JPH01157277A - パルス幅変調コンバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ＰＷＭコンバータの制御装置に係り、特に、
電気車の主回路に好適なＰＷＭコンバータ制御装置に関
する。

〔従来の技術〕

近年、交流給電方式の電気車においては、交流入力電流
をほぼ正弦波状に保ち、かつ基本波力率１の状態で制御
できるＰＷＭコンバータが広く採用されるようになって
きた。

ところで、従来からこのＰＷＭコンバータの制御方式と
して、例えば、特開昭５８−９９２７０号公報に見られ
るように、入力交流電流の大きさと位相を検出し、これ
による帰還制御方式となっていた。

そこで以下、この従来技術について、第３図ないし第６
図により説明すると、まず、第３図は、ＰＷＭコンバー
タの主回路の概略構成を示したもので、交流電源１から
給電された交流電圧Ｅｓは、リアクトル２を介してコン
バータの主回路（以下、単にコンバータという）３に供
給され、これが整流されて直流電源１ｄが平滑コンデン
サ４に流入し、この結果、直流電圧Ｅｄが発生し、電動
機などの負荷５に直流電力が供給されることになる。

ここに、コンバータ３は、トランジスタ、ＧＴＯサイリ
スク等の自己消弧可能なスイッチング素子とダイオード
で構成され、直流電圧Ｅ、をパルス幅変調（ＰＷＭ）制
御することにより、その交流入力端子に入力端子電圧Ｅ
Ｃが発生するように動作する。

ところで、リアクトル２にかかるリアクトル電圧ＥＬは
、電源電圧Ｅ、と入力端子電圧ＥＣの差であり、入力交
流電流■１と直交関係にある。

そこで、第４図（ａ）のごとく入力端子電圧ＥＣを設定
すると、入力交流電流１．は図示のごとくなり、コンバ
ータは順変換運転となり、入力交流電力に等しい直流出
力電力が得られることになるが、このとき、入力端子電
圧Ｅｅの虚軸成分（電源電圧Ｅ、との直交成分）Ｅｃｉ
を操作することにより、入力電流■３の有効成分が制御
でき、入力端子電圧Ｅ。の実軸成分（を源電圧Ｅ、と同
相成分）Ｅ　ｃｒを操作することにより、入力電流Ｉ３
の無効成分、すなわち力率が制御できることになるので
ある。

一方、虚軸成分Ｅ　Ｃｉを正に、すなわち入力端子電圧
Ｅｃを第４図（ｂ）のごと（設定すると、リアクトル電
圧ＥＬ及び入力交流電流１．は図示のようになり、コン
バータは逆変換運転となる。

ところで、このようなコンバータでは、入力端子電圧Ｅ
、の絶対値Ｅ　ｃａに、直流電圧Ｅ４やコンバータ３を
構成するスイッチング素子の最小オン、オフ時間などか
ら定まるところの、第５図に一点鎖線で示した様な許容
限界があり、このため従来装置では、入力端子電圧ＥＣ
のベクトル軌跡が、出力電力の増大に伴って図中の破線
上をトレースするように制御している。

しかして、この結果、このような従来技術では、入力端
子電圧ＥＣのベクトル軌跡が第５図中ａからｂの範囲に
ある、出力電力の小さい状態では、基本波力率を１．０
に保つ制御がでるが、それ以上の出力電力状態では、入
力電流Ｉ８の無効成分が生じて力率が低下してしまう。

しかして、このときでも所要の電力だけは負荷に供給で
きるようになっていた。

第６図は、従来のＰＷＭコンバータ制御装置の概略構成
を示す図であり、位相検出器（ＰＨＤ）６は入力交流■
、の位相φを出力し、これを位相目標値φ”と比較し、
位相調節器（ＡＰＲ）７はその差に応じた出力を発生し
、リミッタ（ＬＭＴ）８に加え、その出力を入力端子電
圧ＥＣの実軸成分Ｅ　ｃｒとする。座標変換器（ＰＣＶ
）９は、上記実軸成分Ｅｃｒ及び所要の電力を供給する
のに必要な虚軸成分Ｅ　ｃ　ｉを極座標系に変換し、入
力端子電圧ＥＣの絶対値Ｅ　ｃｍ及び電源電圧Ｅ８との
位相差θ。を出力する。そして、変調器（ＰＷＭ）１０
は、絶対値Ｅ　ｃｍ及び位相差θ、の値に応じてパルス
幅変調制御を行い、ゲートパルスを出力し、コンバータ
３　（第３図）のスイッチング素子を制御するのである
。

〔発明が解決しようとする問題点〕

一般に、位相検出器６は、電源電圧Ｅ３と入力交流電流
■、の瞬時値が、それぞれ零となる時刻の時間差を検出
し、これを位相φに読み直している。

しかしながら、入力交流電流■、はコンバータの負荷条
件等で大きく変化し、特に入力交流電流１、の小さい場
合には、その値が零となる時刻を正確に検出するのは困
難である。

上記従来技術は、このような位相検出器を用いたことに
よる難点について配慮がされておらず、このため、位相
φに検出誤差が生じ、コンバータの正常な運転が不可能
となる場合を生じるという問題があった。

また、このため、上記従来技術では、コンバータを基本
波力率１．０で運転する場合、上記位相φと比較される
位相目標値φ“は、順変換運転時にはＯ″、逆変換運転
時には１８０”に設定する必要があるなど、順変換運転
と逆変換運転とで制御モードを切換える必要があり、制
御装置が複雑になる問題があった。

本発明の目的は、順変換運転と逆変換運転とを連続に、
かつ入力交流電離■、の小さい場合にも安定した運転が
可能なＰＷＭコンバータの制御装置を提供することにあ
る。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、入力交流電流Ｉ、の有効成分（電源電圧Ｅ
、と同相な実軸成分）を制御する有効電流調節器と、無
効成分（虚軸成分）を制御する無効電流調節器とを設け
、有効電流調節器の出力で入力端子電圧ＥＣの虚軸成分
Ｅｃｉを操作し、無効電流調節器の出力で実軸成分Ｅ　
ｃｒを操作することにより達成される。

〔作用〕

無効電流調節器の基準入力を零に設定することにより、
順又は逆運転にかかわらず基本波力率を１．０に制御で
きる。したがって、従来装置の様に位相φを検出する必
要がなく、入力交流電流Ｉｓの小さい場合にも安定した
運転が可能である。

さらに、有効電流調節器の基準入力の極性を反転するこ
とにより、順変換と逆変換運転を切換えられ制御装置の
構成が簡単になる。

〔実施例〕

以下、本発明によるＰＷＭコンバータ制御装置について
、図示の実施例により詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例で、この図から明らかなよう
に、この実施例にいても、コンバータ３の交流側には、
交流電源ｌからの交流電圧Ｅ、及びリアクトル２が接続
され、直流側には平滑コンデンサ４及び負荷５が接続さ
れ、その入力端子電圧Ｅｃを操作することにより、入力
交流電流Ｉ。

が制御されることは、第３図と同様である。

しかして、この実施例では、第６図の位相検出器６は用
いず、電圧調節器（ＡＶＲ）１１と有効電流調節器（Ａ
ＲＣＩ）１２、電流検出器（ＩＳＯ）１３、無効電流調
節器（ＡＣＲ２）１４、最大入力端子電圧発生器（ＭＥ
ＣＧ）１５、入力端子電圧調節器（ＥＣＬ）１６、それ
にリミッタ（ＬＭＴ）１７を設けたものであり、これら
により以下のように制御するようになっている。

まず、電圧調節器１１は、直流電圧Ｅ４を直流電圧目標
値ＥｄＩと比較し、その差に応じて有効電流目標値Ｉ、
−を出力する。他方、電流検出器１３は、入力交流電流
■１を入力し、有効電流Ｉ　ａｔ及び無効電流１　ｍｉ
を出力する。そして、有効電流調節器１２は、これらの
有効電流目標値１　ｍＦ’と有効電流１’ｓｒの偏差を
入力し、これに応じて入力端子電圧ＥＣの虚軸成分Ｅｃ
ｉを出力する。ここで、上記偏差が正（負）の場合には
、虚軸成分Ｅｃｉは負（正）である。

また、最大入力端子電圧発生器１５は、直流電圧Ｅｄを
入力し、これにより主回路素子の最小オン・オフ時間等
から定まる入力端子電圧許容限界ＥＣＭを出力し、これ
と入力端子電圧ＥＣの絶対値ＥＣ，と比較してその変化
が入力端子電圧調節器１６に入力されるようにし、これ
により入力端子電圧調節器１６は、リミッタ１７を介し
て無効電流目標値Ｉ、８′を出力する。そして、無効電
流調節器１４は、これらの無効電流目標値■８．。と無
効電流Ｉｓｉとの差に応じて、実軸成分Ｅ　ｃｒを出力
するのである。

そこで、座標変換器９は、これらの実軸成分Ｅ１．．及
び虚軸成分Ｅ　ｃｉの値を極座標系に変換し、入力端子
電圧Ｅｅの絶対値Ｅ　ｅａ及び電源電圧Ｅ。

との位相差θ。を出力し、ＰＷＭ変調器１０が、さらに
これらの絶対値Ｅ０及び位相差θ。の値に応じて公知の
パルス幅変調制御を行い、ゲートパルスを出力するので
ある。

この実施例において、電圧調節器１１は、直流電圧目標
値Ｅ、ｌｉと直流電圧Ｅ４との偏差に応じて、有効電流
目標値１　ｓｒ”を出力し、有効電流調節器１２は、有
効電流Ｉ　ＩＦとの偏差に応じて虚軸成分Ｅ　ｃ　ｉを
出力する。したがって、直流電圧Ｅｄは、負荷５の電力
にかかわらず直流電圧目標値Ｅ４”に等しく制御される
。

このことは、回正負荷、すなわち負荷５から平滑コンデ
ンサ４に電力が供給されている場合にも成立する。すな
わち、負荷５から電力が供給されると、直流電圧Ｅ４が
増大し、これが目標値Ｅｒを越えると電圧調節器１１の
出力である有効電流目標値Ｉ　ｓｒ”は負の値となる。

その結果、有効電流調節器１２の出力である虚軸成分Ｅ
　ｃｉは正の値となり、第４図（ｂ）のベクトル図のご
とく逆変換運転が行なわれ負荷５からの電力が電源電圧
Ｅ、に供給されるのである。

従って、この実施例によれば、回生負荷の場合において
も、直流電圧Ｅ４が目標値Ｅｔに等しくなるよう制御さ
れる。

一方、通常の制御状態、すなわち入力端子電圧ＥＣの絶
対値Ｅ０が、その許容限界ＥＣＭより小さい場合には、
リミッタ１７の出力である無効電流目標値１　ｓｉ＊は
零である。したがって、無効電流調節器１４は、実軸成
分Ｅ　ｃｒを操作し、無効電流１　ｓｔが零になるよう
に、すなわち基本波力率が１．０になるように制御する
。

ところで、この実施例で、出力電力を増加方向に制御し
てゆくと、虚軸成分Ｅ　ｃｉが増大し、絶対値Ｅ　ｅａ
も増大してゆく。しかして、これが許容限界Ｅｃ１４を
越えようとすると、入力端子電圧調節器１６の出力が負
となり、リミッタ１７を介して、無効電流目標値１．．
１も負の値を持つ。この結果、入力端子電圧Ｅｃの実軸
成分Ｅ　ｃｒが制限され、絶対値Ｅ　ｃｍが許容限界Ｅ
ＣＭを越えぬよう制限される。

従って、この実施例によれば、通常の制御状態では基本
波力率１．０に制御されるとともに、従来装置と同様、
出力電力の大きい場合には、実軸成分Ｅ　ｃｒが制限さ
れて力率が低下するものの、スイッチング素子の最小オ
ン・オフ時間は確実に保持され、常に安定して負荷５に
電力を供給できる。

第２図は、本発明の他の一実施例を示す図であり、第１
図と同一記号は、同一構成要素を示す。

なお、この第２図においては、主回路部分、すなわち交
流電源１、リアクトル２、コンバータ３、平滑コンデン
サ４、それに負荷５等は省略しである。

第２図においては、割算器（ＤＩＶ）１８を用い、これ
により入力端子電圧Ｅｅの絶対値Ｅ　ｅｌｍを直流電圧
Ｅ４で除して変調率Ｋを求め、これを変調率許容限界Ｋ
Ｍと比較し、その偏差を変調率調節器（ＭＦＬ）１９を
介して、リミッタ１７に加えるようにしたものであり、
この点だけが第１図の実施例と異なるが、その他は第１
図の実施例と同様である。

この第２図の実施例では、入力端子電圧ＥＣの絶対値Ｅ
０が増すと、変調率Ｋが大きくなる。そして、これが変
調率許容限界Ｋｎを越えようとすると、リミッタ１７の
出力である無効電流目標値Ｉ　ｘｉ　　が負の値となる
。

従って、この実施例によっても、第１図の実施例と同様
、入力端子電圧ＥＣの実軸成分Ｅ　ｃｒが制限され、絶
対値Ｅ　ｃｍが、スイッチング素子の最小オン・オフ時
間より定まる許容限界ＥＣＭを越えぬよう制御されるの
で、安定した動作を得ることができる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、従来装置のように電源電圧に対する入
力交流電流の位相を検出する必要がないので、入力交流
電流の値が小さいときでも安定して動作し、無効電流調
節器の基準入力を零とすることにより、順又は逆運転に
かかわらず基本波力率を１．０に制御できるので装置の
構成が簡単になるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるＰＷＭコンバータ制御装置の一実
施例を示すブロック図、第２図は同じく他の一実施例を
示すブロック図、第３図は　ｐｗＭコンバータの主回路
部分の一般的構成を示す説明図、第４図及び第５図はそ
れぞれ動作説明用のベクトル図、第６図は従来例のブロ
ック図である。 １・・・・・・交流電源、２・・・・・・リアクトル、
３・・・・・・コンバータ、４・・・・・・平滑コンデ
ンサ、５・・・・・・負荷、９・・・・・・座標変換器
、１０・・・・・・ＰＷＭ変調器、１１・・・・・・電
圧調節器、１２・・・・・・有効電流調節器、１３・・
・・・・電流検出器、１４・・・・・・無効電流調節器
、１５・・・・・・最大入力電圧発生器、１６・・・・
・・入力端子電圧調節器、１７・・・・・・リミッタ、
Ｅ、・・・・・・交流電源電圧、Ｉ　ｓｒ・・・・・・
有効電流、Ｉ　ｍｉ・・・・・・無効電流、■、、＊・
・・・・・無効電流目標値、ＥＣＭ・・・・・・入力端
子電圧許容限界、Ｅ　ｃａ・・・・・・絶対値、Ｋイ・
・・・・・変調率許容限界、Ｋ・・・・・・変調率。 第３図 第４１１ 第５図 ＄６１１

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、リアクトルを介して交流電源に接続された電圧形コ
   ンバータと、該コンバータの入力交流電流のうちの上記
   交流電源電圧と同相の成分とコンバータに対する同相電
   流目標指令値との偏差に応じて上記コンバータの入力交
   流端子電圧のうちの交流電源電圧と直交する成分を設定
   する同相入力電流調節器と、上記コンバータの入力交流
   電流のうちの上記交流電源電圧と直交する成分とコンバ
   ータに対する直交電流目標指令値との偏差に応じて上記
   コンバータの入力交流端子電圧のうちの交流電源電圧と
   同相の成分を設定する直交入力電流調節器とを備え、こ
   れら同相入力電流調節器と直交入力電流調節器の出力に
   応じて上記コンバータのスイッチング素子に対するゲー
   トパルスを作成する方式のＰＷＭコンバータ制御装置に
   おいて、上記スイッチング素子の最小オン・オフ時間に
   関連する制御変数を演算する検出手段と、この制御変数
   に応じて上記直交電流目標指令値を変化させる制御手段
   とを設け、上記制御変数が予め定められている所定の制
   限値に達するまでは上記コンバータの交流電源電圧と直
   交する交流入力電流成分が零にされ、制限値以上にある
   ときは上記コンバータの交流電源電圧に対して９０度の
   位相遅れで直交する交流入力電流成分が生じるように構
   成されていることを特徴とするＰＭＷコンバータ制御装
   置。 ２、特許請求の範囲第１項において、上記検出手段は、
   上記コンバータの入力交流端子電圧に基いて上記制御変
   数を演算するように構成されていることを特徴とするＰ
   ＷＭコンバータ制御装置。 ３、特許請求の範囲第１項において、上記検出手段は、
   上記コンバータの入力交流端子電圧をこのコンバータの
   直流出力電圧で除した値に基いて上記制御変数を演算す
   るように構成されていることを特徴とするＰＷＭコンバ
   ータ制御装置。 ４、特許請求の範囲第１項において、上記検出手段は、
   上記ゲートパルスの幅に基いて上記制御変数を演算する
   ように構成されていることを特徴とするＰＷＭコンバー
   タ制御装置。