また、上述では負荷３が間欠的に大きな電力を消費する
形式の場合を説明し゛たが、不定周期で脈動的に電力を
消費する形式の負荷にも一定電流を供給する電源として
使用することもできる。

また、上述では検出手段３１と第１制御手段１６及び第
４図の実施例ではパルス変換回路４６を別々に構成した
例を説明したが、例えば自走マルチバイブレータ等を使
うことによって一つの回路によって構成することも可能
である。

第６図にこの出願の第５発明で提案した第３制御手段を
付加した実施例を示す。

図中５１）は第３制御手段を示す。この第３制御手段５
０は平滑コンデンサ６の充電電圧を分圧して取り出す、
抵抗器５１，５２．５３と、抵抗器５３の一端に取り出
される分圧電圧がペースに与えられ、平滑コンデンサ６
の定電電圧の上昇に応じて抵抗値が小さくなるように制
御されるトランジスタ５４と、トランジスタ５４と直列
接続され、トランジスタ５４の抵抗値の変化に対応した
電圧を発生する抵抗器５５と、この抵抗器５５に発生し
た電圧を第１制御手段１５に与える抵抗器５６と、トラ
ンジスタ５４と並列接続され、このトランジスタ５４の
抵抗値の変化率を所望の変化率に設定するための抵抗器
５７とによって構成することができる。

トランジスタ５４のコレクタは正極電圧源Ｖｃｃに接続
され、平滑コンデンサ６の充電電圧が上昇するに伴って
抵抗器５５に正方向に増加する補正電圧ΔＥを発生させ
る。

この補正電圧ΔＥは抵抗器５６を通じて第１制御手段１
５の例えば比較電圧Ｅに加算する。この結果、電圧比較
器２２の比較電圧Ｅは第７図Ｃに示すようにＥ＋ΔＥと
なり平滑コンデンサ６の充電電圧が上昇するのに伴って
漸次大きくなる方向に補正される。

この補正によってコンデンサ２１に発生する鋸歯状波３
６，３７．３８は第７図Ｃに点線で示すようにわずかず
つ時間が延長され、よってフリップフロップ２４から出
力される矩形波３９のパルス幅も第７図りに示すように
Ｔ１＋ΔＴｌ、Ｔ２＋ΔＴ２゜Ｔ３＋ΔＴａ、・・・・
・・のよ５に補正され、スイッチング素子４０オン時間
がΔＴ１．ΔＴ２．　ΔＴ３・・・・・・ずつ増加する
方向に修正される。

この修正量は第７図から明らかなように時間の経過と共
に増加する傾向を呈し、充電期間の全体を見ると、はソ
直線的に平滑コンデンサ６の充電電圧の上昇が速められ
る。

この補正が必要な理由は以下の２点が考えられる。

（イ）　この定電流電源回路の動作としては、平滑コン
デンサ６の充電電圧が上昇するに伴ってチョークコイル
５の両端に掛る電位差は漸次小さくなり、電流が流れ難
くなる傾向にある。

にもかかわらず、平滑コンデンサ６に対して定電流を流
し続けようとするが、チョークコイル５に掛る電位差が
ますます小さくなるため、定電流を流し続けることが難
かしい状況となる。

このため、この第３制御手段５０を付加しない場合に、
平滑コンデンサ６の充電電圧が予定値に達しないままス
イッチング素子４がオフになってしまう誤動作が起きた
。

このために、この第５発明では平滑コンデンサ６の充電
電圧が上昇するに伴って電圧比較器２２の比較電圧Ｅに
補正電圧ΔＥを加え、この補正電圧ΔＥを漸次上昇させ
てスイッチング素子４０オン時間を長くする方向に補正
し、充電電流の低下を補正するように構成したものであ
る。

（ロ）一方、スイッチング素子４としてトランジスタを
用いた場合、トランジスタはよく知られているようにオ
ンの状態からオフに戻るとき遅れ時間（ストレージタイ
ムＴＤ）を持つ。このストレージタイムＴＤはオンして
いる時間の長さに関係なく一定であるため、ストレージ
タイムＴＤの影響は充電期間ＴＡの初期において太きい
。

このため充電期間ＴＡの初期の状態に合わせて平滑コン
デンサ６の充電電圧の上昇特性を設定すると、充電期間
ｎの後期では充電電圧の上昇率が小さくなり、電圧の上
昇速度が遅くなる傾向となる。

この遅れを補正するために電圧比較器２２の比較電圧Ｅ
に補正電圧ΔＥを加え、充電期間ｎの後期に向かうに従
って漸次スイッチング素子４のオン時間を延長させ、補
正するものである。

なお、第Ｃ図に示した実施例では第３制御手段５０の他
に負荷３が短絡された場合にスイッチング素子４をオフ
に制御し、スイッチング素子４を保護する保護回路６０
を設けている。

この保護回路６０は負荷３０両端に発生する電圧を検出
するトランジスタ６１と、このトランジスタ６１がオン
のときオフに保持され、駆動トランジスタ８０ベースを
共通電位から解放するトランジスタ６２とによって構成
することができる。

この保護回路６０を設けたことによって負荷３０両端の
電圧、つまり負荷３が短絡されて平滑コンデンサ６の充
電電圧が全くゼロになった場合はトランジスタ６１がオ
フとなり、トランジスタ６２がオンとなって駆動トラン
ジスタ８０ベースを共通電位に落し、駆動トランジスタ
８をオフの状態に制御する。

この結果、負荷３が短絡された場合、スイッチング素子
４はオフの状態に制御され、スイッチング素子４に過電
流が流れて破損することを防止する。

なお、負荷３が間欠的に動作し、平滑コンデンサ６に蓄
えられた電荷を消費するときは平滑コンデンサ６の電荷
は全て放出されることはなく、トランジスタ６１をオン
の状態に維持させる程度の電圧は残される。

ところで、この保護回路６０を設けたことによって電源
投入時に起動しない不都合が起きる。

このため、この実施例では起動回路７０を設けている。

この起動回路７０はダイオード７１と、抵抗器７２とに
よって構成することができ、抵抗器７２を通じてダイオ
ード７１のアノードに正極電圧Ｖｃｃを与え、ダイオー
ド７１を通じて平滑コンデンサ６にわずかな充電電流を
流す。

電源投入時に平滑コンデンサ６の充電電圧はゼロとなっ
ているが、電源を投入することによって他の電源から正
極電源Ｖｃｃが与えられるから、この正極電源Ｖｃｃか
ら平滑コンデンサ６に充電電流が流れ、充電電圧を上昇
させる。

平滑コンデンサ６の充電電圧がある値に達すると、保護
回路６０を構成するトランジスタ６１がオンとなり、ト
ランジスタ６２をオフに制御する。

トランジスタ６２がオフになること如よって駆動トラン
ジスタ８１ベースは共通電位から解放され、オン、オフ
動作が可能となってスイッチング素子４０オン、オフ駆
動を開始する。

「発明の効果」 以上説明したように、この発明によれば一時に大きな電
力を消費する負荷に対し、負荷が大きな電力を消費し平
滑コンデンサに充電していた電荷が一時に放出されたと
しても、直流供給源と平滑コンデンサとの間の電位差に
比例した電流が流れるのを制限し、平滑コンデンサに対
して平均して一定の電流を与えて充電するから直流供給
源より無理に大きな電流を引き出すことはない。

従って、直流供給源１の電圧を大きく変動させることは
ないから、直流供給源１に他の回路を負荷とし又接続し
ていても他の回路に電源電圧の変動を与えるおそれはな
い。

また、この発明では検出手段３１と第２制御手段１６を
設け、平滑コンデンサ６の充電電圧がポテンショメータ
３５から出力される基準電圧によって決まる予定値に達
すると、スイッチング素子４のオン、オフ動作を停止さ
せる構造としたから基準電圧を任意の値に設定すること
によって平滑コンデンサ６の充電終了電圧を直流供給源
１の電圧より低い任意の電圧に選定することができる。

よって、超音波発生器の電源として用いることにより超
音波の発生電力を自由に調整することができ、他の方法
によって超音波の発生エネルギを調整する場合と比較し
て安価に作ることができる。

しかもこの発明では、平滑コンデンサの充電電圧を検出
し、この充電電圧の変化に追従して定電流を流すように
制御する構造としたから、負荷への電流供給路に電流検
出用抵抗器を直列に接続する必要がない。このためにス
イッチング電源回路２において損失の発生を小さ（する
ことができ効率のよい電源回路を提供することができる
。

更に、この出願の特に第５発明によれば、平滑コンデン
サ６に対する充電電流の増加率を直線化するように補正
したから、平滑コンデンサ６の充電電圧の上昇が予定値
に達する前で停止するような誤動作が起きることが阻止
され、信頼性の高い電源装置を提供することができる。

なお、上述では負荷としてレーダあるいは魚群探知装置
の発信器を例示したがその他に、例えば点滅を繰り返す
白熱球、ネオン灯の電源等としても用いることができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を説明するだめの接続図、
第２図は第１図の動作を説明するための波形図、第３図
は第１図に示した実施例を更に具体化した具体例を示す
接続図、第４図はこの発明の他の実施例を示す接続図、
第５図は第４図に示した実施例の動作を説明するための
波形図、第６図はこの出願の第５発明の詳細な説明する
ための接続図、第７図は第６図に示した実施例の動作を
説明するための波形図、第８図は従来技術の欠点を説明
するための波形図、第９図は従来のスイッチング式定電
流電源の回路構造を説明するだめの接続図である。 １：直流供給源、２ニスイツチング式電源回路、３：負
荷、４ニスイツチング素子、５：チョークコイル、６：
平滑コンデンサ、７：ダンパーダイオード、８：駆動ト
ランジスタ、１に制御回路、１４：電圧検出手段、１５
：第１制御手段、１６：第２制御手段、１８ニトリガク
ロツク、１９：鋸歯状波発生用ＰＮＰ型トランジスタ、
２１：充放電コンデンサ、２２：電圧比較器、２３：放
電用トランジスタ、２４：第２制御手段を構成するフリ
ップフロップ、２６：第２制御手段を構成する駆動回路
、２９．３０＝第２制御手段を構成する出力トランジス
タ、４５：電圧−周波数変換手段、４６：パルス変換手
段、５０：第３制御手段。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流供給電源から与えられる電圧をスイッチング
   素子によりオン、オフし、このオン、オフ動作によって
   得られる電流をチョークコイルを介して平滑コンデンサ
   に与え、平滑コンデンサに蓄えられた電荷を、間欠的に
   電力を消費する負荷に与えるように構成されたスイッチ
   ング電源装置において、 ａ、上記平滑コンデンサに蓄えられた充電電圧を基準電
   圧と比較し、上記充電電圧が予定値に達しているか否か
   を検出して出力する検出手段と、 ｂ、上記スイッチング素子をオン、オフ駆動する駆動信
   号を発生し、上記平滑コンデンサの充電電圧の変化に追
   従して上記スイッチング素子に与える駆動信号のオン、
   オフ比を変化させ、上記平滑コンデンサを充電する電流
   の平均値を一定値に維持させる制御を行う第１制御手段
   と、 ｃ、上記検出手段が上記平滑コンデンサの充電電圧が予
   定値に達していない状態を検出している間、上記第１制
   御手段の駆動信号の発生を維持させ、上記平滑コンデン
   サの充電電圧が予定値に達したとき、上記第１制御手段
   の駆動信号の発生を停止させ、上記スイッチング素子を
   オフに制御する第２制御手段と、 を具備する事を特徴とする定電流スイッチング電源装置
   。
2. （２）第１制御手段は一定周期のオン、オフ駆動信号を
   発生し、このオン、オフ駆動信号の各周期内におけるオ
   ン、オフ時間比を上記平滑コンデンサの充電電圧の変化
   に追従して変化させ、上記平滑コンデンサに与える充電
   電流の平均値が一定値となるように制御する制御手段と
   したことを特徴とする請求項１記載の定電流スイッチン
   グ電源装置。
3. （３）第１制御手段は周期内のオン時間が一定なオン、
   オフ駆動信号を発生し、このオン、オフ駆動信号の各周
   期内のオン、オフ周期を上記平滑コンデンサの充電電圧
   の変化に追従して変化させ、上記平滑コンデンサに与え
   る充電電流の平均値が一定値となるように制御する制御
   手段としたことを特徴とする請求項１記載の定電流スイ
   ッチング電源装置。
4. （４）第１制御手段は上記平滑コンデンサの充電電圧の
   変化に追従してオン、オフ周期及びその周期内のオン時
   間の双方が変化するオン、オフ駆動信号を発生し、この
   オン、オフ駆動信号によって上記平滑コンデンサに与え
   る充電電流の平均値が一定値となるように制御する制御
   手段とした請求項１記載の定電流スイッチング電源装置
   。
5. （５）上記第１制御手段に付加され第１制御手段の制御
   特性を起動時点から漸次変化させ、平滑コンデンサに与
   える充電電流の増加率を安定化するように制御する第３
   制御手段を設けたことを特徴とする請求項１、２、３ま
   たは４記載の定電流スイッチング電源装置。