JPH0116048B2 - - Google Patents
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- JPH0116048B2 JPH0116048B2 JP56170673A JP17067381A JPH0116048B2 JP H0116048 B2 JPH0116048 B2 JP H0116048B2 JP 56170673 A JP56170673 A JP 56170673A JP 17067381 A JP17067381 A JP 17067381A JP H0116048 B2 JPH0116048 B2 JP H0116048B2
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- beam forming
- coupling
- forming circuit
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- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 29
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 29
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims description 15
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 4
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 4
- 238000003491 array Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q25/00—Antennas or antenna systems providing at least two radiating patterns
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
- H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
- H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
- H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
- H01Q3/34—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means
- H01Q3/40—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with phasing matrix
Landscapes
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、マルチビームアレーアンテナのビー
ム形成回路のうち、抵抗結合マトリクスと呼ばれ
るビーム形成回路の構成法に関するものである。
ム形成回路のうち、抵抗結合マトリクスと呼ばれ
るビーム形成回路の構成法に関するものである。
抵抗結合マトリクスは、入力信号を90゜ずつ位
相の異なる四つの信号に分ける４相位相分配器
と、上記４信号のうち、90゜ずつ位相の異なる２
信号と出力加算線路の間を結合させる結合抵抗群
から成り、上記２信号と結合抵抗の抵抗値を適当
に選ぶことにより、任意の位相を持つ信号を出力
加算線路に取り出し得る回路である。このビーム
形成回路は、任意の素子配列のアレーアンテナに
適用でき、かつ、任意の方向に複数のビームを形
成することができるという優れた特徴を有してお
り、しかも、ママイクロストリツプ線路等を用い
て、比較的簡単に構成できるため、特に衛星とう
載用マルチビームアンテナのビーム形成回路とし
て適している。ただし、これは、損失性回路であ
るので、通常は中間周波数帯で用いられる。４相
位相分配器と結合抵抗を用いたビーム形成回路の
例は既に、マサチユーセツツ工科大学（MIT）、
リンカーン研究所（Lincoln Laboratory）テク
ニカルレポート（Technical Report）1960年第
２部、第４章、No.228エス．スポエリー氏（S.
Spoerri）の論文「“1959年７月１日から1960年７
月１日までのフエーズドアレーレーダ研究”にお
ける固定ビーム形成」（Fixed beam forming，
in“Phased Array Radar Studies，
1July1959to1July1960，”）やESAジヤーナル
（European Space Agency Journal）
1980Vol.4，319〜336頁、アール．コアロールト
氏（R.Coirault）及びダブリユ．クリード氏
（W.Kriedte）の論文“Ｌ―バンド帯マルチビー
ムの形成：フエーズドアレーによる方法”
（Multibeam Generation at Ｌ―Band：Ａ
Phased―Array Approach）に見いだされる。
相の異なる四つの信号に分ける４相位相分配器
と、上記４信号のうち、90゜ずつ位相の異なる２
信号と出力加算線路の間を結合させる結合抵抗群
から成り、上記２信号と結合抵抗の抵抗値を適当
に選ぶことにより、任意の位相を持つ信号を出力
加算線路に取り出し得る回路である。このビーム
形成回路は、任意の素子配列のアレーアンテナに
適用でき、かつ、任意の方向に複数のビームを形
成することができるという優れた特徴を有してお
り、しかも、ママイクロストリツプ線路等を用い
て、比較的簡単に構成できるため、特に衛星とう
載用マルチビームアンテナのビーム形成回路とし
て適している。ただし、これは、損失性回路であ
るので、通常は中間周波数帯で用いられる。４相
位相分配器と結合抵抗を用いたビーム形成回路の
例は既に、マサチユーセツツ工科大学（MIT）、
リンカーン研究所（Lincoln Laboratory）テク
ニカルレポート（Technical Report）1960年第
２部、第４章、No.228エス．スポエリー氏（S.
Spoerri）の論文「“1959年７月１日から1960年７
月１日までのフエーズドアレーレーダ研究”にお
ける固定ビーム形成」（Fixed beam forming，
in“Phased Array Radar Studies，
1July1959to1July1960，”）やESAジヤーナル
（European Space Agency Journal）
1980Vol.4，319〜336頁、アール．コアロールト
氏（R.Coirault）及びダブリユ．クリード氏
（W.Kriedte）の論文“Ｌ―バンド帯マルチビー
ムの形成：フエーズドアレーによる方法”
（Multibeam Generation at Ｌ―Band：Ａ
Phased―Array Approach）に見いだされる。
ところで、このマトリクスの結合点の数は、ア
ンテナ素子数をＮ、ビーム数をＭとすると、２×
Ｍ×Ｎ個になり、しかも、一般に素子数は、ビー
ム数に比例して増加することになるので、ビーム
数が多いマルチビームアンテナでは、マトリクス
サイズは非常に大形化し、これが構造上及び電気
性能上、いろいろな困難を生じさせていた。この
ビーム形成回路は、本来、任意の素子配列やビー
ム配列のマルチビームアンテナに適用できるもの
であるが、従来は、実用上重要な素子配列やビー
ム配列に対称性がある場合にもそのまま適用され
ていたため、上記の大形化に伴う問題で実用範囲
に制限があつた。
ンテナ素子数をＮ、ビーム数をＭとすると、２×
Ｍ×Ｎ個になり、しかも、一般に素子数は、ビー
ム数に比例して増加することになるので、ビーム
数が多いマルチビームアンテナでは、マトリクス
サイズは非常に大形化し、これが構造上及び電気
性能上、いろいろな困難を生じさせていた。この
ビーム形成回路は、本来、任意の素子配列やビー
ム配列のマルチビームアンテナに適用できるもの
であるが、従来は、実用上重要な素子配列やビー
ム配列に対称性がある場合にもそのまま適用され
ていたため、上記の大形化に伴う問題で実用範囲
に制限があつた。
本発明は、素子アンテナの配列とビーム配列に
対称性がある場合、対称性を利用して、マルチビ
ームアレーアンテナのビーム形成回路を大幅に小
形化、簡易化することを目的としたものである。
対称性がある場合、対称性を利用して、マルチビ
ームアレーアンテナのビーム形成回路を大幅に小
形化、簡易化することを目的としたものである。
第１図は、公知の抵抗結合抵マトリクスの構成
の一例である。いま、受信アンテナの場合につい
て説明すると、図において、１―１，１―２，
…，１―Ｎは入力端子でアンテナ素子数に対応し
Ｎ個ある。２―１，…，２―Ｎは４相位相分配
器、３Ｒ１１，３Ｒ１２，…，３RNMは位相0゜
又は180゜の線路に結合する抵抗、３Ｉ１１，３Ｉ
１２，…，３INMは位相90゜又は270゜の線路に結
合する抵抗、４―１，４―２，…４―Ｍは出力加
算線路、５―１，５―２，…５―Ｍは出力端子
で、マルチビームのビーム数に対応し、Ｍ個あ
る。ここでＲ及びＩはそれぞれ信号の実数部及び
虚数部を意味する添字である。また、６は反射を
防ぐための終端抵抗である。送信アンテナとして
用いられる場合には、第１図の各入力端子１―
１，１―２，…１―Ｎ等に各ビームを形成する信
号が入力し、各出力端子５―１，５―２，…５―
Ｍ等は各素子に接続するだけで、基本的動作は同
じであるので、以下、受信アンテナの場合につき
説明する。なお、第１図から第５図までの各図を
通して、同一符号は同一又は相当部分である。
の一例である。いま、受信アンテナの場合につい
て説明すると、図において、１―１，１―２，
…，１―Ｎは入力端子でアンテナ素子数に対応し
Ｎ個ある。２―１，…，２―Ｎは４相位相分配
器、３Ｒ１１，３Ｒ１２，…，３RNMは位相0゜
又は180゜の線路に結合する抵抗、３Ｉ１１，３Ｉ
１２，…，３INMは位相90゜又は270゜の線路に結
合する抵抗、４―１，４―２，…４―Ｍは出力加
算線路、５―１，５―２，…５―Ｍは出力端子
で、マルチビームのビーム数に対応し、Ｍ個あ
る。ここでＲ及びＩはそれぞれ信号の実数部及び
虚数部を意味する添字である。また、６は反射を
防ぐための終端抵抗である。送信アンテナとして
用いられる場合には、第１図の各入力端子１―
１，１―２，…１―Ｎ等に各ビームを形成する信
号が入力し、各出力端子５―１，５―２，…５―
Ｍ等は各素子に接続するだけで、基本的動作は同
じであるので、以下、受信アンテナの場合につき
説明する。なお、第１図から第５図までの各図を
通して、同一符号は同一又は相当部分である。
Ｎ個の素子アンテナによる受信信号は、コヒー
レンシイを保つたまま、中間周波数に周波数変換
され、第１図のビーム形成回路の入力端子１―
１，１―２，…１―Ｎに入力する。ここで、アン
テナから高周波増幅器をへて周波数変換器までの
回路は図示しない。各入力信号は４相位相分配器
２―１，…２―Ｎ等によつて90゜ずつ位相の異な
る等振幅信号に分割される。このうち90゜位相差
のある適当な２信号を、必要な位相から決まる抵
抗値を持つ結合抵抗３Ｒ１１，３Ｒ１２，…３
RNM及び３Ｉ１１，３Ｉ１２，…３INMを介し
て、出力加算線路４―１，４―２，…４―Ｍに結
合すると、任意の位相偏移を持つ信号が得られ
る。各アンテナ素子からの信号に、それぞれ必要
な位相偏移を与えて、その出力を加え合わせる
と、特定の方向の放射ビームに対応した合成出力
が１個の出力端子に取り出される。したがつて、
複数個の出力加算線路を用意して、第１図のよう
なマトリクス回路を構成し、各結合抵抗の抵抗値
を適当に選べば、マルチビームアレーアンテナの
ビーム形成回路が構成できる。
レンシイを保つたまま、中間周波数に周波数変換
され、第１図のビーム形成回路の入力端子１―
１，１―２，…１―Ｎに入力する。ここで、アン
テナから高周波増幅器をへて周波数変換器までの
回路は図示しない。各入力信号は４相位相分配器
２―１，…２―Ｎ等によつて90゜ずつ位相の異な
る等振幅信号に分割される。このうち90゜位相差
のある適当な２信号を、必要な位相から決まる抵
抗値を持つ結合抵抗３Ｒ１１，３Ｒ１２，…３
RNM及び３Ｉ１１，３Ｉ１２，…３INMを介し
て、出力加算線路４―１，４―２，…４―Ｍに結
合すると、任意の位相偏移を持つ信号が得られ
る。各アンテナ素子からの信号に、それぞれ必要
な位相偏移を与えて、その出力を加え合わせる
と、特定の方向の放射ビームに対応した合成出力
が１個の出力端子に取り出される。したがつて、
複数個の出力加算線路を用意して、第１図のよう
なマトリクス回路を構成し、各結合抵抗の抵抗値
を適当に選べば、マルチビームアレーアンテナの
ビーム形成回路が構成できる。
このビーム形成回路は、バツトラーマトリクス
等、他の形式のものに比べると、ハードウエアの
構成が簡単で、コンパクトなものになるが、それ
でもビーム数が多くなると、上記回路も大形化
し、寸法、重量、機械的共振等、衛星とう載上の
機構的問題が発生するとともに、次のような電気
性能上の問題が生じる。この回路においては、抵
抗による結合は、入・出力線路のインピーダンス
に影響を及ぼさないように、十分小さいものでな
ければならない。しかも、結合点数が多いほど
個々の結合は小さくなければならない。したがつ
て、結合抵抗の抵抗値は線路インピーダンスに比
べ、十分大きいことが必要となる。通常、数10M
Hzの中間周波数で、線路のインピーダンスは数Ω
から数10Ωであるのに対し、数100Ωから数ｋΩ
の範囲の結合抵抗が用いられる。ところが、この
ような周波数帯では抵抗自身の持つ分布容量によ
るリアクタンスの影響が無視できなくなり、これ
により位相偏移に誤差を生じることになる。リア
クタンスの影響は抵抗値の大きいものほど顕著で
あるので、ビーム数が多いビーム形成回路ほどビ
ーム形成特性が劣化することになる。
等、他の形式のものに比べると、ハードウエアの
構成が簡単で、コンパクトなものになるが、それ
でもビーム数が多くなると、上記回路も大形化
し、寸法、重量、機械的共振等、衛星とう載上の
機構的問題が発生するとともに、次のような電気
性能上の問題が生じる。この回路においては、抵
抗による結合は、入・出力線路のインピーダンス
に影響を及ぼさないように、十分小さいものでな
ければならない。しかも、結合点数が多いほど
個々の結合は小さくなければならない。したがつ
て、結合抵抗の抵抗値は線路インピーダンスに比
べ、十分大きいことが必要となる。通常、数10M
Hzの中間周波数で、線路のインピーダンスは数Ω
から数10Ωであるのに対し、数100Ωから数ｋΩ
の範囲の結合抵抗が用いられる。ところが、この
ような周波数帯では抵抗自身の持つ分布容量によ
るリアクタンスの影響が無視できなくなり、これ
により位相偏移に誤差を生じることになる。リア
クタンスの影響は抵抗値の大きいものほど顕著で
あるので、ビーム数が多いビーム形成回路ほどビ
ーム形成特性が劣化することになる。
さらに、回路の大形化に伴い、出力加算線路長
が増加し、各素子からの線路長差による位相変化
が無視できなくなり、その補正が必要になるとい
う問題も生じる。
が増加し、各素子からの線路長差による位相変化
が無視できなくなり、その補正が必要になるとい
う問題も生じる。
これらの問題は、すべてマトリクスの結合点数
の多いことに起因しているので、結合抵抗の共用
等によつて、結合点数を減少させることができれ
ば、上記の問題はほとんど解決される。
の多いことに起因しているので、結合抵抗の共用
等によつて、結合点数を減少させることができれ
ば、上記の問題はほとんど解決される。
ところで、実用されているマルチビームアレー
アンテナでは、素子配列やビーム配列に対称性を
有するものが多いが、従来は、このようなアンテ
ナに対しても、第１図のような構成の回路がその
まま用いられていたため、前述のような欠点があ
つた。
アンテナでは、素子配列やビーム配列に対称性を
有するものが多いが、従来は、このようなアンテ
ナに対しても、第１図のような構成の回路がその
まま用いられていたため、前述のような欠点があ
つた。
本発明は、この欠点を除くため、素子配列とビ
ーム配列に対称性を有するマルチビームアレーア
ンテナのビーム形成回路を、その対称性を利用し
て、結合点数を減少させ、小形、軽量化とともに
ビーム形成特性の優れたビーム形成回路を実現す
るもので、以下図面により詳細に説明する。
ーム配列に対称性を有するマルチビームアレーア
ンテナのビーム形成回路を、その対称性を利用し
て、結合点数を減少させ、小形、軽量化とともに
ビーム形成特性の優れたビーム形成回路を実現す
るもので、以下図面により詳細に説明する。
はじめに、素子配列とビーム配列の対称性につ
いて説明する。第２図は、対称リングアレーと座
標系である。このアレーは、Ｘ―Ｙ面上に、リン
グの中心が座標系の原点Ｏと一致するように置か
れており、また、観測点Ｐの方向は極座標（θ，
φ）で表される。各リング上では、素子アンテナ
の全部又は一部分が２素子の対をなし、その対が
リング中心に関し、点対称な位置に配置されてい
るものとする。この図で、例えば、素子７―ｎに
対しては素子７―n′が対称な対を構成している。
このような対称性を有するアレーには、通常よく
用いられる方形配列アレー、三角配列アレー等、
多くの平面アレーアンテナが含まれる。
いて説明する。第２図は、対称リングアレーと座
標系である。このアレーは、Ｘ―Ｙ面上に、リン
グの中心が座標系の原点Ｏと一致するように置か
れており、また、観測点Ｐの方向は極座標（θ，
φ）で表される。各リング上では、素子アンテナ
の全部又は一部分が２素子の対をなし、その対が
リング中心に関し、点対称な位置に配置されてい
るものとする。この図で、例えば、素子７―ｎに
対しては素子７―n′が対称な対を構成している。
このような対称性を有するアレーには、通常よく
用いられる方形配列アレー、三角配列アレー等、
多くの平面アレーアンテナが含まれる。
次にビーム配列の対称性について説明する。ビ
ームについても、ビームの全部又は一部分が対称
な対をなしていて、例えば第２図で、１つのビー
ムがθ，φ方向に向いているとすれば、その対と
なるビームがθ，φ＋π方向に向いている。
ームについても、ビームの全部又は一部分が対称
な対をなしていて、例えば第２図で、１つのビー
ムがθ，φ方向に向いているとすれば、その対と
なるビームがθ，φ＋π方向に向いている。
さて、上記のような素子配列とビーム配列に対
称性を有するマルチビームアレーアンテナの励振
位相を調べると、次のような関係にあることがわ
かる。
称性を有するマルチビームアレーアンテナの励振
位相を調べると、次のような関係にあることがわ
かる。
(1) 任意の一つのビームを形成するための対称位
置にある二つの素子の位相は、大きさが等しく
符号は反対である。すなわち、上記２素子の励
振信号は互いに複素共役の関係にある。
置にある二つの素子の位相は、大きさが等しく
符号は反対である。すなわち、上記２素子の励
振信号は互いに複素共役の関係にある。
(2) 対称な二つのビームを形成する場合、任意の
ある素子アンテナの上記２ビームに対する励振
信号は、互いに複素共役の関係にある。
ある素子アンテナの上記２ビームに対する励振
信号は、互いに複素共役の関係にある。
第３図は、位相ベクトル図で、図の８ａと８ｂ
は互いに複素共役の信号の位相関係を表してい
る。第１図のビーム形成回路と対応させてみる
と、複素共役の２信号では、位相の実数部成分８
ｃは大きさ、符号とも等しく、虚数部成分８ｄと
８d′は大きさが等しく、符号は反対になつている
ことがわかる。
は互いに複素共役の信号の位相関係を表してい
る。第１図のビーム形成回路と対応させてみる
と、複素共役の２信号では、位相の実数部成分８
ｃは大きさ、符号とも等しく、虚数部成分８ｄと
８d′は大きさが等しく、符号は反対になつている
ことがわかる。
この性質を利用すれば、互いに複素共役である
二つの入力信号に対して、４相位相分配器と抵抗
マトリクス部を共用し、また、互いに複素共役な
二つの出力信号を得る場合には、結合抵抗を共用
することが可能となる。
二つの入力信号に対して、４相位相分配器と抵抗
マトリクス部を共用し、また、互いに複素共役な
二つの出力信号を得る場合には、結合抵抗を共用
することが可能となる。
第４図は入力回路の共用の実施例で、１―ｎと
１―n′は対称素子の端子、９ａ，９ｂ，９ｃはπ
―ハイブリツド、１０はπ／２固定位相器であ
る。端子１―ｎ及び１―n′からの複素共役な入力
信号をそれぞれＡ及びＢとすると、π―ハイブリ
ツド９ａを通つた後得られる二つの信号は、一方
が和信号Ａ＋Ｂ、他方が差信号Ａ―Ｂとなる。和
信号はその後、もう一つのπ―ハイブリツド９ｂ
に入力され、その出力として、位相が0゜と180゜の
二つの信号が得られ、このうち一方の信号が、必
要とする位相から決まる抵抗値を持つ結合抵抗３
Rn１，…３Rnm，…３RnMを介して、出力加算
線路４―１，…４―ｍ，…４―Ｍに結合される。
したがつて、信号Ａ，Ｂに対する結合出力の実数
部は大きさ、符号とも等しくなる。
１―n′は対称素子の端子、９ａ，９ｂ，９ｃはπ
―ハイブリツド、１０はπ／２固定位相器であ
る。端子１―ｎ及び１―n′からの複素共役な入力
信号をそれぞれＡ及びＢとすると、π―ハイブリ
ツド９ａを通つた後得られる二つの信号は、一方
が和信号Ａ＋Ｂ、他方が差信号Ａ―Ｂとなる。和
信号はその後、もう一つのπ―ハイブリツド９ｂ
に入力され、その出力として、位相が0゜と180゜の
二つの信号が得られ、このうち一方の信号が、必
要とする位相から決まる抵抗値を持つ結合抵抗３
Rn１，…３Rnm，…３RnMを介して、出力加算
線路４―１，…４―ｍ，…４―Ｍに結合される。
したがつて、信号Ａ，Ｂに対する結合出力の実数
部は大きさ、符号とも等しくなる。
一方、差信号Ａ―Ｂは、90゜の固定移相器１０
を通ることにより、90゜の位相偏位を受けた後、
π―ハイブリツド９ｃに入力され、その結果、
90゜と270゜の位相が得られる。このうち、一方の
信号が、必要とする位相から決まる抵抗値を持つ
結合抵抗３In１，…３Inm，…３InMを介して、
出力加算線路４―１，…４―ｍ，…４―Ｍに結合
される。したがつて、信号Ａ，Ｂに対する結合出
力の虚数部は、大きさが等しく、符号は反対とな
る。
を通ることにより、90゜の位相偏位を受けた後、
π―ハイブリツド９ｃに入力され、その結果、
90゜と270゜の位相が得られる。このうち、一方の
信号が、必要とする位相から決まる抵抗値を持つ
結合抵抗３In１，…３Inm，…３InMを介して、
出力加算線路４―１，…４―ｍ，…４―Ｍに結合
される。したがつて、信号Ａ，Ｂに対する結合出
力の虚数部は、大きさが等しく、符号は反対とな
る。
この結果、出力端子５―１，…５―ｍ，…５―
Ｍには、複素共役の入力信号Ａ，Ｂに対し、さら
に複素共役の位相偏移が加えられた信号が取り出
される。したがつて、結合抵抗３Rnm等や３
Inm等の抵抗値を適切に選べば、入力端子１―ｎ
と１―n′からの信号が同相で加え合わされ、出力
端子５に得られることになる。第１図の従来の形
式の場合には、二つの対称入力に対して、個々に
位相分配回路と結合抵抗が必要であつたのに対
し、本発明の場合には、１系統で二つの対称入力
に対する出力信号が得られることになる。したが
つて、もし全アンテナ素子が対称な対を構成して
いるアレーアンテナの場合には、入力回路の個数
は、従来のビーム形成回路の半分に減少する。
Ｍには、複素共役の入力信号Ａ，Ｂに対し、さら
に複素共役の位相偏移が加えられた信号が取り出
される。したがつて、結合抵抗３Rnm等や３
Inm等の抵抗値を適切に選べば、入力端子１―ｎ
と１―n′からの信号が同相で加え合わされ、出力
端子５に得られることになる。第１図の従来の形
式の場合には、二つの対称入力に対して、個々に
位相分配回路と結合抵抗が必要であつたのに対
し、本発明の場合には、１系統で二つの対称入力
に対する出力信号が得られることになる。したが
つて、もし全アンテナ素子が対称な対を構成して
いるアレーアンテナの場合には、入力回路の個数
は、従来のビーム形成回路の半分に減少する。
次に、出力信号の複素共役性を利用して、結合
抵抗の個数を半分にする抵抗マトリクスの構成に
ついて説明する。これは、受信用マルチビームア
ンテナの場合には、二つの対称ビームに対して、
結合抵抗を共用することを意味する。
抵抗の個数を半分にする抵抗マトリクスの構成に
ついて説明する。これは、受信用マルチビームア
ンテナの場合には、二つの対称ビームに対して、
結合抵抗を共用することを意味する。
第５図は、この場合の実施例で、入力側回路は
第１図の原形と同じであるが、出力加算線路は、
結合抵抗３Ｒ１ｍ，…３RNmを介して、４相位
相分配された線路のうち実数部（0゜又は180゜）の
みに結合する線路４Rmと結合抵抗３Ｉ１ｍ，…
３INmを介して虚数部（90゜又は270゜）のみに結
合する線路４Imとに分けられ、それぞれが各素
子アンテナからの信号と結合抵抗群で結合された
後、π―ハイブリツド９ｄで合成される。この結
果、二つの出力端子５―ｍと５―m′には、それ
ぞれ実数部と虚数部の和及び差が出力される。こ
れらの信号は、互いに複素共役の関係にあるか
ら、結局、５―ｍと５―m′には二つの対称ビー
ムの出力が得られることになる。これと第１図の
原形を比較してみると、出力加算線路の数は同じ
であるが、結合抵抗の個数は半分になつているこ
とがわかる。
第１図の原形と同じであるが、出力加算線路は、
結合抵抗３Ｒ１ｍ，…３RNmを介して、４相位
相分配された線路のうち実数部（0゜又は180゜）の
みに結合する線路４Rmと結合抵抗３Ｉ１ｍ，…
３INmを介して虚数部（90゜又は270゜）のみに結
合する線路４Imとに分けられ、それぞれが各素
子アンテナからの信号と結合抵抗群で結合された
後、π―ハイブリツド９ｄで合成される。この結
果、二つの出力端子５―ｍと５―m′には、それ
ぞれ実数部と虚数部の和及び差が出力される。こ
れらの信号は、互いに複素共役の関係にあるか
ら、結局、５―ｍと５―m′には二つの対称ビー
ムの出力が得られることになる。これと第１図の
原形を比較してみると、出力加算線路の数は同じ
であるが、結合抵抗の個数は半分になつているこ
とがわかる。
以上説明したように、この発明によれば、実用
的によく用いられる素子配列やビーム配列に対称
性を有するマルチビームアレーアンテナの抵抗結
合形ビーム形成回路を、その対称性を利用するこ
とにより、結合点数を大幅に少なくすることがで
きる。例えば、全素子アンテナと全ビームが対称
性を有する場合には、マトリクスの結合点数は原
形の1/4になる。それにより、ビーム形成回路の
小形化、軽量化及び製作が容易になるなどの利点
を有するとともに、電気的にも、リアクタンスの
影響の小さい抵抗の使用が可能になり、ビーム形
成特性の良好なビーム形成回路が得られるなどの
利点も有するので、特にビーム数の多い衛星とう
載用マルチビームアレーアンテナのビーム形成回
路を実現するのに大きな効果がある。
的によく用いられる素子配列やビーム配列に対称
性を有するマルチビームアレーアンテナの抵抗結
合形ビーム形成回路を、その対称性を利用するこ
とにより、結合点数を大幅に少なくすることがで
きる。例えば、全素子アンテナと全ビームが対称
性を有する場合には、マトリクスの結合点数は原
形の1/4になる。それにより、ビーム形成回路の
小形化、軽量化及び製作が容易になるなどの利点
を有するとともに、電気的にも、リアクタンスの
影響の小さい抵抗の使用が可能になり、ビーム形
成特性の良好なビーム形成回路が得られるなどの
利点も有するので、特にビーム数の多い衛星とう
載用マルチビームアレーアンテナのビーム形成回
路を実現するのに大きな効果がある。
第１図は、公知の抵抗結合マトリクスのブロツ
クダイアグラム、第２図は対称な位置に置かれた
素子対から構成される平面アレーアンテナと座標
系を示す図、第３図は複素共役の励振信号の位相
関係を示すベクトル図、第４図は特許請求の範囲
１記載の発明である入力側回路の一実施例を示す
ブロツクダイアグラム、第５図は特許請求の範囲
２記載の発明である出力信号の複素共役性を利用
して、結合抵抗数を減少した場合の一実施例を示
すブロツクダイアグラムである。 １―１，１―２，…１―Ｎ……入力端子、２―
１，…２―Ｎ……４相位相分配器、３Ｒ１１，３
Ｒ１２，…３RNM及び３Ｉ１１，３Ｉ１２，…
３INM……結合抵抗、４―１，４―２，…４―
Ｍ……出力加算線路、５―１，５―２，…５―Ｍ
……出力端子、６……終端抵抗、７―ｎと７―
n′……対称配列素子対、８ａ及び８ｂ……反対称
位相ベクトル、８ｃ……位相ベクトルの実数部成
分、８ｄ及び８d′……位相ベクトルの虚数部成
分、１―ｎ及び１―n′……対称素子に対応する入
力端子、９ａ〜９ｄ……π―ハイブリツド、１０
……π／２移相器、４Rm及び４Im……それぞれ
４相位相分配器からの出力のうち、実数部のみ及
び虚数部のみに結合する出力加算線路、５―ｍ及
び５―m′……対称ビームに対する出力端子。
クダイアグラム、第２図は対称な位置に置かれた
素子対から構成される平面アレーアンテナと座標
系を示す図、第３図は複素共役の励振信号の位相
関係を示すベクトル図、第４図は特許請求の範囲
１記載の発明である入力側回路の一実施例を示す
ブロツクダイアグラム、第５図は特許請求の範囲
２記載の発明である出力信号の複素共役性を利用
して、結合抵抗数を減少した場合の一実施例を示
すブロツクダイアグラムである。 １―１，１―２，…１―Ｎ……入力端子、２―
１，…２―Ｎ……４相位相分配器、３Ｒ１１，３
Ｒ１２，…３RNM及び３Ｉ１１，３Ｉ１２，…
３INM……結合抵抗、４―１，４―２，…４―
Ｍ……出力加算線路、５―１，５―２，…５―Ｍ
……出力端子、６……終端抵抗、７―ｎと７―
n′……対称配列素子対、８ａ及び８ｂ……反対称
位相ベクトル、８ｃ……位相ベクトルの実数部成
分、８ｄ及び８d′……位相ベクトルの虚数部成
分、１―ｎ及び１―n′……対称素子に対応する入
力端子、９ａ〜９ｄ……π―ハイブリツド、１０
……π／２移相器、４Rm及び４Im……それぞれ
４相位相分配器からの出力のうち、実数部のみ及
び虚数部のみに結合する出力加算線路、５―ｍ及
び５―m′……対称ビームに対する出力端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 複数の入力に対応した複数の４相位相分配器
と複数の出力端子の間に各位相に対応する結合抵
抗をマトリクス接続したマルチビーム形成回路に
おいて、互いに複素共役の関係にある二つの入力
信号に対し４相位相分配器及び結合抵抗部を共用
することにより、４相位相分配器及びマトリクス
の結合抵抗数を減少させることを特徴とするマル
チビーム形成回路。 ２ 複数の入力に対応した複数の４相位相分配器
と複数の出力端子の間に各位相に対応する結合抵
抗をマトリクス接続したマルチビーム形成回路に
おいて、出力加算線路を各４相位相分配器の四つ
の出力のうちの実数部のみに結合する抵抗と加算
線路、及び虚数部のみに結合する抵抗と加算線路
の２組で構成し、それら２組の出力をハイブリツ
ドを用いて合成することにより、最少の結合抵抗
で二つの互いに複素共役の出力信号を得ることを
特徴とするマルチビーム形成回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56170673A JPS5873206A (ja) | 1981-10-27 | 1981-10-27 | マルチビ−ム形成回路 |
| US06/365,265 US4584581A (en) | 1981-10-27 | 1982-04-05 | Beam forming network for multibeam array antenna |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56170673A JPS5873206A (ja) | 1981-10-27 | 1981-10-27 | マルチビ−ム形成回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5873206A JPS5873206A (ja) | 1983-05-02 |
| JPH0116048B2 true JPH0116048B2 (ja) | 1989-03-22 |
Family
ID=15909253
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56170673A Granted JPS5873206A (ja) | 1981-10-27 | 1981-10-27 | マルチビ−ム形成回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4584581A (ja) |
| JP (1) | JPS5873206A (ja) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3571897D1 (en) * | 1984-03-24 | 1989-08-31 | Gen Electric Co Plc | A beam forming network |
| US4989011A (en) * | 1987-10-23 | 1991-01-29 | Hughes Aircraft Company | Dual mode phased array antenna system |
| US4814730A (en) * | 1988-02-18 | 1989-03-21 | Westinghouse Electric Corp. | Quadrature combiner |
| US5608796A (en) * | 1995-02-10 | 1997-03-04 | Lucent Technologies Inc. | Balanced phase splitting circuit |
| DE19756363A1 (de) * | 1997-12-18 | 1999-06-24 | Cit Alcatel | Antennenspeiseanordnung |
| US6429816B1 (en) | 2001-05-04 | 2002-08-06 | Harris Corporation | Spatially orthogonal signal distribution and support architecture for multi-beam phased array antenna |
| GB0325987D0 (en) * | 2003-11-07 | 2003-12-10 | Qinetiq Ltd | Phased array antenna system with controllable electrical tilt |
| JP4787980B2 (ja) * | 2007-05-16 | 2011-10-05 | 独立行政法人 宇宙航空研究開発機構 | 電子ビーム走査アンテナ制御回路及び該制御回路を備えた電子ビーム走査アンテナ装置 |
| US8670778B2 (en) * | 2008-09-29 | 2014-03-11 | Qualcomm Incorporated | Dynamic sectors in a wireless communication system |
| WO2010059186A2 (en) * | 2008-11-19 | 2010-05-27 | Andrew Llc | Dual-beam sector antenna and array |
| EP2443766A1 (en) | 2009-06-15 | 2012-04-25 | Agc Automotive Americas R&D, Inc. | Antenna system and method for optimizing an rf signal |
| WO2012103855A2 (zh) * | 2012-04-20 | 2012-08-09 | 华为技术有限公司 | 天线及基站 |
| WO2014149201A1 (en) | 2013-03-15 | 2014-09-25 | Agc Automotive Americas R& D, Inc. | Window assembly with transparent regions having a perfoormance enhancing slit formed therein |
| CN104508992B (zh) | 2013-06-28 | 2018-11-16 | 华为技术有限公司 | 一种多模基站控制方法及基站 |
| US9876546B2 (en) * | 2013-12-20 | 2018-01-23 | Agence Spatiale Européenne | Digital beam-forming network having a reduced complexity and array antenna comprising the same |
| US12040558B1 (en) * | 2023-06-02 | 2024-07-16 | The Florida International University Board Of Trustees | Ultrawideband beamforming networks |
| WO2025067671A1 (en) | 2023-09-28 | 2025-04-03 | European Space Agency | Apparatus |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB979971A (en) * | 1960-03-25 | 1965-01-06 | Emi Ltd | An improved aerial arrangement |
| US3255450A (en) * | 1960-06-15 | 1966-06-07 | Sanders Associates Inc | Multiple beam antenna system employing multiple directional couplers in the leadin |
| US3176297A (en) * | 1962-11-08 | 1965-03-30 | Sperry Rand Corp | Antenna systems |
| US3345585A (en) * | 1964-11-25 | 1967-10-03 | Donald A Hildebrand | Phase shifting stripline directional coupling networks |
| US3422438A (en) * | 1965-11-30 | 1969-01-14 | Arthur E Marston | Conjugate pair feed system for antenna array |
| US3621406A (en) * | 1969-12-09 | 1971-11-16 | Nasa | Continuously variable voltage-controlled phase shifter |
| US4041501A (en) * | 1975-07-10 | 1977-08-09 | Hazeltine Corporation | Limited scan array antenna systems with sharp cutoff of element pattern |
| CA1122284A (en) * | 1978-11-16 | 1982-04-20 | Kwok K. Chan | Two into three port phase shifting power divider |
| US4231040A (en) * | 1978-12-11 | 1980-10-28 | Motorola, Inc. | Simultaneous multiple beam antenna array matrix and method thereof |
-
1981
- 1981-10-27 JP JP56170673A patent/JPS5873206A/ja active Granted
-
1982
- 1982-04-05 US US06/365,265 patent/US4584581A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4584581A (en) | 1986-04-22 |
| JPS5873206A (ja) | 1983-05-02 |
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