JPS5922245B2

JPS5922245B2 - テイデンアツバイアスカイロ

Info

Publication number: JPS5922245B2
Application number: JP14547075A
Authority: JP
Inventors: 充利伊藤; 和夫小笠原
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1975-12-05
Filing date: 1975-12-05
Publication date: 1984-05-25
Also published as: JPS5268946A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は集積回路に適したバイアス回路、とくに定電流
トランジスタを駆動するための定電圧源に関するもので
ある。

従来のトランジスタを駆動する定電圧バイアス回路は種
々考案されているがその多くのものは単一電池電圧の如
き低電圧では全く動作不可能であるか、あるいは広い電
圧変動に対して良好な特性を維持できない。

第１図ａは従来最も一般的に使用されている定電流回路
の例である。１はダイオード接続の基準トランジスタで
あり、２、３は各各定電流トランジスタ、４は抵抗を示
す。

端子５に印加する電圧と抵抗４によりトランジスタ１の
エミッタ電流は決る。もしトランジスタ２｜３がトラン
ジスタ１と同一のエミッタ面積を有していれば、各トラ
ンジスタのエミッタ電流は同一になる。端子８の出力電
圧はトランジスタ１のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ０
に等しく、トランジスタ１のエミッタ電流をＩＥ４とす
るとよく知られているように次式であられされる。ＫＴ
１Ｅ１ＶＢＥ１＝−１ｎ−（１） ε ＩｓｌここにＩｓ、は飽和電流、にはボルツマン定数、εは電
子の電荷、Ｔは絶対温度である。

この回路では端子５の印加電圧が広範囲に変化するとＩ
Ｅ、も同じ割合で変化する。その変化は（１）式で見る
ごとくＶＢＥ、の変化をもたらし、端子８に接続された
トランジスタ２、３の電流もＶＢＥの指数函数的変動に
よりＩＥ、と同様に変化する。従つて電源電圧変動に対
する安定性は期待できない。また端子８から見た出力抵
抗は一般によく知られているごとくトランジスタ１の相
互コンダクタンスｇｍｌの逆数で与えられる。例えば常
温でトランジスタ１に１ｍＡ流しても出力抵抗は２６Ω
にしか机下しない。２．６Ω以下にするためには１０ｍ
Ａ以上電流を消費させねばならない。

これは電池により動作させる装置に使用するには余りに
大き過ぎる。端子８から見た出力抵抗が大きい場合の不
都合さは次のように説明できる。いまトランジスタ２が
ある増幅素子の能動負荷として使用された場合を考え、
かつその増幅素子が出力振幅を大きくとつた場合、当然
トランジスタ２のコレクタ端子６の電位も大きく変化す
る。このコレクタ電位の変動はベース幅変調効果により
ベース電極に伝達される。このベース電位の変動は端子
８の変動であるから、トランジスタ３のベース電位をも
変動させ、そのコレクタ電流が変動することになる。こ
のトランジスタ２および３の相互干渉の悪影響は、端子
８の出力抵抗が小さいほど少なくなる。従つて端子８の
出力抵抗は可能な限り小さいことが望ましいが、第１図
ａのごとき回路では消費電流が多くなり適当でない。第
１図ｂは従来から使用されている他のバイアス回路の回
路結線図である。

この回路では、トランジスタ１２のベースからエミツタ
を径て、トランジスタ１１のベースからコレクタと一巡
する強度の負帰還作用により、動作状態が安定化されて
いる。同回路でトランジスタ１２のコレクタ電流はトラ
ンジスタ１１のベース・エミツタ間電位差ＶＢＥｌｌ（
通常ほぼ０．７ボルト程度）とトランジスタ１２のエミ
ツタに接続された抵抗９の値の比で与えられる。トラン
ジスタ１１の電流は端子１５に印加される電圧からＶＢ
Ｅ，ｌ＋Ｖゎ，２を差し引いた値と抵抗１４の値の比で
与えられる。従つて端子１５の電圧が広範囲に変動すれ
ばトランジスタ１１の電流も同様に変動するが、そのＶ
ＢＥ，，は（１）式に見るごとく電流変動値の対数函数
的変化になり、ＶＢＥ！！の変動は抑制され、ほぼ０．
７ボルトからの変動は小さい。例えばトランジスタ１１
の電流が１０倍変動してもＶＢＥｌ，の変動は０．０６
ボルトである。前記の如く、トランジスタ１２の電流は
ＶＢＥ，ｌと抵抗９の比で与えられるので、その変動も
大幅に抑制される。

従つて、トランジスタ１３も同１２と同一素子寸法で、
抵抗１０の値が抵抗９と同一ならば、その電流値はトラ
ンジスタ１２のそれと同一になる。また端子１８から見
た出力抵抗は前記した強度の負帰還作用により、第１図
ａの場合と比べて、そのループ利得（ほぼ抵抗１４の値
とトランジスタ１１のエミツタ抵抗の比）分の一だけ小
さくなつている。従つて第１図ｂの回路は同ａの回路に
比べて特性上格段に安定でありすぐれているが、唯一の
欠点は端子１５に印加する電圧が必ず２×ＶＢＥ（ほぼ
１６４ボルト）以上なければならないことである。通常
は２ボルト以上であることが望ましい。従つて単一電池
で動作するような装置には使用不可能である。本発明の
目的は、低電圧源、例えば、１．３ボルトの単一電池で
使用でき、消費電流が小さく、電源電圧の広範囲な変動
に対して一定の出力電圧を確保できる定電圧バイアス回
路を提供することである。

本発明の他の目的は、出力インピーダンスの極めて小さ
な定電圧バイアス回路を提供することである。

換言すれば、相互間の干渉を最小限におさえつつ複数個
の定電流トランジスタを駆動することが可能な定電圧バ
イアス回路を提供することである。以下実施例をあげて
本発明の説明を行なう。

第２図は本発明の実施例を示す回路結線図である。図に
おいてトランジスタ１９のコレクタは抵抗２５を介して
印加電圧端子３１に接続され、またエミツタは共通端子
として接地されていて全体としてエミツタ接地型増幅回
路を形成している。トランジスタ２２はトランジスタ１
９とは反対導電型でありエミツタは端子３１に接続され
、コレクタは抵抗２７を介して接地されており、エミツ
タ接地型増幅回路を形成してトランジスタ２２のコレク
タはトランジスタ１９のベース電極に接続されている。
一方トランジスタ２０とトランジスタ２１は相互に反対
導電型であり、トランジスタ２０はトランジスタ１９と
、トランジスタ２１はトランジスタ２２とそれぞれ同一
導電型である。かつトランジスタ２０とトランジスタ２
１は共にコレクタ間が直列に接続されており、またトラ
ンジスタ２１のコレクタはベースと直結され、エミツタ
を陽極とするコレクタ・ベース接続のダイオードを形成
しており、このダイオードがトランジスタ２０のコレク
タ負荷となり端子３１との間に接続されている。また同
ダイオードの陰極はトランジスタ２２のベースに接続さ
れている。一方トランジスタ２０のエミツタは抵抗２６
を介して接地されており、ベースはトランジスタ１９の
コレクタに接続されている。前記の如き接続にすると、
トランジスタ２２のベースからはじまつて同コレクタを
とおりトランジスタ１９のベースへ、更にトランジスタ
１９のコレクタよりトランジスタ２０のベースをへて、
同コレクタ、即ちトランジスタ２２のベースへ帰る負帰
還回路が形成される。

かかるループにおけるループ利得を考えると、トランジ
スタ２２と同１９がエミツタ接地型増幅回路であるため
、かなりの高ループ利得が期待でき、強度の負帰還回路
が形成されている。したがつて各トランジスタの動作点
は非常に安定化されている。かかる安定化した状態では
、各トランジスタのベース電流を無視すると、トランジ
スタ２２のコレクタ電流は、トランジスタ１９のベース
・エミツタ間電圧ＶＢＥｌ９と抵抗２７の値の比で決定
されている。かつダイオード接続トランジスタ２１とト
ランジスタ２２のエミツタ面積が等しければ各々のコレ
クタ電流、即ちトランジスタ２０のコレクタ電流もトラ
ンジスタ２２のコレクタ電流も等しい。したがつてトラ
ンジスタ２１および２２の共通ベース端子２８と印加電
圧端子３１との間に各々ベース、エミツタを接続された
トランジスタ２３および２４のコレクタ電流も、トラン
ジスタ２１および２２と同一エミツタ面積ならば、各々
同様に等しくなる。またトランジスタ１９を流れる電流
は端子３１の電圧からＶＢＥ２Ｏと抵抗２６の両端の電
圧降下（通常０．１ボルト程度に設定される。）を差し
引いた値と抵抗２５の比で与えられる。したがつてこの
値は端子３１の印加電圧が広範囲に変化すれば、同じ割
合で変化する。しかしながら第１図ｂの回路に関して説
明したごとく、トランジスタ１９のベース・エミツタ間
電圧ＶＢＥｌ，はあまり変化せず、ほぼ一定のままであ
る。したがつてトランジスタ２２のコレクタ電流もほぼ
一定となる。よつてトランジスタ２３および２４のコレ
クタ電流も電源電圧変動に対して非常に安定化されてい
る。またこの回路を安定に動作させるための最低限の電
源電圧はトランジスタ２１のＶＢＥとトランジスタ２０
のコレクタ・エミツタ間電圧ＶＣＥと抵抗２６の両端電
圧降下ＶＲ２６の和であるから、約０．７＋０．１＋０
．１＝約０．９ボルトあればよい。上限値はトランジス
タの耐圧できまるので通常は最低でも７ボルト以上はあ
る。したがつて本回路構成によれば非常に広範囲の電源
電圧に対して動作可能である。次に端子２８から見た出
力抵抗を考えると、強度の負帰還ルーブにより、本質的
にダイオード接続トランジスタ２１のエミツタ抵抗（相
互コンダクタンスＧｍ２ｌの逆数）のループ利得分の一
になるので非常に小さくできる。

例えばトランジスタ２１（従つてトランジスタ２２も）
の電流が１００μＡとしてそのときのループ利得が約４
０ｄＢとすると、トランジスタ２１のエミツタ抵抗は２
６０Ωとなり、端子２８から見た出力抵抗は、そのルー
プ利得分の一、即ち１／１００となり、２．６Ωとなる
。第１図ａにおいてこの値を得るためには、１０ｍＡ流
さなければならない。これに比べると格段に消費電流を
少なくできる。実際にこの回路で４０ｄＢ程度のループ
利得を得るのは比較的容易であり抵抗２５に高抵抗、例
えば集積回路でよく使用されるピンチ抵抗を用いれば、
ループ利得を大きくするとともに消費電流を低減するこ
とができる。一般にピンチ抵抗は初期偏差が大きい（−
５０〜＋１００％）が、抵抗値がバラツイても、トラン
ジスタ２１および２２の電流値にさしたる影響がないの
は前述したとおりである。尚、コンデンサ３２は負帰還
ループの発振防止用であり、抵抗２６とともにループ回
路を安定化している。その容量値は各トランジスタの電
流値と必要とされるループ利得により異なるが、数ＰＦ
〜数１０ＰＦである。各トランジスタの電流をやや多く
して、かつ抵抗２６を大きく選んで、ループ利得を小さ
くしてやれば、コンデンサ３２は不必要の場合もある。
電源電圧が広範囲に変動してもコンデンサ３２の両端の
電位差はほぼＶＢＥｌ個分にたもたれるので、集積回路
化する場合にはＰ−Ｎ接合容量を用いることができ、余
り不都合は生じない。以上の説明はトランジスタ２３お
よび２４がＰＮＰの場合について述べたが、定電流トラ
ンジスタがＮＰＮの場合についても、第２図のトランジ
スタの導電型をすべて逆導電型にすれば、そのままあて
はまることは説明するまでもない。

かかるごとく、本発明によれば、単一電池電圧で動作し
、広範囲の電源電圧変動に対しても、ほぼ一定の出力電
圧を有し、かつ低電力で出力抵抗も十分に小さい定電圧
バイアス回路が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図ａおよびｂは従来の定電圧バイアス回路の代表例
を示す回路結線図、第２図は本発明の実施例を示す回路
結線図である。１，２，３，１１，１２，１３，１９，２０・・・・・
・ＮＰＮトランジスタ、２１，２２，２３，２４・・・
・・・・・・ＰＮＰトランジスタ、４，１４，９，１０
，２５，２６，２７・・・・・・抵抗、５，１５，３１
・・・・・・印加電圧端子、８，１８，２８・・・・・
・出力電圧端子、２９，３０・・・・・出力電流端子
。

Claims

【特許請求の範囲】

１たがいに反対導電型の第１のトランジスタと第２の
トランジスタが抵抗負荷のエミッタ接地増幅回路をそれ
ぞれ形成し、第２のトランジスタと同じ導電型の第３の
トランジスタが、第１のトランジスタと同じ導電型の第
４のトランジスタをダイオード接続したものを負荷とし
たエミッタ接地増幅回路を形成し、かつ第１、第２、第
３のトランジスタを縦続する負帰還ループを形成し、上
記第４のトランジスタのベースから出力をうることを特
徴とする定電圧バイアス回路。