JPH01157274A - プッシュプル昇降圧ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は直流電圧を出力する損失を低減したプッシュ
プル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

〔従来の技術］ 従来のプッシュプル昇降圧コンバータの回路図を第１図
に示す。入力直流電源５の両端に入力コンデンサ６が接
続され、直流電源５の一端はダイオード７、昇圧チョー
クコイル８の各一端に接続され、ダイオード７の他端は
昇圧チョークコイル８を通じて直流電源５の他端に接続
されている。

昇圧チョークコイル８の他端はプッシュプル用トランス
１１０の一次巻線２．３の接続点に接続され、一次巻線
２，３の他端は主スイッチ用ＭＯ５ＦＥＴ９．１０をそ
れぞれ通じて直流電源５の他端に接続される。主スイッ
チ用ＭＯ５ＦＥＴ　９．　１０にはそれぞれ寄生ダイオ
ードｘｘ；ｔ２が存在している。

二次巻線４の両端間にはトランス１１０の分布容量を表
わすコンデンサ１３が存在し、また整流用ダイオード１
４〜１７のブリッジ回路の入力側に接続される。このブ
リッジ回路の出力側に平滑コンデンサ１８、負荷抵抗器
１９が接続される。

第２図は第１図のコンバータの各部動作波形である。ス
イッチ素子９，１０のゲートには同じ周波数ｒ、同じオ
ン・オフ比で互いに１８０°位相がずれたゲート信号ｖ
、　Ｉ　＋　ｖ、　ｚが与えられる。時点もゆでスイッ
チ９が導通して電［Ｌ＋が流れると同時にチョークコイ
ル８からトランス１１０の１次側に電流■、が流れ込む
。その結果トランス１１０の一次巻線２，３にそれぞれ
同じ向きの電圧　−ＶＴが生じ二次巻線４に電流が流れ
て分布容量１３を充電し、その両端電圧（一次側電圧ｖ
７に対応）が出力コンデンサ１８の電圧を越えると整流
ダイオード１４．１７がオンとなり電流ＩＤｒにより出
力コンデンサ１８が充電される。

スイッチ素子９が時点も３でオフとなるとスイッチ素子
９のみがオンしていた期間Ｄｏ〜ｔｓ）のチョークコイ
ル８を流れていた電流の連続性から、スイッチ素子９，
１０が同時にオフしている期間（ｔ３〜ｔｉ）にはダイ
オード７がオンし、チョークコイル８の帰還巻線→ダイ
オード７→入力電源５のルートで電流が流れ、チョーク
コイル８の励磁エネルギーを入力電源５に帰還する。同
様にこの期間ｔ３〜ｔ、にトランス１１０の励磁電流は
トランスの１次側には流れることができないために、２
次側に流れるようにトランス巻線に電圧が発生する。こ
のトランス１１０の励磁電流は、まず、分布容Ｍ１３の
放電電流として動作する。この結果、トランス１１０の
電圧ｖＴは徐々に０に近づく。次にスイッチ素子１０が
時点Ｌ４においてオンになるとその直前にスイッチ素子
１０の両端に印加されていた電圧ｖｔ＋ｓｚにより電流
ＩＤ２が流れ、それと同時にチョークコイル８から電流
ＩＬがトランス１１０の一次側に流れ込む。

その結果前と同様に二次巻線４に電流が流れて、分布容
量１３を前と逆方向に充電し、その両端電圧がある値を
越えると整流ダイオード１５．１６がオンとなり出力コ
ンデンサ１８が充電される。

このようにしてトランス１１Ｏの二次側には、第２図の
波形ＶＴと同じ形で、トランスの巻線比倍の電圧が得ら
れ、その電圧が整流された電圧がコンバータから出力さ
れる。

〔発明が解決しようとする課題〕

従来、第１図に示すようなプッシュプル昇降圧コンバー
タ用トランス１１０には第３図のようにギャップのない
コア１００を用いており、励磁インダクタンスが大きい
ためトランスの一次巻線（２または３）に流れる電流に
占める励磁電流の割合は非常に小さい。この励磁電流の
値は、トランスの励磁インダクタンスに蓄積されるエネ
ルギーの値を表わしており、従来のコンバータのトラン
スの場合、励磁インダクタンスのエネルギーは主スィッ
チのオン期間の前半で２次側に放出され、主スィッチの
オン期間の後半で蓄積される。仮りに励磁電流が太き（
でもそのエネルギーがすべて損失になるわけではないが
、トランス巻線等の銅損の増加として一部消費されるた
め、通常、励磁電流の値は小さい方が望ましいとされて
いる。しかし、この従来のコンバータで特に高電圧を出
力するために巻線比の大きいトランスを使った場合には
、トランスの分布容量が大きくなるため、励磁電流が小
さいことによりコンバータ損失が増加するということが
発明者等の解析の結果わかった。

以下にその損失増加のメカニズムについて第１図及び第
２図を参照して説明する。

まず、主スィッチ９がオンしている期間（第２図でＬ０
〜ｔ、）にトランスの二次側の分布容量１３はトランス
巻線の・印側が負の電圧で充電される。時刻ｔ３におい
て主スィッチ９がオフすると、トランスの励磁電流は二
次巻線の・印から流れ出す方向であるため、分布容量の
電荷を減少させ、電圧が低下する。分布容量１３の両端
電圧の変化は一次巻線電圧ＶＴの変化と相似している。

時刻ｔ４までに分布容量の電荷が零にならない場合、主
スィッチ１０がオンするため、分布容量の電荷はトラン
スの一次側の巻線３→主スイッチ１０→主スイッチ９の
寄生ダイオード１１→巻線２のループで放電される短絡
電流Ｉ、となり、ｔ４の直前まで分布容量に蓄えられて
いたエネルギーは損失となる。その後、短絡電流期間（
ｔ４〜ｔｓ）を過ぎると、昇圧チョークコイル８の電流
ＩＬで分布容量１３が充電され、トランス巻線の・印側
が正の電圧となる。このように、励磁電流が小さい場合
はど時刻ｔ４直前の分布容量の電圧（Ｖｔ参照）が大き
く残るため、損失が増加する。

なお、この分布容量による損失は、一次巻線２（または
３）の巻数ＮＴＩと二次巻線ＮＴＺＯ比ｎ７（−Ｎ丁ｚ
／　ＮＴＩ）が大きいトランスを用いた高圧出力用コン
バータはど、一次側からみた分布容量の値が大きくなる
ため増加し、またスイッチング周波数即ち動作周波数ｆ
が高いほど増加する。

以上のような現象は、プッシュプル昇降圧コンバータ用
トランスのコアとしてＥｌコアやＥＥコフを用いた場合
でも、これまでコアとコアの接合部分にはギャップを設
けない構成としていたため、同様の動作となる。

このような短絡電流による損失に加え、従来ではチョー
クコイル８の励磁インダクタンスを入力電流リプルの条
件からのみ決定していたのでコンバータの動作周波数ｆ
を高くすると損失が急増するという問題もあった。

本発明の目的は、これらの欠点を除去し、プッシュプル
昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの分布容量に起
因する損失を低減することに′ある。

さらに、プッシュプル用トランスの励磁インダクタンス
とチョークコイルの励磁インダクタンスの選択範囲を指
定することにより、プッシュプル用トランスの励磁電流
の増加に伴う損失の増加、および出力リプルの増加を抑
えることにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、両方のスイッチ素子が同時にオフしている期
間中に主トランスの分布容量電圧を反転させることがで
きるように、プッシュプル昇降圧コンバータ用トランス
の励磁インダクタンスを設計することに最も主要な特徴
とする。

さらに、プッシュプル昇陣圧形コンバータのプッシュプ
ル用トランスの励磁インダクタンスの選択範囲とチョー
クコイルの励磁インダクタンスの選択範囲の一方あるい
は両方を規定することを最も主要な特徴とし、高効率・
低リプルで高周波なプッシュプル昇降圧形コンバータを
実現する。

〔発明の原理〕

トランスの分布容量による損失の増加を軽減するために
、スイッチ素子９．１０が同時にオフしている期間にト
ランスの励磁電流により分布容量電圧の極性を反転させ
る。よって、同時オフ期間（ｔ３〜ｔ４）の励磁電流の
総電荷量が分布容量電圧を反転するために必要とする電
荷量より大きいという条件が成立する必要がある。

同時オフ期間Ｄａ〜ｔ４）に励磁電流から受は取る電荷
量は（１）式で示される。

Ｑｅｕｒ　　：期間（Ｌ３〜Ｌ４）に励磁電流から受け
とる電荷量 ｉＴ、（ｔ）　　：　）ランスの励磁電流ここで、期間
（ｔ、〜ｔ４）の励磁電流ｊｔａ（ｔ）はほぼ励磁電流
のピークであり、かつこの期間の変化量は小さいことか
ら一定とみなして、この期間の励磁電流をそのピーク値
である■ア。と仮定する。この仮定により、励磁電流か
ら受は取る電荷量口ｃｕｒは（２）式で表現できる。

Ｄニスイッチングのデユーティ比即ちオン・オフ比（１
周期に対するオンしている期間の割合） ｆニスイッチング周波数 分布容量が必要とする電荷量ＱＣｄは（３）式で示され
る。

Ｑｅｄ＝　２　・（Ｎｒ＋／）Ｊｔｚ）・ｖｏ・Ｃａ　
　−（３）ＮＴ１ニドランスの一次巻線の巻数 Ｎ７□ニドランスの二次巻線の巻数 ＱＣｄ　：分布容量が必要とする電荷量Ｃ４：１次側換
算の分布容量の値 ｖｏ：出力電圧 損失を増加させないように動作するためには、（４）式
に示す関係を満足する必要がある。

ＱＣｄ≦Ｑｃｕ、　　　　　　　　　−（４）（２）〜
（４）式より、励磁電流は（５）式の条件を満足する必
要がある。

トランスの励磁電流は巻線の巻回数、コア定数、トラン
スに印加される電圧により決定される。

トランスの最大起磁力Ｈ，，は（６）式で、最大磁束密
度Ｂ、は（７）式で示される。

１８　；トランスコアの実効磁路長 ＮＴＩ・　八〇 Ｖｔ（ｔ）　　：　）ランスの１次巻線に印加される電
圧 Ａ、ニドランスコアの実効断面積 二二で、（７）式の右辺の分子である電圧の半周期の時
間積分値は分布容量の影響を受けず（８）式として表現
できる。

よって、最大磁束密度Ｂ、、、は（７）　、　（８）弐
から（９）式として表現できる。

ν。

また、最大起磁力りと最大磁束密度Ｂ７との間には、（
１０）式の関係がある。

ＢＩＩ＝μ。・μ・　Ｈｌ　　　　　　・・・（１０）
μ。；真空透磁率 μ：比透磁率 よって、トランスの材質、構成等で決まる励磁電流ＩＴ
ａは（６）　、　（９）　、　（１０）式より（１１）
式として示すことができる。

（１１）式より、励磁電流１１を増加させるためには以
下の方法があり、その得失を示す。

（イ）実効磁路長・・・実効磁路長を長くすると、コア
の体積が増加するために鉄損の増加を招く。

（１１）　　１次巻線の巻回数・・・１次＠腺の巻回数
を低減すると、最大磁束密度が増加するために、鉄損の
増加を招（ばかりかトランスが飽和する恐れがある。

（ハ）コアの実効断面積・・・コアの実効断面積を減少
すると、最大磁束密度が増加するために、鉄損の増加を
招くばかりかトランスが飽和する恐れがある。

（ニ）比透磁率・・・比透磁率を低減することはコア材
の選定により容易に可能であり、鉄損は選定したコアの
特性で決まる。

以上の４つの手法を比較した結果、比透磁率の低いコア
を適用することで、損失を増加させることなく励磁電流
を任意に設定することが可能であることがわかった。

（５）と（１１）式とから損失を増加させないように動
作するための分布容量とトランスの比透磁率との関係を
（１２）式に示すとともに、第４図に（１２）式から得
られる計算結果と実験結果の１例を示す。

実験結果と設計式から得られた結果は良く一致しており
、本設計式の妥当性を確認することができた。また、（
１２）式を励磁インダクタンスＬＴ＋で示すと（１３）
式となる。

Ｌｔ＋：）ランスの１次巻線インダクタンス〔実施例］ 第５図はこの発明のいくつかの実施例を代表して表わし
た昇降圧コンバータの構成図である。第５図でプッシュ
プル用トランス１１０は前述のように比透磁率が式（１
２）の条件を満足するような低い値となるように設計さ
れたものかあるいはトランスの１次巻線インダクタンス
が式（１３）を満足するように設計されたものであり、
それ以外の回路構成は第１図と全く同じである。

第６図は第５図におけるプッシュプル用トランス１１０
の具体的構成例を示すものである。このトランス１１０
ではトロイダルコア１００にギャップ２０を形成するこ
とによりコア１１０の比透磁率を等価的に小さくしてい
る。その結果トランス１１０の励磁インダクタンスが小
さくなり、第５図の実施例におけるトランスの励磁電流
を大きくすることができる。この場合の第５図に示すコ
ンバータの各部の動作波形を第７図に示す。トランスの
励磁電流が増加するため、分布容量１３を逆方向に充電
してその極性を反転することができる。従ってスイッチ
１０がオンする時点ｔ４の直前では一次巻線電圧Ｖ、も
反転している。この時スイッチ１０がオンになってもス
イッチ９の寄生ダイオード１１には逆方向電圧が印加さ
れているので分布容量１３の電荷が寄生ダイオード１１
を通して短絡電流として放電することはない。この結果
分布容量に起因する損失を無くすことができる。

なおトランスの励磁電流は、ｔ、以降に、昇圧チョーク
コイル８の電流■、に重畳してトランスの二次側から負
荷電流として供給されるため、励磁電流が増加しても若
干の銅損増加があるものの、殆どの部分は損失とはなら
ず有効に使用される。

弐Ｇ２）を満足する比透磁率μのトランスコア１００を
実現するにはギャップ２０の長さｆ、を次式のように選
べばよい。

μ　°　μ ここでμ′はコア材料の比透磁率である。

なおギャップ２０により励磁電流が増加する理由は次の
ように説明することもできる。ギャップ２０を含むコア
１００の比透磁率をμ、真空の透磁率をμ。、起磁力を
Ｈ１磁束をＢとするとＢ−μμ。Ｈとなる。コア１００
にギャップ２０を設けるとギャップを設けない場合より
もμは小さくなる。ギャップ２０を設けても磁束Ｂが変
化しないため、Ｈ＝Ｂ／μ／μ。が大きくなり、そのた
め励磁電流が増加することになる。励磁電流の増加によ
り前述したように主スイッチ用ＭＯＳＦＥＴ　９゜１０
が共にオフの期間（ｔ３〜ｔ４）において分布容量コン
デンサ１３の電圧が急速に低下する。

第８Ａ図に示すようにコア１００のギャップ２０に非磁
性体２１が充填されてもよい。非磁性体２１の比透磁率
をμ′とすれば圓式は次の側′式のようになる。

温度変動によりコア１００の径が変化し、ギャップ長が
変化してμが変化するおそれがあるが、非磁性体２１の
充填により温度変動によるμの変化を抑圧することがで
きる。またこの非磁性体２１はトランスの絶縁体による
含浸処理によるストレスを避けるためにも有効に利用さ
れる。

上述ではトランスのコアとしてトロイダルコアを用いた
が、Ｅｌコア、ＥＥココアど他の形状のコアに同様にギ
ャップを設けて低損失化を計ることもできる。またギャ
ップを形成するかわりに第８Ｂ図に示すようにコア１０
０に切れ込み２０′を入れたり、あるいはコアの一部に
穴を空けることにより磁路を形成するコア１００に断面
の小さい部分を設けてもよい。

また、当然のようにギャップがなくても磁性体自身の透
磁率が小さな磁性体を高圧トランスのコアに用いても同
様な効果が得られる。

第９図に等価分布容量に対応する損失がトランスの励磁
インダクタンスにより変化する実測例を示す。ギャップ
２０を設けない時の励磁インダクタンスＬｆ＋を１とし
た場合に対し、適当な長さのギャップを設けることによ
りＬア、を約１／３、約１７７にそれぞれした場合の相
対損失を第９図中に（Ａ）、　（Ｂ）、　（Ｃ）で示す
。この測定結果よりギャップを設けることにより損失が
減少し、特に分布容量が増加すると損失の減少が大きく
なることが実証された。高圧を得る場合は巻線比の大き
なトランスが使用され、その分布容量は例えば５ｎＦ程
度であるが、この場合においてはギャップを設けること
により損失を著しく減少できることが理解される。

第１０図は第５図におけるプッシュプル用トランス１１
０を別な構成によりその励磁インダクタンスが等価的に
小さ（なるようにした例である。

即ち、この例ではトランス１１０の２次側に並列にイン
ダクタ２２を接続して等価的にトランス１１０の励磁イ
ンダクタンスを小さくしている。

インダクタ２２のインダクタンスはその１次側に換算し
たインダクタンスとトランス１１０自体の励磁インダク
タンスの並列合成値が式（１３）を満足するように選ぶ
。

第１１図は第１０図の回路の主スイッチ用ＭＯ３ＦＥＴ
９．　１０の電圧Ｖｏｓ＋　＋　　Ｖｏｓｚ　＋　　ト
ランス１０の一次巻線３の電圧ｖＴ及びインダクタ２２
の電流ＩＬ　、及びその他各部動作波形である。

第１０図の回路動作を第１１図に示す各部の動作波形に
従って説明する。

まず、主スイッチ用ＭＯＳＦＥＴ　９がオンしている期
間（第１１図でＬ０〜ｔｓ）に、トランス１１０の二次
側の分布容量１３がトランス巻線の・可倒が負の電圧で
充電されるとともに、インダクタ２２の電流ｉ１が増加
する。時刻ｔ、において主スイッチ用ＭＯＳＦＥＴ　９
がオフすると、インダクタ２２の電流によって分布容１
ｔ１３の電荷が減少し、分布容量１３に蓄えられていた
エネルギーがインダクタ２２の励磁エネルギーに変換さ
れる。従って、時刻ｔ４において主スイッチ用ＭＯ５Ｆ
ＥＴ　１０がオンしても、分布容量１３の電荷が減少し
ているため、分布容量１３に起因する損失を減少できる
。インダクタ２２の電流はｔ４以後に負荷電流として負
荷に供給されるため、損失にはならない。

従って、トランス１１０の分布容量・′１３が大きくて
もプッシュプル昇降圧コンバータの損失が小さく抑えら
れるという効果がある。

第１２図は第５図におけるトランス１１０を更に別な構
成によりその励磁インダクタンスが等価的に小さくなる
ようにした例である。即ち、この例ではトランス１１０
の３次巻線２３に並列にインダクタ２２を接続して等価
的にトランス１１０の励磁インダクタンスを小さくして
いる。この場合のコンバータの動作及び得られる効果は
第１０図の場合と全く同じであるので説明を省略する。

なお、トランス１１０の一次巻線２，３のいずれか、あ
るいは両方に、巻線と並列にインダクタ２２を接続して
も同様な効果が得られる。

次に、第１３図は、第１１図の実施例によるコンバータ
の効率特性を（Ａ）で、第１図の従来回路によるコンバ
ータの効率特性を（Ｂ）で示したものである。従来のコ
ンバータでは効率が８５％以下であるが、本発明のコン
バータではインダクタ２２を追加したことによりインダ
クタ２２自身の損失が加わったにもかかわらず、８６％
を越える効率が得られた。

上述ではトランスのコア１００の比透磁率μを小さくす
る場合とインダクタをトランスの巻線に並列接続してト
ランスのインダクタンスを小さくする場合を説明したが
これらの両方を組合わせてもよいことは明らかである。

〔改善された発明の原理〕

第５図及び第７図の実施例においてプッシュプル用トラ
ンス１１０の分布容量に起因する損失を低減するため式
（１３）を満足するようにトランス・１１０を設計する
ことを説明したが、式（１３）を満たすようにトランス
の１次巻線インダクタンスを小さくするとトランスの励
磁電流が増加し、スイッチ素子９がオフする以前にトラ
ンスの１次側を流れる電流がＯになってしまう。この場
合の第５図におけるチョークコイル８を流れる電流■１
とその励磁電流成分ΔＩＬｅ、トランス１１０の励磁電
流Δ■７．及び整流用ダイオード１４．１７を流れる電
流■、をスイッチ９，１０のゲート信号ＶＧＩ　＋　ｖ
Ｇ□の変化とともに第１４Ａ図に示す。チョークコイル
８の電流ＩＬからトランスの励磁電流ΔＩｔｓを引算し
た差がトランスの１次側を流れる電流であり、これは整
流用ダイオード１４〜１８に流れる電流ＩＤｒに対応す
る。従って第１４Ａ図かられかるようにトランスの励磁
電流ＩＴａが増加する、即ち■、。の振幅が大になると
スイッチ素子９がオフする以前にトランスの１次側を流
れる電流が０になる（ｔ３′）。その結果、従来チョー
クコイル８に電流ＩＬが流れている期間（ｔ３′〜Ｌ３
）に２次側から負荷に電流ＩＤｒが流れなくなり、整流
用ダイオード１４．１７がオンしている期間が等価的に
短く、ＴＤ′となる。その結果、同じパワーを得るため
に整流用ダイオードの電流ＩＤｒの実効値が増加し、整
流用ダイオードのオン期間の損失が増加する欠点がある
。また、出力リプルも増加する欠点がある。そこで、こ
れらの欠点を除くため、昇圧チョークのインダクタンス
値を下げ、出力リプルが従来技術と同程度になる設計条
件について検討する。

出力リプルを小さくするには２次側の整流ダイオードに
流れる電流Ｉ。ｒが１次側のスイッチ素子９．１０の電
流の導通幅と同じにしなければならない。

以下では二次側の整流ダイオード１４〜１８を流れる電
流ＩＤｒが一次側のスイッチ素子９．１０の電流の導通
幅と同じになるためのチョークコイル８のインダクタン
スとトランス１１０のインダクタンスに要求される条件
を降圧モード、昇圧モード、及びこれらの混合モードに
分けて説明する。

（イ）降圧モード 第５図においてスイッチ素子９．１０のオン・オフ比（
デユーティ比）Ｄを０．５　＞　Ｄ≧０に選んで動作し
た場合は降圧モードであり、その場合のコンバータの入
出力電圧とデユーティ比りの関係を式（１５）に、チョ
ークコイル８を流れる電流の平均値ＩＬｍｖを弐（１６
）に、チョークコイル８の励磁電流の振幅ΔＩ、。を式
（１７）に、トランス１１０の励磁電流の振幅ΔＩ７゜
を式（１８）にそれぞれ示す。

ただし、Ｅ、は人力直流電圧、ｖｏトランス一次側換算
出力電圧、ＮＬＩ及びＮＬＺはチョークコイル８の主及
び帰還巻線の巻線数、Ｖ、はＶＬ　＝（ＮＬＩ／　Ｎｔ
ｚ）　Ｅ、で与えられるチョークコイル８の主巻線換算
電圧、Ｐｏはコンバータの出力電力、ＬＬＩはチョーク
コイル８の主巻線インダクタンス、ＬＳＩはトランス１
１０の一次側巻線インダクタン、スである。またトラン
ス１１０に流れる電流（チョークコイル８の主巻線を流
れる電流■。

に対応）はチョークコイル８からトランス１１０の一次
側に流れ込む方向を正とする。

〈条件１〉 スイッチ素子９がオンする時点（【。）において、トラ
ンス１１０を流れる電流が負にならないためには次式（
１９）を満足する必要がある。

式（１９）と式（１６）　、　（１７）　、　（１８）
より、チョークコイル８の主巻線のインダクタンスＬＬ
Ｉは次式（２０）を満足しなければならない。

式（２０）の分母は常に正である（Ｄ＜０．５　）こと
から分子の正、負により２つの場合に分かれる。

ケースに　式（２０）の分子が正の場合は次式（２１）
。

（２２）を満足する必要がある。

ケース２：式（２０）の分子が負の場合はＬＳＩは負に
なるので考える必要はない。

く条件２〉 スイッチ素子９がオフする時点（ｔ３）においてトラン
ス１１０を流れる電流が負にならないためには次式（２
３）を満足する必要がある。

式（２３）と式（１６）、　（１７）、　（１８）より
、チョークコイル８の主巻線のインダクタンスＬＬＩは
次式（２４）を満足しなければならない。

ＬＬ、　　　　Ｄ・（１−２Ｄ）　４ｔ＋　・Ｖｔ・Ｖ
ｃ式（２４）の分母は常に正である（Ｄ＜０．５）。し
たがって分子の正、負により２つの場合に分かれる。

ケース１：式（２４）の分子が正の場合は次式（２５）
　。

（２６）を満足する必要がある。

ケース２：式（２４）の分子が負の場合は次式（２７）
。

（２８）を満足する必要がある。

ただし式（２４）の分子が負であるので式（２８）の右
辺は常に負となりＬＬＩは任意の値でよい。

以上の降圧モード（Ｄ＜０．５）における条件１゜２を
まとめると次のようになる。

条件１のケース１と条件２のケース１の弐（２１）。

（２５）から式（２９）が、及び式（２２）　、　（２
６）から式（３０）が得られる。

条件ｌのケース１と条件２のケース２の式（２１）。

（２７）から式（３１）が、及び式（２４）から式（３
２）が得られる。

　−ｐａ （０）昇圧モード 第５図のスイッチ素子９，１０のオン・オフ比りを１＞
Ｄ≧０．５に選んで動作した場合は昇圧モードであり、
その場合のコンバータの入出力電圧とオン・オフ比りの
関係を式（３３）に、チョークコイル８を流れる電流の
平均値ＩＬａｖを式（３４）に、チョークコイル８の励
磁電流振幅Δ■Ｌ、を式（３５）に、トランス１１０の
励磁電流の振幅Δ■７゜を式（３６）にそれぞれ示す。

く条件１〉 スイッチ素子９がオンする時点（ｔｏ）において、トラ
ンス１１０を流れる電流が負にならないためには次式（
３７）を満足する必要がある。

式（３７）と式（３４）　、　（３５）　、　（３６）
から、チョークコイル８の主巻線のインダクタンスＬＬ
Ｉは次式（３８）を満足しなければならない。

式（３８）の分母は１＞Ｄ≧０．５なので正である。

従って分子の正、負により２つの場合に分かれる。

ケース１：式（３８）の分子が正の場合は次式（３９）
　。

（４０）を満足する必要がある。

ケース２：式（３８）の分子が負の場合は式（３８）の
右辺は負となるので式（３８）を満足するＬＬＩは存在
しない。

く条件２〉 スイッチ素子９がオフとなる時点（ｔいにおいて、トラ
ンス１１０を流れる電流が負にならないためには次式（
４１）を満足する必要がある。

電流ｒＬａｖ　ｌ　ΔＩＬＴ１ｌ＋　ΔＩＴｅは全て正
又はＯなので式（４１）は常に満足している。

以上の昇圧モード（１〉Ｄ≧０．５）における条件１．
２をまとめると次式（４２）、　（４３）となる。

（ハ）混合モード スイッチ素子９．１０のオン・オフ比りをＯ〜１の範囲
で任意に変化させてコンバータを動作させる場合は、ト
ランス１１０の一次巻線インダクタンスＬＴ＋とチョー
クコイル８の主巻線インダクタンスＬＬＩは式（１３）
　、　（２９）　、　（３１）　、　（４２）を同時に
満足するＬＴＩと弐（３０）　、　（３２）　、　（４
３）を同時に満足するＬＬＩの値をそれぞれ選べばよい
。

〔改善した発明の実施例］ 第１４Ｂ図は第５図のコンバータにおいて、式（１３）
　、　（２９）　、　（３０）　、　（３１）　、　（
３２）を満足するようなトランス１１０の一次巻線イン
ダクタンスＬＴ＋とチョークコイル８の主巻線インダク
タンスＬＬＩを選び、降圧モードで動作した場合の各部
の動作波形を示す。

チョークコイル８のインダクタンスＬＬＩを？ｌｉ少さ
せ、チョークコイル８の励磁電流の振幅ΔＩＬａを増加
させることによりスイッチ素子９がオフする以前にトラ
ンス１１０の１次側を流れる電流、従って整流用ダイオ
ードを流れる電流ＩＤｒがＯにならないように設計でき
ている。この結果、トランス１１０の励磁電流を増加さ
せたことに伴う整流用ダイオード１４〜１７のオン期間
が狭まることがなくなり、整流用ダイオードの電流ＩＤ
ｒの実効値の増加に伴う損失および出力リプルの増加を
防ぐことが可能となる。

たとえば、降圧モードのみで動作する場合のトランス１
１ＯのインダクタンスＬｔ＋とチョークコイル８のイン
ダクタンスＬＬＩの選択すべき範囲について１例を以下
に示す。

第１５図は入力電圧Ｅ、とトランス１１０のインダクタ
ンスＬア、の関係を示す。

図中ケース１のＬ７Ｉの範囲は式（１３）、　（３１）
の条件を同時に満足する場合である。一方、ケース２の
ＬＴＩの範囲は式（１３）、　（２９）の条件を同時に
満足する場合である。

ケース１の条件の下で、分布容量による損失を増加させ
ないためには、ＬＬＩは（３２）式の条件を満足する必
要があり、その範囲を第１６図に斜線の領域で示す。一
方、ケース２の条件の下で、分布容量による損失を増加
させないためには、ＬＬＩは（３０）式の条件を満足す
る必要があり、その範囲を第１７図に斜線の領域で示す
。

〔発明の効果〕

以上説明したように、プッシュプル昇降圧コンバータ用
トランスのインダクタンスをある範囲で設計することに
よって、分布容量に蓄えられた電荷を放電前に励磁エネ
ルギーに変換するため、トランスの分布容量に起因する
損失を無くする効果がある。

また、トランス１１０の１次巻線のインダクタンスとチ
ョークコイル８の主巻線の励磁インダクタンスを前記の
式を満足するように選択することにより、出力電流のパ
ルス幅を狭めることなく、負荷に電力を供給できる利点
がある。

このように、出力電流のパルス幅を狭めずに動作するこ
とが可能であり、平滑コンデンサ１８から負荷にエネル
ギーを供給する期間が短くなるので、平滑コンデンサ１
８の容量を低減することができ、かつ、トランスの分布
容量に起因する損失を無くすことができるので、プッシ
ュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータを高効率化、小形化
、軽量化することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバー
タの回路図、 第２図は第１図のコンバータの動作を説明するための各
部の波形を示す図、 第３図は第１図のコンバータに使われるプッシュプル用
トランスの一例を示す図、 第４図はこの発明の原理に従った条件を満足するトラン
スの比透磁率と分布容量の関係を示す図５、第５回はこ
の発明のプッシュプル昇降圧ＤＣ，−ＤＣコンバータの
回路図、 第６図はこの発明のコンバータで使われるトランスの例
を示す図、 第７図はこの発明のコンバータの動作を説明するための
第５図における各部の波形を示す図、第８Ａ図はこの発
明のコンバータで使われるトランスの他の例を示す図、 第８Ｂ図はこの発明のコンバータで使われるトランスの
更に他の例を示す図、 第９図はこの発明の原理によりトランスのインダクタン
スを減少させた場合のコンバータの損失とトランスの分
布容量との関係を示すグラフ、第１０図はこの発明のコ
ンバータの他の実施例を示す回路図、 第１１図は第１Ｏ図のコンバータの動作を説明するため
の各部の波形を示す図、 第１２図はこの発明のコンバータの更に他の実施例を示
す回路図、 第１３図は第１２図の実施例によるコンバータの効率を
従来のものと比較したグラフ、第１４Ａ図は第６図にお
いてトランスのインダクタンスの増加に伴う問題を説明
するための各部の波形を示す図、 第１４Ｂ図は第１４Ａ図で示した問題を解決した場合の
動作を説明するための各部の波形を示す図、 第１５図は改善した動作を実現する条件を満たすトラン
スのインダクタンスと入力電圧の領域の例を示すグラフ
、 第１６図は改善した動作を実現する条件を満たすチョー
クコイルのインダクタンスと入力電圧の領域の例を示す
グラフ、及び 第１７図は改善した動作を実現する条件を満たすチョー
クコイルのインダクタンスと入力電圧の領域の他の例を
示すグラフである。 ５：直流電源、７：帰還ダイオード、８：チョークコイ
ル、９．ｉｏ：スイッチ素子、１１゜１２：スイッチ素
子の寄生ダイオード、１３ニドランスの分布容量、１４
〜１７：整流ダイオード、１８：平滑コンデンサ、１１
０ニドランス、１００：コア、２０：コアのギャップ、
２０′：コアの切り込み部、２２：インダクタ。 特許出願人：日本電信電話株式会社

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. （１）　直流電圧供給手段と、前記直流電圧供給手段に
   直列に接続されたチョークコイルと、互いに直列接続さ
   れた第１及び第２の一次巻線と二次巻線を有するプッシ
   ュプル用トランスと、前記プッシュプル用トランスの前
   記二次巻線に接続されその出力を整流するための整流回
   路と、前記整流回路の整流出力を平滑する平滑回路と、
   直列接続された前記第１及び第２一次巻線の両端にそれ
   ぞれ一端が接続され他端が互いに接続された第１及び第
   ２スイッチ素子とを含み、前記第１及び第２スイッチ素
   子の互いに接続された前記他端と前記第１及び第２一次
   巻線の接続点とがそれぞれ直列接続された前記直流電圧
   供給手段と前記チョークコイルの両端に接続されたプッ
   シュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記プ
   ッシュプル用トランスの一次側インダクタンスＬ＿Ｔ＿
   １が次式Ｌ＿Ｔ＿１≦（０．５−Ｄ）／８・ｆ＾２・Ｃ
   ＿ｄを満たし、ただしＤは前記第１及び第２スイッチ素
   子のオン・オフ比、ｆはそのオン・オフ周波数、Ｃ＿ｄ
   は前記プッシュプル用トランスに寄生する分布容量の１
   次側換算値、であるプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコン
   バータ。
2. （２）　前記プッシュプル用トランスのコアはギャップ
   を有する特許請求の範囲第１項記載のプッシュプル昇降
   圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. （３）　前記プッシュプル用トランスのコアはその断面
   が小さくされた部分を有する特許請求の範囲第１項記載
   のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. （４）　前記プッシュプル用トランスの前記第１及び第
   ２−次巻線と前記二次巻線の少くとも１つに並列にイン
   ダクタが接続された特許請求の範囲第１，２又は３項記
   載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. （５）　前記プッシュプル用トランスは三次巻線を有し
   、前記三次巻線にインダクタが並列に接続された特許請
   求の範囲第１，２又は３項記載のプッシュプル昇降圧Ｄ
   Ｃ−ＤＣコンバータ。
6. （６）　前記プッシュプル用トランスのコアの比透磁率
   μは次式 μ≦ｌ＿■（０．５−Ｄ）／８・μ＿０・ｆ＾２・Ｎ＿
   １＾２・Ａｅ・Ｃ＿ｄを満し、ここでＡｅ及びｌ＿■は
   前記コアの実効断面積及び実効磁路長、μ＿０は真空の
   透磁率、Ｎ＿１は前記第１及び第２一次巻線の巻数であ
   る特許請求の範囲第１，２又は３項記載のプッシュプル
   昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. （７）　前記ギャップの長さｌ＿９は次式 ｌ＿９≧｛〔μ″・（μ′−μ）〕／〔μ・（μ′−μ
   ″）〕｝ｌ＿ｅを満し、ここでμ′は前記コアの材料の
   比透磁率，μ″は前記ギャップをうめる材料の比透磁率
   である特許請求の範囲第６項記載のプッシュプル昇降圧
   ＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. （８）　前記オン・オフ比Ｄは０．５≧Ｄ≧０であり、
   前記チョークコイルのインダクタンスＬ＿Ｌ＿１と前記
   プッシュプル用トランスの一次側インダクタンスＬ＿Ｔ
   ＿１が次式 ｛〔Ｄ・（１−４Ｄ）・Ｖ＿ｃ＾２〕／（ｆ・Ｐ＿０）
   ｝＜Ｌ＿Ｔ＿１＜〔（Ｄ・Ｖ＿ｃ＾２）／２・ｆ・Ｐ＿
   ■〕及び〔Ｄ（１−２Ｄ）Ｌ＿Ｔ＿１・Ｖ＿Ｌ・Ｖ＿ｃ
   〕／〔ｆ・Ｌ＿Ｔ＿１・Ｐ＿０−Ｄ（１−４Ｄ）Ｖ＿ｃ
   ＾２〕≦Ｌ＿Ｌ＿１≦｛Ｄ（１−２Ｄ）Ｌ＿Ｔ＿１・Ｖ
   ＿Ｌ・Ｖ＿ｃ〕／（Ｄ・Ｖｃ＾２−２ｆ・Ｌ＿Ｔ＿１・
   Ｐ＿０又は次式 〔Ｄ（１−４Ｄ）Ｖｃ＾２〕／（ｆ／Ｐ＿０）＜Ｌ＿Ｔ
   ＿１かつ〔（Ｄ・Ｖ＿ｃ＾２）／（２ｆ・Ｐ＿０）〕≦
   Ｌ＿Ｔ＿１及び　｛〔Ｄ（１−２Ｄ）Ｌ＿Ｔ＿１・Ｖ＿
   Ｌ・Ｖ＿ｃ〕／〔ｆ・Ｌ＿Ｔ＿１・Ｐ＿０−Ｄ（１−４
   Ｄ）Ｖ＿ｃ＾２〕｝≦Ｌ＿Ｌ＿１を満足し、ここでＰ＿
   ０は前記平滑回路からの出力電力、Ｖ＿Ｌは前記チョー
   クコイルの主巻線換算電圧、Ｖ＿ｃは前記プッシュプル
   用トランスの一次側換算出力電圧である特許請求の範囲
   第１項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ
   。
9. （９）　前記オン・オフ比Ｄは１≧Ｄ＞０．５であり、
   前記チョークコイルのインダクタンスＬ＿Ｌ＿１と前記
   プッシュプル用トランスの一次側インダクタンスＬ＿Ｔ
   ＿１が次式 Ｌ＿Ｔ＿１＞〔（１−Ｄ）＾２・Ｖ＿ｃ＾２〕／（ｆ・
   Ｐ＿０）Ｌ＿Ｌ＿１≧〔（１−Ｄ）（２Ｄ−１）・Ｌ＿
   Ｔ＿１・Ｅ＿ｉ・Ｖ＿ｃ〕／２〔ｆ・Ｌ＿Ｔ＿１・Ｐ＿
   ０−（１−Ｄ）＾２・Ｖ＿ｃ＾２〕を満足し、ここでＰ
   ＿０は前記平滑回路からの出力電力、Ｖ＿ｃは前記プッ
   シュプル用トランスの一次側換算出力電圧、Ｅ＿ｉは前
   記直流電圧供給手段からの出力電圧である特許請求の範
   囲第１項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバー
   タ。
10. （１０）　前記チョークコイルのインダクタンスＬ＿Ｌ
    ＿１と前記プッシュプル用トランスの一次側インダクタ
    ンスＬ＿Ｔ＿１は次式 ｛〔Ｄ（１−４Ｄ）Ｖ＿ｃ＾２〕／ｆ・Ｐ＿０｝＜Ｌ＿
    Ｔ＿１＜〔（Ｄ・Ｖ＿ｃ＾２）／２ｆ・Ｐ＿０〕かつＬ
    ＿Ｔ＿１＞〔（１−Ｄ）＾２・Ｖｃ＾２〕／ｆ・Ｐ＿０
    及び〔Ｄ（１−２Ｄ）Ｌ＿Ｔ＿１・Ｖ＿Ｌ・Ｖｃ〕／〔
    ｆ・Ｌ＿Ｔ＿１・Ｐ＿０−Ｄ（１−４Ｄ）Ｖ＿ｃ＾２〕
    ≦Ｌ＿Ｌ＿１≦〔Ｄ（１−２Ｄ）Ｌ＿Ｔ＿１・Ｖ＿Ｌ・
    Ｖ＿ｃ〕／Ｄ・Ｖ＿ｃ＾２−２ｆ・Ｌ＿Ｔ＿１・Ｐ＿０
    　かつＬ＿Ｌ＿１≧〔（１−Ｄ）（２Ｄ−１）Ｌ＿Ｔ＿
    １・Ｅ＿ｉ・Ｖ＿ｃ〕／２〔ｆ・Ｌ＿Ｔ＿１・Ｐ＿０−
    （１−Ｄ）＾２・Ｖ＿ｃ＾２〕又は次式 〔Ｄ（１−４Ｄ）Ｖ＿ｃ＾２〕／ｆ・Ｐ＿０＜Ｌ＿Ｔ＿
    １　かつ　〔（Ｄ・Ｖ＿ｃ＾２）／（２ｆ・Ｐ＿０）〕
    ≦Ｌ＿Ｔ＿１かつ　｛〔（１−Ｄ）＾２・Ｖ＿ｃ＾２〕
    ／（ｆ・Ｐ＿０）｝＜Ｌ＿Ｔ＿１及び〔Ｄ（１−２Ｄ）
    Ｌ＿Ｔ＿１・Ｖ＿Ｌ・Ｖ＿ｃ〕／〔ｆ・Ｌ＿Ｔ＿１・Ｐ
    ＿０−Ｄ（１−４Ｄ）Ｖ＿ｃ＾２〕＜Ｌ＿Ｌ＿１　かつ
    〔（１−Ｄ）（２Ｄ−１）Ｌ＿Ｔ＿１・Ｅ＿ｉ・Ｖ＿ｃ
    〕／２〔ｆ・Ｌ＿Ｔ＿１・Ｐ＿０−（１−Ｄ）＾２・Ｖ
    ＿ｃ＾２〕≦Ｌ＿Ｌ＿１を満足し、ここでＰ＿０は前記
    平滑回路からの出力電力、Ｖ＿Ｌは前記チョークコイル
    の主巻線換算電圧、Ｖ＿ｃは前記プッシュプル用トラン
    スの一次側換算出力電圧、Ｅ＿ｉは前記直流電圧供給手
    段からの出力電圧である特許請求の範囲第１項記載のプ
    ッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。
11. （１１）　前記プッシュプル用トランスのコアはギャッ
    プを有する特許請求の範囲第８，９又は１０項記載のプ
    ッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。
12. （１２）　前記プッシュプル用トランスのコアはその断
    面が小さくされた部分を有する特許請求の範囲第８，９
    又は１０項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバ
    ータ。
13. （１３）　前記プッシュプル用トランスの前記第１及び
    第２一次巻線と前記二次巻線の少くとも１つに並列にイ
    ンダクタが接続された特許請求の範囲第８，９又は１０
    項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。
14. （１４）　前記プッシュプル用トランスは三次巻線を有
    し、前記三次巻線にインダクタが並列に接続された特許
    請求の範囲第８，９又は１０項記載のプッシュプル昇降
    圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。
15. （１５）　前記プッシュプル用トランスのコアの比透磁
    率μは次式 μ≦〔ｌ＿ｅ（０．５−Ｄ）〕／８μ＿０・ｆ＾２・Ｎ
    ＿１＾２・Ａ＿ｅ・Ｃ＿ｄを満たし、ここでＡ＿ｅ及び
    ｌ＿ｅは前記コアの実効断面積及び実効磁路長、μ＿０
    は真空の透磁率、Ｎ＿１は前記第１及び第２一次巻線の
    巻数である特許請求の範囲第８，９又は１０項記載のプ
    ッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。
16. （１６）　前記ギャップの長さｌ＿９は次式ｌ＿９≧〔
    μ″・（μ′−μ）〕／〔μ・（μ′−μ″）〕ｌ＿ｅ
    を満たし、ここでμ′は前記コアの比透磁率，μ″は前
    記ギャップをうめる材料の比透磁率である特許請求の範
    囲第１５項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバ
    ータ。