JPH01155506A - 周波数変調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は非安定マルチバイブレータを用いた周波数変調
回路に関する。

〔発明の概要〕

本発明は、非安定マルチバイブレータを備え、その非安
定マルチバイブレータの制御電流を変調、　　信号電圧
に応じて可変することにより発振周波数を制御して、周
波数変調された出力信号を得るよＩ　　゛うにした周波
数変調回路において、電圧比較回路によって、基準端子
の電位及び基準電位源の電位ｉ　　を比較し、その比較
出力に応じて、制御回路によって、基準端子の電位を、
基準電位源の電位と等−シ＜成るように制御し、変調信
号入力端子及び基！　　準端子間にインピーダンス素子
を接続し、制御回路よりの信号によって制御され、イン
ピーダンス素子に流れる電流に比例する電流を発生する
電流発生回路を設け、この電流発生回路の出力電流によ
って、非安定マルチバイブレータを制御するようにした
ことにより、変調信号の電圧−電流変換特性の直線性が
良く、精度が高く成るようにしたものである。

〔従来の技術〕

以下に、ＶＴＲの記録系で用いられている従来の周波数
変量回路について説明する。この周波数変調回路は、変
調信号電圧としての映像信号電圧（輝度信号電圧）を、
電圧−電流変換回路によって変調信号電流に変換し、そ
の変調信号電流に応じて、非安定マルチバイブレータの
制御電流を制御するようにしたものである。

先ず、第３図を参照して、従来の非安定マルチバイブレ
ータ（エミッタ結合型非安定マルチバイブレータ）につ
いて説明する。この非安定マルチバイブレータは、半導
体集積回路で構成されている。（１）、（２）は交互に
オンオフするＮＰＮ形トランジスタで、その各エミッタ
間にコンデンサ（その容量をＣとする）（３）が接続さ
れる。

トランジスタ（１）、（２）の各エミッタは、人夫互い
に等しい定電流の定電流源（その定電流をＩ　ｏ　／　
２とする）（１１）、（１２）を通じて接地される。そ
して、この定電流源（１１）、（１２）の各定電流１　
ｏ　／　２を、変調信号によって変調するようにする。

（９）、（１０）はバッファ用のＮＰＮ形トランジスタ
で、トランジスタ（９）、（１０）の各ベースが、夫々
トランジスタ（１）、（２）のコレクタに接続され、各
コレクタが電源（その電圧をＶｃｃとする）＋Ｂに接続
され、その各エミッタが夫々互いに等しい定電流の定電
流源（１３）、（１４）を通じて接地される。

そして、トランジスタ（９）、（１０）の各エミッタか
ら、被ＦＭ変調映像信号が取り出される。

（４）、（５）はＮＰＮ形トランジスタで、トランジス
タ（１）、（２）を飽和させないようにして、非安定マ
ルチバイブレータの動作を速くするためのものである。

トランジスタ（４）、（５）の各エミッタが、夫々トラ
ンジスタ（１）、（２）のコレクタに接続され、その各
コレクタが電源子Ｂに接続される。（６）はダイオード
接続のＮＰＮ形トランジスタで、そのコレクタ及びベー
スが電源子Ｂに接続され、゛そのエミッタが夫々抵抗値
の等しい抵抗器（その抵抗値をＲとする）（７）、（８
）を通じて、トランジスタ（４）、（５）のエミッタに
接続される。（１７）は、トランジスタ（４）、（５）
のベースにバイアス電圧Ｖｃｃ−Ｖｒを与える抵抗電圧
分圧器で、電源子Ｂ及び接地間に直列接続された抵抗器
（１５）、（１６）から構成され、その接続中点がトラ
ンジスタ（４）、（５）の各ベースに接続される。

この非安定マルチパイプレークの発振周波数Ｆ。

は次式の如く表される。

Ｆｏ　＝　Ｉｏ　／　４　Ｖａｂ−に こで、Ｖａｂは、非安定マルチパイプレークの反転直前
のトランジスタ（１）、（２）の各エミッタａ、ｂ間の
電圧を示す。この電圧Ｖａｂは、抵抗器（１５）の両端
の降下電圧Ｖｒに近似した電圧である。

次に、変調信号電圧を、電流に変換する電圧−電流変換
回路の従来例の２例を、説明する。先ず、第４図の従来
例を説明する。この第４図では、第３図で説明した定電
流源（１１）、（１２）が抽出して示されている。これ
ら定電流源（１１）、（１２）を構成するトランジスタ
（２１）、（２３）に対し、非安定マルチバイブレータ
と同じ半導体集積回路内の回路として、ダイオード接続
のＮＰＮ形トランジスタ（７１）が設けられ、そのベー
スがトランジスタ（２１）、（２３）の各ベースに接続
され、そのエミッタが抵抗器−（７２）を通じて接地さ
れて、カレントミラー回路（７３）が構成される。

そして、外付は回路として、次の構成の回路が設けられ
る。ＮＰＮ形のトランジスタ（７４）が設けられ、入力
端子（７５）からの変調信号電圧が、トランジスタ（７
４）のベースに供給され、そのコレクタに負荷抵抗器（
７７）が接続されると共に、そのコレクタが抵抗器（７
６）を通じて、カレントミラー回路（７３）のトランジ
スタ（７１）のコレクタに接続される。そして、カレン
トミラー回路（７３）の各トランジスタ（７１）、（２
１）、（２３）に同じ変調信号電流が流される。

次に、第５図の従来例を説明する。カレントミラー回路
（７３）は、第４図と同じである。第３図の非安定マル
チバイブレータと同じ半導体集積回路内の回路として、
次の回路が設けられる。

ＮＰＮ形のトランジスタ（８９）、（８６）が設けれる
。入力端子（７５）からの変調信号が、トランジスタ（
８９）のベースに供給される。トランジスタ（８９）、
（８６）の各エミッタ間に抵抗器（８９）が接続される
。トランジスタ（８６）のベースは、基準電源（８７）
を通じて接地される。

外付は回路として、次の回路が設けられる。

ダイオード接続のＰＮＰＮ上形ンジスタ（８２）及びＰ
ＮＰＮ上形ンジスタ（８４）から成るカレントミラー回
路（８１）が設けられる。トランジスタ（８２）、（８
４）の各エミッタには、夫々抵抗器（８３）、（８５）
が接続される。そして、トランジスタ（８２）のコレク
タが、トランジスタ（８６）のコレクタに接続され、ト
ランジスタ（８４）のコレクタが、トランジスタ（７１
）のコレクタに接続される。そして、カレントミラー回
路（８１）のトランジスタ（８２）、（８４）及びカレ
ントミラー（７３）のトランジスタ（７１）、（２１）
、（２３）に同じ変調信号電流が流される。

〔発明が解決しようとする問題点〕

−第４図及び第５図の従来の周波数変調回路の電圧−電
流変換回路は、トランジスタのエミッタ抵抗’ｒｅ　＝
　（ｋＴ／ｑ）　　・　（１／ＩＥ　）が温度によって
変化するため、電圧−電流変換の直線性が悪い。

更に、第５図の電圧−電流変換回路では、ＰＮＰＮ上形
ンジスタを用いているため、トランジション周波数が低
く成ると言う欠点がある。

かかる点に漏み、本発明は変調信号の電圧−電流変換特
性の直線性が良く、精度の高い周波数変調回路を提案し
ようとするものである。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、非安定マルチバイブレータを備え、その非安
定マルチバイブレータの制御電流を変調信号電圧に応じ
て可変することにより発振周波数を制御して、周波数変
調された出力信号を得るようにした周波数変調回路にお
いて、基準端子Ｐ及び基準電位源（１１２）と、基準端
子Ｐの電位及び基準電位源（１１２）の電位を比較する
電圧比較回路（９−０）と、この電圧比較回路（９０）
の比較出力に応じて、基準端子Ｐの電位を、基準電位源
（１１２）の電位と等しく成るように制御する制御回路
（９１）と、変調信号電圧が供給される変調信号入力端
子（７５）と、その変調信号入力端子（７５）及び基準
端子Ｐ間に接続されたインピーダンス素子（１２３）と
、制御回路（９１）よりの信号によって制御され、イン
ピーダンス素子（１２３）に流れる電流に比例する電流
を発生する電流発生回路（１２８）とを有し、その電流
発生回路＜１２８）の出力電流によって、非安定マルチ
バイブレータを制御するようにしたものである。

〔作用〕

かかる本発明によれば、電圧比較回路（９０）によって
、基準端子Ｐの電位及び基準電位源（１１２）の電位を
比較し、その比較出力に応じて、制御回路（９１）によ
って、基準端子Ｐの電位を、基準電位源（１１２）の電
位と等しく成るまうに制御する。制御回路　（９１）の
制御によって、電流発生回路（１２８）に、インピーダ
ンス素子（１２３）に流れる電流に比例する電流を発生
させ、この電流発生回路　（１２８）の出力電流によっ
て、非安定マルチバイブレータを制御するようにする。

〔実施例〕

以下に、図面を参照して、本発明による周波数変調回路
の実施例を説明する。ここでは、ＶＴＲの記録系に設け
られ、映像信号（輝度信号）を周波数変調する周波数変
調回路に、本発明を通用した場合である。

先ず、第２図を参照して、この周波数変調回路の非安定
マルチバイブレータの部分を説明する。

尚、第２図において、第３図と対応する部分には同一符
号を付して説明する。この非安定マルチバイブレータは
、半導体集積回路で構成されたエミッタ結合型非安定マ
ルチバイブレータである。

ＡＭＢは非安定マルチバイブレータ本体を示し、以下こ
れについて説明する。（１）、（２）は交互にオンオフ
するＮＰＮ形トランジスタで、その各エミッタ間にコン
デンサ（その容量をＣとする）（３）が接続される。ト
ランジスタ（１）、（２）の各エミッタは、夫々互いに
等しい定電流の定電流源（その定電流をｉ　ｏ　／　２
とする）（１１）、（１２）を通じて接地される。これ
ら定電流源（１１）、（１２）は、夫々ＮＰＮ形トラン
ジスタ（２１）、（２３）及びその各エミッタに接続さ
れた抵抗器（２２）、（２４）から構成される。

そして、端子（２５）からの映像信号が、抵抗器（２６
）を通じて、夫々トランジスタ（２１）、（２３）の各
ベースに供給されて、その定電流Ｉ　ｏ　／　２が同時
にその映像信号に基づいて変化せしめられ、これによっ
て、発振周波数が変化せしめられる。これら定電流源（
１１）、（１２）にて電流発生回路（１２８）を構成す
る。

（９）、（１０）はバッファ増幅器で、トランジスタ（
１）のコレクタがバッファ増幅器（９）を通じて、トラ
ンジスタ（２）のベースに接続され、トランジスタ（２
）のコレクタがバッファ増幅器（１０）を通じて、トラ
ンジスタ（１）のベースに接続される。

そして、トランジスタ（１）、（２）の各コレクタから
、被ＦＭ変調映像信号が取り出される。

（４）、（５）はＮＰＮ形トランジスタで、トランジス
タ（１）、（２）を飽和させないようにして、非安定マ
ルチバイブレータの動作を速くするためのものである。

トランジスタ（４）、（５）の各エミッタが、夫々トラ
ンジスタ（１）、（２）のコレクタに接続され、その各
コレクタが電源＋Ｂ（その電圧をＶｃｃとする）に接続
される。そして、電源子Ｂが、夫々抵抗値の等しい抵抗
器（その抵抗値をＲとする）　（７）、（８）を通じて
、トランジスタ（４）、（５）のエミッタに接続される
。以上が、非安定マルチバイブレータ本体ＡＭＨの構成
である。

（４１）はＮＰＮ形の制御用トランジスタで、そのコレ
クタが電源子Ｂに接続され、そのベースが、トランジス
タ（４）、（５）の各ベースに接続される。そして、ト
ランジスタ（４１）のエミッタが、外付けの抵抗器（４
２）を通じて接地される。

次に、レベル比較回路ＬＣＰについて説明する。

このレベル比較回路ＬＣＰは、トランジスタ（４１）の
エミッタの電圧がＶｃｃ−Ｖｒと成るようにトランジス
タ（４）、（５）及び（４１）の各ベースの電圧Ｖｘを
制御する回路である。因に、この電圧Ｖｘは次式のよう
に表される。

Ｖｘ−Ｖｃｃ−Ｖｒ＋ （ｋ　Ｔ／　ｑ）　ｉ　ｎ　（Ｉ　ｘ／　ｌ５ｓ）ここ
で、ｌｘはトランジスタ（４１）のエミッタ電流、Ｉｓ
ｓはこのトランジスタ（４１）のコレクタ飽和電流を示
す。

（４３）、（４４）は、レベル比較回路ＬＣＰの主たる
トランジスタとしてのＮＰＮ形トランジスタである。（
６５）は、トランジスタ（４４）のベースにＶｃｃ−Ｖ
ｒの基準電圧を与えるための抵抗電圧分圧器で、電源子
Ｂ及び接地間に直列接続された抵抗器（６６）、（６７
）から構成され、その接続中点がトランジスタ（４４）
のベースニ接続される。そして、トランジスタ（４３）
のベースが、トランジスタ（４１）のエミッタに接続さ
れる。トランジスタ（４１）のコレクタ・ベース間には
、抵抗器（６０）及びコンデンサ（６１）の並列回路が
接続される。（６２）、（６３）はダイオードで、ダイ
オード（６２）のカソードが電源子Ｂに接続され、その
アノードがトランジスタ（４１）のベースに接続され、
ダイオード（６３）のカソードが電源子Ｂに接続され、
そのアノードがトランジスタ（４１）のエミッタに接続
される。

（４５）はカレントミラー回路で、ダイオード接続のＰ
ＮＰ形トランジスタ（４６）及びＰＮＰ形トランジスタ
（４７）から構成される。そして、トランジスタ（４６
）、（４７）の各エミッタが電源子Ｂに接続され、トラ
ンジスタ（４６）のベースが、トランジスタ（４３）、
（４４）の各コレクタに接続される。

トランジスタ（４３）、（４４）の各エミッタが、夫々
ＰＮＰ形トランジスタ（４８）、（４９）のエミッタに
接続される。トランジスタ（４８）、（４９）の各コレ
クタが、カレントミラー回路（５０）を構成するＮＰＮ
形トランジスタ（５１）及びダイオード接続のＮＰＮ形
トランジスタ（５２）の各コレクタ・エミッタ間を通じ
て接地される。

又、（５３）はカレントミラー回路で、ダイオード接続
のＮＰＮ形トランジスタ（５５）並びにＰＮＰ形トラン
ジスタ（５４）及びそのエミッタに接続された抵抗器（
５６）から構成される。そして、トランジスタ（５６）
のコレクタが、トランジスタ（４７）のコレクタ及びト
ランジスタ（４８）、（４９）のベースに接続され、エ
ミッタは抵抗器（５６）を通じて接地される。トランジ
スタ（５５）のコレクタは、抵抗器（５７）を通じて電
源子Ｂに接続され、そのエミッタは接地される。

ＮＰＮ形トランジスタ（５８）、（５９）が設けられ、
トランジスタ（５８）のコレクタが電源子Ｂに接続され
、そのエミッタがトランジスタ（５９）のベースに接続
され、そのベースがトランジスタ（５１）のコレクタに
接続される。トランジスタ（５９）のコレクタがトラン
ジスタ（４１）のベースに接続されると共に、外付はコ
ンデンサ（６４）を通じて接地され、そのエミッタが接
地される。

この非安定マルチバイブレータの発振周波数Ｆ。

は次式の如く表される。

Ｆｏ　＝　ＩＯ／　４　Ｖａｂ−に こで、Ｖａｂは、非安定マルチバイブレータの反転直前
のトランジスタ（１）、（２）の各エミッタａＳｂ間の
電圧を示す、この電圧Ｖａｂは、抵抗器（１５）の両端
の降下電圧Ｖｒに近似した電圧である。次に、この周波
数Ｆｏを表す式中のＶａｂを導出する。ここでは、トラ
ンジスタ（１）がオン、トランジスタ（２）がオフの状
態から、その逆の状態に切り替わる寸前の各部の電圧を
求め、それから電圧Ｖａｂを求める。尚、以下の式で、
Ｉｓｓはトランジスタ（１）、（２）、（４）、（５）
の飽和コレクタ電流、αはトランジスタ（１）、（２）
、（４）、（５）のベース接地電流増１幅率、ＩＥｌは
トランジスタ（１）、（４）のエミッタ電流、Ｉ　［２
はトランジスタ（２）、（５）のエミッタ電流（微少電
流）である。

先ず、トランジスタ（１）、（２）の各コレクタｃ、、
ｄの電圧Ｖｃ、Ｖｄを求める。

Ｖｃ＝Ｖｘ　−（ｋＴ／ｑ）　　ｌｎ　　（（αｆｉｔ
−Ｖｒ／Ｒ）／ｌ５ｓ） Ｖｄ−Ｖｃｃ−Ｒ−αＩＥ２ 次に、トランジスタ（１）、（２）の各エミッタａ、ｂ
の電圧Ｖａ、Ｖｂを求める。

Ｖａ＝Ｖｄ−（ｋＴ／ｑ）ｉｎ　（ＩＥＩ／１３３）＝
Ｖｃｃ−Ｒ・ｔＸ　Ｉ　Ｅ２−　（ｋ　Ｔ／　ｑ）　　
・ｉ　ｎ　（Ｉ　Ｅｌ／　ｌ５ｓ） Ｖｂ＝Ｖｃ−（ｋＴ／Ｑ）ｊ２ｎ　（ＩＥ２／ｌ３Ｓ）
＝Ｖｘ−（ｋＴ／ｑ）Ｊｎ　（（αｅｐｔ−Ｖｒ／Ｒ）
／ｌ５ｓ）−（ｋＴ／ｑ）　　・Ｉｔ　ｎ　（Ｉ　Ｅ２
／　Ｉ　５ｓ） ＝Ｖｃｃ−Ｖｒ＋　（ｋＴ／ｑ）− １１ｎ　（Ｉ　ｘ／　ｌ５ｓ）　＝（ｋＴ／　ｑ）　　
・ｊ！ｎ（（αＩＥＩ−Ｖ　ｒ／Ｒ）　／　ｌ５ｓ）　
−（ｋＴ／　ｑ）ｉ　ｎ　（ＩＥ２／１３り従って、Ｖ
ａｂは次式の如く表される。

Ｖａｂ＝Ｖａ−Ｖｂ ＝Ｖｃｃ−Ｒ・αＩＥ２−（ｋＴ／ｑ）　　・ｉｎ　（
ＩＥＩ／ｌ５３）−Ｖｃｃ＋Ｖｒ−、（ｋＴ／　Ｑ）　
　・１２　ｎ　（Ｉ　ｘ／　ｌ５ｓ）　＋（ｋＴ／ｑ）
＃　ｉｎ　　（（αＩＨＩ　　Ｖｒ／Ｒ）　　／　ｌ５
ｓ）　　＋ （ｋＴ／ｑ）１　ｎ　　（ＩＥ２／　１ｓｓ）＝Ｖ　ｒ
−Ｒ・ａ　ＩＥ２＋　　（ｋＴ／ｑ）　　１ｉ　ｎ　　
（Ｃａ　ＩＥＩ−Ｖ　ｒ／Ｒ）／　１ｉｔ）−（ｋＴ／
ｑ）　　４１　ｎ　　（Ｉ　ｘ／　ＩＥ２）この電圧Ｖ
ａｂの第２項〜第４項は温度特性を有している。尚、第
２項が温度特性を有しているのは、αが温度特性を有し
ているからである。

従って、この電圧Ｖａｂ式の第４項のＩｘを適当な値に
することにより、この電圧Ｖａｂの温度特性を除去する
ことができる。このトランジスタ（４１）のエミッタ電
流Ｉｘは、抵抗器（４２）の抵抗値を選定することによ
って、適当値に設定することができる。

かかる非安定マルチバイブレータによれば、発振周波数
の温度特性を容易に除去できると共に、従来例のダイオ
ード接続のトランジスタ（６）は不要と成るので、電源
電圧の利用率を向上させることができる。

次に、第１図を参照して、実施例の周波数変調回路の電
圧−電流変換回路（その大部分は、第２図の非安定マル
チバイブレータと共通の半導体集積回路を構成している
）の部分について説明する。

Ｐは基準端子、（１１２）は基準電位源である。

基準端子Ｐは、ダイオード（１２２）のアノード・カソ
ード間を通じて電源子Ｂに接続される。

（９０）は、基準端子Ｐの電位及び基準電位源（１１２
）の電位を比較する電圧比較回路である。

（９１）は、この電圧比較回路（９０）の比較出力に応
じて、基準端子Ｐの電位を、基準電位源（１１２）の電
位と等しく成るように制御する制御回路である。尚、こ
の基準端子Ｐは、仮想接地と成る。

先ず、電圧比較回路（９０）について説明する。

（１１０）、（１１１）は、ＮＰＮ形トランジスタで、
その各コレクタは電源子Ｂに接続され、その各エミッタ
は、カレントミラー回路（９９）を構成するＮＰＮ形ト
ランジスタ（１０６）、（１０２）のコレクタ・エミッ
タ間及び抵抗器（１０７）、（１０３）を通じて接地さ
れる。尚、カレントミラー回路（９９）は、ＮＰＮ形ト
ランジスタ（１０２）、（１０４）、（１０６）、（１
０８）及びその各エミッタに接続された抵抗器（１０３
）、（１０５）、（１０７）、（１０９）並びにダイオ
ード接続のＮＰＮ形トランジスタ（１００）及びそのエ
ミッタに接続された抵抗器（１０１）から構成され、そ
の各トランジスタ（１００）、（ｌ　Ｏ２）、（１０４
）、（１０６）、（１０８）のベースは共通接続されて
いる。トランジスタ（１００）のコレクタは電源子Ｂに
接続され、エミッタは抵抗器（１０１）を通じて接地さ
れる。そして、トランジスタ（１１０）のベースが、基
準端子Ｐに接続され、トランジスタ（１１１）のベース
が、基準電位源（１１２）を通じて接地される。

（９２）、（９３）はＮＰＮ形トランジスタで、その各
エミッタが共通接続されると共に、カレントミラー回路
（９９）を構成するＮＰＮ形トランジスタ（１０４）の
コレクタ・エミッタ間及び抵抗器（１０５）を通じて接
地される。トランジスタ（９２）、（９３）の各コレク
タは、カレントミラー回路（９４）を構成するダイオー
ド接続のＮＰＮ形トランジスタ（９５）のコレクタ及び
ＮＰＮ形トランジスタ（９７）のコレクタに夫々接続さ
れる。トランジスタ（９５）、（９７）の各エミッタは
、夫々抵抗器（９５）、（９８）を通じて、電源子Ｂに
接続される。

次に、制御回路（９１）について説明する。

ＮＰＮ形のトランジスタ（１１５）が設けられ、トラン
ジスタ（１１５）のコレクタは電源子Ｂに接続され、ベ
ースがトランジスタ（９３）のコレクタに接続されると
共に、抵抗器（１１４）及びコンデンサ（１１３）の直
列回路を通じて電源子Ｂに接続される。トランジスタ（
１１５）のエミッタは、ダイオード（１１６）のアノー
ド・カソード間を通じて、カレントミラー回路（９９）
を構成するＮＰＮ形トランジスタ（１０８）のコレクタ
・エミッタ間及び抵抗器（１０９）を通じて接地される
。

又、ＮＰＮ形トランジスタ（１１７）が設けられ、その
コレクタが電源子Ｂに接続され、そのエミッタが抵抗器
（１２９）を通じて接地される。

ＮＰＮ形トランジスタ（１１８）が設けられ、そのコレ
クタが基準端子Ｐに接続され、そのエミッタが抵抗器（
１２０）を通じて接地される。そして、トランジスタ（
１１７）のエミッタが、抵抗器（１１９）を通じて、ト
ランジスタ（１１Ｂ）のベースに接続される。トランジ
スタ（Ｉ　Ｌ　７）のエミッタから端子（１２１）が導
出され、これが第２図の端子（２５）に接続される。

次に、基準端子Ｐに接続される外付は回路について説明
する。基準端子Ｐが、周波数変調回路の周波数偏移調整
用の可変抵抗器（１２３）を通じて、変調信号入力端子
（７５）に接続される。この変調信号入力端子（７５）
に供給される正極性の輝度信号のシンクチップは、基準
電位源（１１２）の電位と等しくされる。基準端子Ｐが
、輝度信号のホワイトビーク及びシンクチップの中間レ
ベルの変調周波数を調整するための可変抵抗器（１２４
）を通じて、直流電源（１２７）の正極に接続され、そ
の負極が接地される。基準端子Ｐがコンデンサ（１２５
）及び抵抗器（１２’６’）の直列回路を通じて接地さ
れる。

制御回路（９１）のトランジスタ（１１Ｂ）及び第２図
の電流発生回路（１２８）を構成するトランジスタ（２
１）、（２３）は、特性の揃ったトランジスタで、その
ベース・エミッタ間が並列関係にあり、その各ベースに
トランジスタ（１１７）のエミッタ出力が供給され、ト
ランジスタ（２１）、（２３）のコレクタ（エミッタ）
には、トランジスタ（１１８）のコレクタ（エミッタ）
電流〔抵抗器（１２３）に流れる電流に比例した電流〕
と同じ電流が流される。そして、この電流が変調信号電
流、即ち輝度信号電流と成る。

上述したように、基準端子Ｐは仮想接地となっており、
トランジスタ（１１０）のベース電流は無視し得る程度
に小さいものとすると、トランジスタ（１１８）のコレ
クタに流れる電流１　（１１８）は、次式のように表さ
れる。

Ｉ　（１１Ｂ）　　＝　（Ｖｃｃ　−Ｖｒｅｆ　）　／
　Ｒｃ　＋（Ｖｉｎ−Ｖｒｅｆ　）　／　Ｒｄ ここで、Ｖｃｃは電源子Ｂの電圧、Ｖ　ｒｅｆは基準電
位源（１１２）の電位、Ｒｃは抵抗器（１２４）の抵抗
値、Ｖｉｎは入力端子（７５）に供給される変調信号電
圧、Ｒｄは抵抗器（１２３）の抵抗値である。

次に、この電圧−電流変換回路の動作について説明しよ
う。トランジスタ（１１０）のベース電圧が高（成ると
、トランジスタ（９２）のベース電圧も高く成り、トラ
ンジスタ（９２）のコレクタ電流が増大する。トランジ
スタ（９２）のコレクタ電流が増大すると、トランジス
タ（９３）のコレクタ電流も増大し、これにより、トラ
ンジスタ（１１５）のベース電圧が高く成り、これによ
り、トランジスタ（１１７）のベース電圧も高く成り、
これにより、トランジスタ（１１８）のベース電圧も高
く成る。トランジスタ（１１Ｂ）のベース電圧が高く成
ると、トランジスタ（１１８）のコレクタ電流が増大し
、これにより、トランジスタ（１１０）のベース電圧の
上昇が阻止される。

このように、電圧−電流変換回路では、トランジスタの
ベース・エミッタ間電圧ＶＢＥによる温度特性の影響が
ないので、電圧−電流変換の直線性が良好と成る。ＰＮ
Ｐ形トランジスタを用いていないので、トランジション
周波数が高く成る。電圧比較回路（９０）に、制御回路
（９１）によって、強い負帰還が掛けられているので、
トランジスタのエミッタ接地電流増幅率り、い抵抗器の
抵抗値のバラツキがあっても、これが電圧−電流変換に
対し悪影響を及ぼす虞はない。従って、精度の高い周波
数変調回路を得ることができる。

〔発明の効果〕

上述せる本発明によれば、変調信号の電圧−電流変換特
性の直線性が良く、精度の高い周波数変調回路を得るこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の電圧−電流変換回路を示す回
路図、第２図は本発明の実施例の非安定マルチバイブレ
ータを示す回路図、第３図は従来の非安定マルチバイブ
レータを示す回路図、第４図は及び第５図は夫々従来の
電圧−電流変換回路を示す回路図である。 （９０）は電圧比較回路、（９１）は制御回路Ｐは基準
端子、（１１２）は基準電位源、（１２８）は電流発生
回路である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 非安定マルチバイブレータを備え、該非安定マルチバイ
   ブレータの制御電流を変調信号電圧に応じて可変するこ
   とにより発振周波数を制御して、周波数変調された出力
   信号を得るようにした周波数変調回路において、 基準端子及び基準電位源と、 上記基準端子の電位及び上記基準電位源の電位を比較す
   る電圧比較回路と、 該電圧比較回路の比較出力に応じて、上記基準端子の電
   位を、上記基準電位源の電位と等しく成るように制御す
   る制御回路と、 上記変調信号電圧が供給される変調信号入力端子と、 該変調信号入力端子及び上記基準端子間に接続されたイ
   ンピーダンス素子と、 上記制御回路よりの信号によって制御され、上記インピ
   ーダンス素子に流れる電流に比例する電流を発生する電
   流発生回路とを有し、 該電流発生回路の出力電流によって、上記非安定マルチ
   バイブレータを制御するようにしたことを特徴とする周
   波数変調回路。