JPH0118488B2

JPH0118488B2 -

Info

Publication number: JPH0118488B2
Application number: JP56140594A
Authority: JP
Inventors: Tadao Betsusho
Original assignee: Kenwood KK
Current assignee: Kenwood KK
Priority date: 1981-09-07
Filing date: 1981-09-07
Publication date: 1989-04-06
Also published as: JPS5841403A

Description

【発明の詳細な説明】本発明はテープデツキ等の磁気録音機に用いる
磁気録音ヘツド駆動回路に関する。

本発明は磁気録音ヘツドを安定に定電流駆動す
る、磁気録音ヘツド駆動回路を提供することを目
的とするものである。

従来の磁気録音ヘツド駆動回路は第１図ａまた
はｂに示す如く構成されていた。

第１図ａに示す磁気録音ヘツド駆動回路は録音
補償回路１、バイアス信号トラツプ回路２とから
なり、抵抗３およびバイアス信号トラツプ回路２
を通つた録音補償回路１からの信号電流と、可変
抵抗器４を通したバイアス発振器５からのバイア
ス電流とを磁気録音ヘツド６の巻線７の一端でミ
キシングして磁気録音ヘツド６の巻線７を駆動し
ている。なお８は信号源である。

しかるに第１図ａに示した従来の駆動回路によ
るときは下記(イ)〜(ホ)に示す如く多くの欠点を有し
ている。

(イ) 信号電流が可変抵抗器４の方に流れないとす
れば巻線７に流れる信号電流I_SはI_S＝Ａ・V_S／
（R₀＋Z_H）である。ここでＡは録音補償回路１
の利得、V_Sは信号源８の出力電圧、R₀は抵抗
３の抵抗値、Z_Hは巻線７のインピーダンスであ
る。巻線７のインピーダンスZ_Hは周波数の上昇
とともに上昇し、利得Ａおよび電圧V_Sが一定
であつても、信号電流I_Sは一定にならず周波数
が上昇する程、減少する。すなわち理想的な定
電流駆動を行なうことができない。

(ロ) 周波数の増加に従つて信号電流I_Sが減少する
ため、高域録音補償量は磁気録音ヘツド６と磁
気テープに起因する電磁変換損失の補償量以上
に大きくせねばならない。このため高域周波数
において録音補償回路１のダイナミツクレンジ
が狭くなつて高入力信号時、信号電流に歪が発
生し、バイアス電流とミキシングした場合磁気
録音ヘツド６の非直線性のために混変調歪が発
生し易い。

(ハ) 抵抗３の抵抗値R₀を大きくすれば信号電流I_S
は定電流性を有するようになる。しかし抵抗値
R₀による電圧降下が大となるために録音補償
回路１の出力電圧レベル（V_S・Ａ）を増加し
ないと、巻線７には抵抗値R₀を増加する前と
同一値の信号電流I_Sが流れないことになる。す
なわち信号電流I_Sの定電流性を抵抗値R₀を増加
することにより得ても、録音補償回路１のダイ
ナミツクレンジを改善することができない。

(ニ) 抵抗値R₀の値は一般的にバイアス発振周波
数における巻線７のインピーダンスの数分の一
になつているため、可変抵抗器４を通過したバ
イアス電流を巻線７にのみ流すためにはバイア
ス信号トラツプ回路２が必要不可欠である。

(ホ) バイアス信号トラツプ回路２を用いた場合、
トラツプ周波数の調整が必要となり、かつトラ
ツプ周波数は温度の影響を受け易く、周囲温度
の変化によりトラツプずれを起し、最適バイア
ス電流値からのずれを生ずる危険性が大きい。
またバイアス信号トラツプ回路２は一般的にイ
ンダクタを用いて構成されるため電源変圧器等
からの漏洩磁束と結合を起し易く録音時のＳ／
Ｎを悪化させる。

また第１図ｂに示した従来の磁気録音ヘツド
駆動回路は定電圧駆動出力部を有する信号電流
用増幅器９を、電流帰還増幅器として構成した
ものである。従つて磁気録音ヘツド６の巻線７
に流れる信号電流I_Sは電流検出用抵抗１０の抵
抗値と、帰還用抵抗１２および１３の抵抗値の
和との並列インピーダンスだけに依存すること
になり巻線７のインピーダンスには依存しな
い。従つて本駆動回路では磁気録音ヘツド６す
なわち巻線７は理想的な定電流駆動により駆動
されることになり、第１図ａに示した従来の回
路における(イ)〜(ハ)に示した欠点は解消される。
なお第１図ｂにおいて１１はバイアス信号トラ
ツプ回路である。

しかし第１図ｂに示す回路によるときは次に示
す(ヘ)〜（ル）の欠点を有する。

(ヘ) 巻線７の一端で信号電流とバイアス電流とを
ミキシングする場合には、信号電流用増幅器９
の出力にバイアス電流が流れ込まないようにす
るために信号電流とバイアス電流とがミキシン
グされる巻線７の一端と信号電流用増幅器９と
の間にバイアス信号トラツプ回路２を必要とす
る。

(ト) 電流検出用抵抗１０には信号電流のほかバイ
アス電流も流れるので、電流検出用抵抗１０と
巻線７の他端との接続点にはバイアス電圧も誘
起される。もしこのバイアス電圧が信号電流用
増幅器９の入力に帰還された場合、信号電流と
の間で混変調歪を発生する可能性がある。さら
にバイアス信号トラツプ回路２のバイアス周波
数におけるインピーダンスが無限大でない限
り、巻線７に流れるバイアス電流に影響を及ぼ
す。このために電流検出用抵抗１０の一端と信
号電流用増幅器９との間にバイアス信号トラツ
プ回路１１を必要とする。

(チ) 信号電流用増幅器９の帰還ループ内にバイア
ス信号トラツプ回路１１が存在すると、トラツ
プ周波数において信号電流用増幅器９の閉ルー
プ利得が最大になる。バイアス信号トラツプ回
路１１の減衰特性の勾配が急な程、信号電流用
増幅器９の閉ループ利得は鋭いピークを有する
ようになり、回路が不安定となり発振等が起り
易くなる。

(リ) 電流検出用抵抗１０には信号電流とバイアス
電流とが流れる。特に巻線７を通過したバイア
ス電流は、バイアス信号トラツプ回路１１の存
在のために、全て電流検出用抵抗１０に流れる
ことになり電流検出用抵抗１０の抵抗値に比例
した電圧降下が発生する。巻線７に最適バイア
ス電流を流すために必要なバイアス発振電圧
V_Bが可能な限り小さくて済すためには電流検
出用抵抗１０による電圧降下を少なくせねばな
らず、電流検出用抵抗１０はバイアス周波数に
於ける巻線７のインピーダンスに比べて無視で
きる程度に小さくなければならない。また、巻
線７に流れる信号電流は電流検出用抵抗１０の
抵抗値と、帰還用抵抗１２の抵抗値＋抵抗１３
の抵抗値との並列インピーダンスにより定まる
ため、巻線７に所定の基準電流を流すためには
電流検出用抵抗１０の抵抗値の小さい程、信号
電流用増幅器９の出力電圧は小さい値ですみ、
ダイナミツクレンジが増大することになる。し
かし電流検出用抵抗１０の抵抗値が小さくなる
と信号電流用増幅器９の帰還量は減り閉ループ
利得が増加する。帰還率は周波数が高くなるに
伴つて減少するため、高い周波数程、閉ループ
利得の増加が顕著となる。このために、(i)利得
の安定化が図れなくなる。(ii)半導体素子に付随
する非直線歪の軽減が十分に行なえない。(iii)周
波数特性の改善が図れない。〓雑音が軽減され
ない等の問題が生ずる。またこのために、信号
電流用増幅器９に録音補償回路を入れることが
難くなり、信号電流用増幅器９の前段に録音補
償回路を構成しなければならなくなる。

(ヌ) 磁気ヘツドが録音・再生兼用の磁気ヘツドの
場合、その接続を録音時と再生時とで切替える
ことが行なわれる。しかるに磁気ヘツド６が信
号電流用増幅器９の帰還ループ内に挿入されて
いると、録音時に巻線７の両端がアースから浮
くことになる。このため録音・再生の切替時に
おける巻線７への切替回路が複雑となる。たと
えば録音状態から再生状態への切替時には、録
音・再生兼用磁気ヘツドの巻線両端を信号電流
用増幅器９の帰還ループから一度切離し、一端
をアースし他端を再生補償回路の入力端に接続
しなければならない。

(ル) 巻線７とその配線材とが信号電流用増幅器
９の帰還ループ内に入るため巻線７のインダク
タンスと前記配線材の分布容量とで定まる共振
周波数において、閉ループ利得は鋭いピーク値
を有する。このために信号電流用増幅器９の動
作が不安定となり発振等が起り易くなる。

本発明は上記した如き欠点にかんがみなされた
もので、磁気ヘツドの巻線を定電流駆動し、かつ
バイアス信号トラツプ回路を不要とすることによ
り上記の欠点を解消するものである。

以下、本発明を実施例により説明する。

第２図ａは本発明の一実施例の回路図である。

本実施例は入力信号を増幅するトランジスタ２
０，２１、定電流源回路２２、コレクタ負荷抵抗
２３，２４およびダイオード２５，２６からなる
差動増幅器２７と、ダイオード２６とともにカレ
ントミラー回路を構成するトランジスタ２８と、
トランジスタ２８のコレクタ負荷抵抗２９および
ダイオード３０と、ダイオード２５とともにカレ
ントミラー回路を構成するトランジスタ３１とダ
イオード３０とともにカレントミラー回路を構成
するトランジスタ３２とをコンプリメンタリ接続
し負荷３３を駆動するとともに出力電圧をトラン
ジスタ２１のベースへ帰還インピーダンス回路３
４を介して帰還する第１の定電流出力段３５と、
ダイオード２５とともにカレントミラー回路を構
成するトランジスタ３６とダイオード３０ととも
にカレントミラー回路を構成するトランジスタ３
７とをコンプリメンタリ接続し磁気録音ヘツド６
の巻線７を駆動する第２の定電流出力段３８とか
らなつている。

そこで入力端子INに印加された入力信号電圧
は差動増幅器２７で増幅される。差動増幅器２７
を構成するトランジスタ２０のコレクタ電流は第
１の定電流出力段３５を構成するトランジスタ３
１に移され、差動増幅器２７を構成するトランジ
スタ２１のコレクタ電流はトランジスタ２８およ
びダイオード３０を介してトランジスタ３２に移
されて、負荷３３が駆動される。また、差動増幅
器２７を構成するトランジスタ２０のコレクタ電
流はトランジスタ３６に移され、差動増幅器２７
を構成するトランジスタ２１のコレクタ電流はト
ランジスタ２８およびダイオード３０を介してト
ランジスタ３７に移されて、巻線７が駆動され
る。

しかるに第１および第２の定電流出力段３５お
よび３８はそれぞれエミツタ接地のトランジスタ
３１，３２および３６，３７からなるコンプリメ
ンタリ接続で構成されているため、出力インピー
ダンスは高く理論的に無限大となり、巻線７は定
電流駆動されることになる。従つて本実施例によ
つて信号電流のみを増幅し、第２の定電流出力段
３８の出力端でバイアス電流I_Bとミキシングした
場合に、バイアス電流I_Bは第２の定電流出力段３
８へは流れ込まず、磁気録音ヘツド６の巻線７に
のみ流れ込むことになる。このためにバイアス電
流トラツプ回路は不要となる。

そこで本実施例によれば巻線７は定電流駆動さ
れるために、従来の磁気録音ヘツド駆動回路にお
ける前記した(イ)、(ロ)および(ハ)の欠点は解消され
る。またさらに本実施例によればバイアス信号ト
ラツプ回路を必要としないために、従来の磁気録
音ヘツド駆動回路における前記した(ニ)、(ホ)、(ヘ)、
(ト)および(チ)の欠点は解消される。また、本実施例
によれば第１図ｂに示した如く信号電流用増幅器
９の帰還ループ内に巻線７が挿入されていないた
めに、従来の磁気録音ヘツド駆動回路における
(リ)、(ヌ)および（ル）の欠点は解消される。

また、本実施例においては並列接続された２つ
の第１および第２の定電流出力段３５および３８
を備えており、第２の定電流出力段３８の出力に
より巻線７を駆動し、第１の定電流出力段３５を
利得制御出力に用いている。負荷３３は第１の定
電流出力段３５の負荷であり、帰還インピーダン
ス回路３４は第１の定電流出力段３５の帰還回路
を構成しており、巻線７に流れる電流は帰還イン
ピーダンス回路３４のインピーダンス値を変化さ
せることによつても変化させることができる。ま
た負荷３３のインピーダンス値を変化させること
によつても巻線７に流れる電流を変化させること
もできる。

上記の如く第２の定電流出力段３８に並列に利
得制御のために第１の定電流出力段３５を設け負
帰還を施すことによつて、本実施例においては、
(i)利得の安定化が図れ、(ii)半導体素子に付随する
非直線歪の軽減が十分に行なうことができ、(iii)周
波数特性の改善が図れ、かつ〓雑音を軽減するこ
とができる。従つて従来の磁気ヘツド駆動回路の
前記した(リ)の欠点中の(i)〜〓の問題は解消する。

また、たとえば帰還インピーダンス回路３４に
第３図ａに示す如く抵抗R₁，R₂およびコンデン
サC₁からなる直並列回路を用いることにより低
域補償を行なうことができ、第３図ｂに示す如く
負荷３３に抵抗R₃，R₄、コイルL₁およびコンデ
ンサC₂からなる直並列回路を用いることにより
高域補償を行なうことができる。

従つて、本実施例によれば録音補償と定電流駆
動とを同時に行なうことができることになる。

また本実施例に対して巻線７を単に定電流駆動
する磁気記録ヘツド駆動回路として第１の定電流
出力段３５の存在しない第４図ａに示す如く構成
した磁気録音ヘツド駆動回路が考えられる。しか
るに第４図ａに示した回路は本発明の一実施例の
回路と比較して明らかな如く利得制御を行なう第
１の定電流出力段３５が存在しないために、本発
明の一実施例の回路によつて得られる(i)利得の安
定化が図れ、(ii)導体素子に付随する非直線歪の軽
減が十分に行なえ、(iii)周波数特性の改善を図るこ
とができ、かつ〓雑音が軽減できるといつた効果
を得ることができない。またさらに、録音補償の
ための回路を第４図ａに示す磁気録音ヘツド駆動
回路中に挿入することは難しく、第４図ａに示す
磁気録音ヘツド駆動回路の前段に録音補償回路を
構成せねばならないことになる。

つぎに本発明の他の実施例について説明する。

第２図ｂは本発明の他の実施例の回路図であ
る。

本発明の他の実施例は、入力信号を増幅するト
ランジスタ４０，４１、コレクタ負荷抵抗４３，
４４および定電流源回路４５とからなる不平衡出
力の差動増幅器４６と、コレクタ負荷として定電
流源回路４７を有しトランジスタ４０のコレクタ
出力電圧により駆動されるトランジスタ４８とか
らなりトランジスタ４８のコレクタに接続した負
荷３３を駆動する第１の定電流出力段４９と、コ
レクタ負荷として定電流源回路５０を有しトラン
ジスタ４０のコレクタ出力電圧により駆動される
トランジスタ５１とからなりトランジスタ５１の
コレクタに接続した磁気録音ヘツド６の巻線７を
駆動する第２の定電流出力段５２と、トランジス
タ４８のコレクタとトランジスタ４１のベースと
の間に接続された帰還インピーダンス回路３４と
からなつている。

入力信号を増幅したトランジスタ４０のコレク
タ出力電圧に従つてトランジスタ５１のコレクタ
電流は増減し、定電流源回路５０の出力電流から
トランジスタ５１のコレクタ電流を減算した電流
により巻線７は定電流駆動される。また、負荷３
３についても同様に第１の定電流出力段４９によ
つて駆動される。

この場合においても巻線７の駆動は定電流駆動
であり、かつ第２の定電流出力段５２の出力イン
ピーダンスは高く、理論的には無限大であつて、
第２の定電流出力段５２の出力点でバイアス電流
とミキシングする場合、バイアス電流は第２の定
電流出力段５２に流れ込むことはなく、巻線７に
流れることになる。従つて、バイアス信号トラツ
プ回路は不要となり、かつ巻線７は定電流駆動さ
れるために本発明の一実施例の場合と同様に、従
来の磁気記録ヘツド駆動回路の前記した(イ)〜
（ル）の欠点は解消される。

また第２の定電流出力段５２に並列に利得制御
用の第１の定電流出力段４９を備えており、負荷
３３のインピーダンス値、または／および帰還イ
ンピーダンス回路３４のインピーダンス値を変え
ることにより利得すなわち巻線６に流れる電流値
を変えることができる。

また、帰還インピーダンス回路３４にたとえば
第３図ａに示したインピーダンス回路を用いるこ
とにより低域補償ができ、負荷３３にたとえば第
３図ｂに示したインピーダンス回路を用いること
により高域補償ができて、録音補償も本発明の他
の実施例の回路内において行なうことができる。

また、本発明の他の実施例に対して巻線７を単
に定電流駆動する磁気録音ヘツド駆動回路として
第１の定電流出力段４９の存在しない第４図ｂに
示す如く構成した磁気録音ヘツド駆動回路が考え
られる。しかるに第４図ｂに示した回路は本発明
の他の実施例の回路と比較して明らかな如く利得
制御を行なう第１の定電流出力段４９が存在しな
いために、本発明の一実施例に対する第４図ａの
回路における場合と同様であつて、(i)利得の安定
化が図れず、(ii)半導体素子に付随する非直線歪の
軽減が十分に行なえず、(iii)周波数特性の改善を図
ることができず、かつ〓雑音の軽減をすることが
できない。また録音補償回路を第４図ｂに示す磁
気録音ヘツド駆動回路の前段に設けなければなら
ないことになる。

つぎに本発明の一実施例の変形実施例について
説明する。

第５図は本発明の一実施例の変形実施例の回路
図である。

本変形実施例は第２図ａに示した本発明の一実
施例において、差動増幅器２７に代つて差動増幅
器２７′を用いる。差動増幅器２７′はトランジス
タ２０，２１に代つて電界効果トランジスタ２
０′，２１′を用い、ダイオード２５，２６に代つ
てダイオード接続のトランジスタ２５′，２６′を
用い、入力信号電流I_Sとバイアス電流I_Bとは加算
抵抗５５および５６をそれぞれ介して加算し、該
加算電流に対応した電圧を電界効果トランジスタ
２１′のゲートに印加するように構成してある。
またダイオード３０はダイオード接続のトランジ
スタ３０′に置換してある。

本変形実施例においてはバイアス電流I_Bを第２
の定電流出力段３８の出力点で加算せずに、電界
効果トランジスタ２１′のベース側において加算
している。しかしながら本変形実施例の回路は反
転増幅器となつており、反転入力端のインピーダ
ンスは理論的に零となり、信号電流I_Sとバイアス
電流との加算によつて生ずる他への影響は全くな
く、本発明の一実施例の場合と全く同様に動作す
る。

また以上説明した本発明の一実施例、他の実施
例および本発明の一実施例の変形実施例におい
て、第１および第２の２つの定電流出力段を用い
た場合を例に説明したが、３以上の定電流出力段
を設けて、その一部の定電流出力段を利得制御出
力として用い、他の定電流出力段を巻線７の駆動
出力としてもよいことは勿論である以上説明した如く本発明によれば、磁気録音ヘ
ツドを安定に定電流駆動することができ、バイア
ス信号トラツプ回路は不要となり、かつ磁気録音
ヘツド駆動回路内において録音補償を行なうこと
ができる。従つて従来の磁気録音ヘツド駆動回路
の欠点を総て解消することができる。

また、高域録音補償量は少なくてすみ、高周波
領域においてダイナミツクレンジが広がることに
なる。

また磁気録音ヘツドの巻線が帰還ループ内に接
続されないために、巻線の呈するインダクタンス
と磁気録音ヘツドへの配線材の分布容量とに起因
する共振によつて磁気記録ヘツド駆動回路が不安
定となることもなく、かつ閉ループ利得も磁気録
音ヘツドの巻線のインピーダンスに関係なく決定
することができる。

また集積回路化が容易であるという効果もあ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図ａおよびｂは従来の磁気録音ヘツド駆動
回路の回路図。第２図ａは本発明の一実施例の磁
気録音ヘツド駆動回路の回路図。第２図ｂは本発
明の他の実施例の磁気録音ヘツド駆動回路の回路
図。第３図ａおよびｂは本発明の一実施例におけ
る帰還インピーダンス回路および負荷の一例を示
す回路図。第４図ａおよびｂは本発明の一実施例
および他の実施例の作用の説明に供するため対比
した磁気記録ヘツド駆動回路の回路図。第５図は
本発明の一実施例の変形実施例における磁気録音
ヘツド駆動回路の回路図。６……磁気録音ヘツド、７……磁気録音ヘツド
の巻線、２０，２１，２８，３１，３２，３６，
３７，４０，４１，４８，５１，２５′，２６′お
よび３０′……トランジスタ、２２，４５，４７
および５０……定電流源回路、２７，４６および
２７′……差動増幅器、３３……負荷、３４……
帰還インピーダンス回路、３５および４９……第
１の定電流出力段、３８および５２……第２の定
電流出力段、２０′および２１′……電界効果トラ
ンジスタ。

Claims

【特許請求の範囲】１記録信号を定電流増幅器によつて増幅し、こ
の定電流増幅器の出力とバイアス発振器からの出
力とを磁気録音ヘツドにおいてミキシングしてな
る交流バイアス方式の磁気記録ヘツド駆動回路に
おいて、入力段の出力により駆動される第１の定電流出
力段と、前記入力段の出力により駆動されかつ前記第１
の定電流出力段に並列に接続された第２の定電流
出力段とを備え、前記第１の定電流出力段の出力により負荷を駆
動するとともに、前記第１の定電流出力段の出力
を前記入力段に帰還回路を通して帰還し、かつ前
記第２の定電流出力段の出力により磁気録音ヘツ
ドの巻線を駆動するようにしてなることを特徴と
する磁気録音ヘツド駆動回路。２負荷を周波数特性を有するインピーダンス回
路にて構成し、録音補償特性を得ることを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載の磁器録音ヘツド
駆動回路。３帰還回路を周波数特性を有するインピーダン
ス回路にて構成し、録音補償特性を得ることを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の磁気録音ヘ
ツド駆動回路。