JPH01190034A - 同時双方向ｆｍ送受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 本発明は、コードレス電話機等に適用して好適な同時双
方向ＦＭ送受信機に関するものである。

「従来の技術」 近年、室内等の近距離で自由に持ち運びできるコードレ
ス電話機（以下コードレスホンという）が普及しようと
している。

コードレスホンは、電話機の送受音声信号を接続装置と
の間で同時双方向無線伝送するもので、接続装置（固定
機）は室内に固定設置され、電話回線に接続されている
。

コードレスホンに使用される無線伝送周波数帯域は、例
えばヨーロッパ地域では、接続装置からの送信周波数が
９５９〜９６０ＭＨｚ、電話機（移動機）からの送信周
波数が９１４〜９１５ＭＨｚと定められている。すなわ
ち、送受信周波数間隔は４５ＭＨｚである。また、チャ
ンネルとしては、２５ｋＨｚ間隔で４０チヤンネルが割
当てられている。そして、チャンネル運用については、
ＭＣＡ（マルチ　チャンネル　アクセス）方式が採用さ
れ、接続装置には、空チャンネルを自動選局して同時双
方向伝送を行うチャンネル制御回路が内蔵されている。

第２図は、従来のコードレスホンの移動機の無線部の回
路構成を示すブロック図である。

まず、受信部について説明する。

アンテナ端子ＡＮＴに入力された受信信号は、デュプレ
クサ１により分波されて、ｒ（Ｆ（高周波）増幅器２に
入力される。ＲＦ増幅器２の出力は、受信周波数帯域（
９５９〜９６０ＭＨｚ）を通過させるバンドパスフィル
タ３を通り、第１混合器４のＲＦ入力端子に入力される
。

該第１混合器４の局発入力端子には、後述する受信用Ｐ
ＬＬシンセサイザＰＬＬ　１を構成する電圧制御発振器
（ＶＣＯ）１２の出力信号が入力されて周波数混合が行
われ、その出力のうちから、第１１Ｆ（中間周波）パン
ドパスフ１ルタ５によって所定の周波数成分だけが通過
され、第１１Ｆ信号が得られる。それらの周波数は、受
信チャンネルの中心周波数が、たとえば９５９．５ＭＨ
ｚとすると、ＶＣＯ１２の出力周波数が９４８．８ＭＨ
ｚとされ、１０．７ＭＨｚの第１１Ｆ周波数が得られる
。

第１１Ｆ信号は、第２混合器６のＲＦ入力端子に入力さ
れ、第２局部発振器１１から供給される１０．２４５Ｍ
Ｈｚの局部発振信号と混合される。

この結果、４５５ＫＨｚの第２１Ｆ信号が得られる。こ
こで、第２局部発振器１１は、水晶発振回路で構成され
、その出力が第２混合器６の局発入力端子に入力される
ようになっている。

第２１Ｆバンドパスフイルタ７は、隣接チャンネル等の
妨害信号を除去し、受信信号による第２ＩＦ信号だけを
通過させる。この第２１Ｆ信号は、ＩＦ増幅器８で増幅
され、ＦＭ検波器９でＦＭ復調され、ＡＦ（低周波）増
幅器１０で増幅された後、図示せぬ電話機のスピーカに
供給される。

次に送信部について説明する。

後述する送信用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ　２を構成す
るＶＣＯ１７の出力信号は、受信周波数よりも４５ＭＨ
ｚ低い値、たとえば９１４．５ＭＨｚであり、ＲＦｉｌ
力増幅器２６で増幅され、前記デュプレクサ１に入力さ
れる。

ＲＦ電力増幅器２６の出力電力は、デュプレクサｌの分
波動作によって、受信回路部に伝送されずに、送信信号
としてアンテナ端子ＡＮＴに伝送される。

次に、受信用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ　１．および送
信用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ２について説明する。

受信用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ　ｌは、ＶＣＯ１２、
プリスケーラ１３、可変分周器１４、位相比較器１５、
およびローパスフィルタ１６から構成され、位相比較器
１５には、基準発振器２２の出力を基準分周器２３によ
り分周して得た基準周波数信号（周波数ｆＲＩ！Ｆ）が
供給されている。

基準周波数ｆＲ１１Ｆを、たとえばｌ　、５６２５ｋＨ
ｚとし、プリスケーラ１３の分周比Ｐを１６、可変分周
器１４の分周比Ｎ、を３７９５２とすると、ＶＣＯｌ　
２の出力周波数ｒ　ｖｃｏは、ｒｖｃｏ＝　ｒ＊ｇｒＸ
　ＰＸＮ、＝９４８．８ＭＨｚなる周波数でロックされ
る。また、たとえば、分周比Ｎ、を３７９３２〜３７９
７２の間で変化させることにより、ｖＣＯ１２の出力周
波数Ｌｖｃｏは、９４８．３〜９４９．３Ｍ　Ｈｚの間
において２５ｋＨｚステツプで変化する。

こうして、受信用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ　Ｉは所期
の機能をはたすことができる。

送信用ＰＬＬシンセサイザＰ　Ｌ　Ｌ　２　！！、ＶＣ
Ｏ１７、プリスケーラ１８、可変分周器１９、位相比較
器２０、およびローパスフィルタ２１から構成され、位
相比較器２０には、上述した受信用ＰＬＬシンセサイザ
ＰＬＬ　ｌと共通に使用する基準周波数信号が供給され
ている。

ここで、基準周波ｉｋｆ＊ｘｙを１．５６２５ｋＨｚ、
プリスケーラ１８の分周比Ｐを１６、可変分周器１９の
分周比Ｎ、を３６５８０とすると、ＶＣＯ１７の出力周
波数ｆｖｃｏは、ｆｖｃｏ＝　ｆ＊ｇｐＸ　Ｐ　Ｘ　Ｎ
　ｔ＝９１４．５ＭＨｚなる周波数でロックされる。ま
た、分周比Ｎ、を上述した分周比Ｎ、（３７９３２〜３
７９７２）よりも（１８００−４２８）だけ低い値、つ
まり、３６５６０〜３６６００の間で変化させることに
よって、ＶＣＯ１７の出力周波数ｆｖｃｏを９１４〜９
１５ＭＨｚの間で、２５ｋＨｚステツプで変化させるこ
とができる。なお、上記値１８００は送受信周波数の差
４５ＭＨｚに対応し、値４２８は第１１Ｆ周波数１０．
７ＭＨｚに対応する値である。

上記送信用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ２の■Ｃ０１７の
変調入力端子ＭＯＤには、図示せぬ電話機のマイクロホ
ンの出力信号ＭＯＤＩＮがＡＰ増幅器２５を介して供給
され、この変調入力信号ＭＯＤ　　ＩＮによって、ＦＭ
変調が行われるようになっている。

なお、ローパスフィルタ２１の時定数は、変調信号の最
低周波数の周期よりも十分大きく設定されているため、
ＶＣＯ１７から出力される被変調波の出力中心周波数ｒ
ｏｕｔはｊｏｕｔ＝　ｆＲｇＦＸ　Ｐ　Ｘ　Ｎ　！にＰ
ＬＬ制御されたまま、被変調ＦＭ波が得られる。

次に、チャンネル制御回路２４は、送受信時に空チャン
ネルを選択する回路であって、受信信号レベルに比例す
る信号がＩＦ増幅器８から入力され、かつＡＰ増幅器ｌ
Ｏから復調データが入力されている。

該チャンネル制御回路２４の出力信号は、受信用ＰＬＬ
シンセサイザＰＬＬ　１と、送信用ＰＬＬシンセサイザ
ＰＬＬ２の周波数（チャンネル）を決定する可変分周器
１４と可変分周器１９に接続され、分周比Ｎ２＝Ｎｌ−
（１８００−４２８）の関係を保ちつつ、使用チャンネ
ルが選択される。

第２図についての上記説明は、受信周波数帯域が９５９
〜９６０ＭＨｚで、かつ送信周波数帯域が９１４〜９１
５ＭＨｚである電話機（移動機）側の動作説明であるが
、接続装置（固定機）の動作については、受信周波数帯
域と送信周波数帯域が入れ替わるだけで、回路構成は第
２図と同じである。

すなわち、第２図と同様の構成において、受信用ＰＬＬ
シンセサイザＰＬＬ　１（７）ＶＣＯ１２（７）出力周
波数、すなわち、第１混合器４の局部発振周波数を決定
する可変分周器１４の分周比Ｎ、を、３６１３２〜３６
１７２の間で変化させ、受信周波数９１４〜９１５ＭＨ
ｚよりＩＯ，７ＭＨｚ低い局部発振周波数を得る。また
、送信用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ２のｖｃｏｉｓの出
力周波数を決定する可変分周器１９の分周比Ｎ、を３８
３６０〜３８４００の間において、Ｎ、＝Ｎ、＋（１８
０Ｑ＋４２８）の関係を保ちながら、チャンネル制御回
路２４により変化させて、連用チャンネルの選局制御を
行うようになっている。

これによって、接続装置（固定機）側は、受信周波数帯
域が９１４〜９１５ＭＨｚで、送信周波数帯域が９５９
〜９６０ＭＨｚとなり、電話機（移動機）との間で同時
双方向伝送が行われる。

「発明が解決しようとする課題」 ところで、上述した従来の装置には、次のような欠点が
あった。

■　受信用シンセサイザーＰＬＬ　ｌの第１局部発振周
波数が送受信周波数に近い周波数成分であるため、不要
妨害波としてのスプリアス発射が生じる。

■　送信用、受信用の２つのＰＬＬシンセサイザＰＬＬ
Ｉ、ＰＬＬ２が必要である為、回路規模が大きく（プリ
スケーラ、可変分周器等が２個必要）、それにともなう
回路消費電流も大きい。

■　送信周波数成分が自機の第１混合器４に混入すると
、この送信周波数成分と第１局部発振周波数成分との高
次歪によるビートが発生する。このビートを低減するた
めに、デュプレクサ１の送信端子と受信端子と間は、高
いアイソレーション値が要求される。このため、デュプ
レクサｌが大型化し、アンテナ端子ＡＮＴと送信端子、
およびアンテナ端子ＡＮＴと受信端子間の挿入ロスが大
きくなる。

この発明は、このような背景の下になされたもので、上
記課題を解決した同時双方向ＦＭ送受信機を提供するこ
とを目的とする。

１課題を解決するための手段」 上記課題を解決するために、この発明は、送信すべき低
周波信号で周波数変調された第１の被変調波を出力する
第１のＰＬＬシンセサイザと、前記低周波信号で周波数
変調された第２の被変調波を出力する第２のＰＬＬシン
セサイザと、面記第１の被変調波の一部と高周波受信信
号とを人力して第１の中間周波信号を出力する第１の混
合器と、前記第１の中間周波信号と前記第２の被変調波
とを入力して第２の中間周波信号を出力する第２の混合
器とを備え、前記第１の被変調波を送信し、前記第２の
中間周波信号から低周波受信信号を復調することを特徴
とする。

「作用」 上記構成によれば、第１の混合器において、受信信号と
第１の被変調波とが混合され、送受信周波数の差に対応
する第１の中間周波信号が得られる。また、第２の混合
器において、第１の中間周波信号と第２の被変調波とが
混合され、第２の中間周波信号が得られる。

このように、第１の局部発振信号として、送信信号に相
当する第１の被変調信号を使用しているので、送信信号
と第１の局部発振信号とのビートが発生しない。このた
め、デュプレクサの小型化を図ることができる。

また、第２の被変調波（第２の局部発振信号）を発生ず
る第２のＰＬＬシンセサイザは、可変分Ｒｍが不要で、
かつ低周波で動作するため、小型化と省電力化とを図る
ことができる。

さらに、上記第２のＰＬＬシンセサイザの周波数は、送
受信周波数から遠く離れており、かつ低周波なので、不
要妨害波としてのスプリアス発射が少ない。

また、第１の被変調波と第２の被変調波とはともに、送
信すべき低周波信号によりＦＭ変調されているから、第
１の中間周波信号に含まれる前記低周波信号によるＦＭ
Ｍ波数偏移量は、第２の混合器において、第２の被変調
波のＦＭ周周波側偏移量打ち消しあう。よつて、第２の
中間周波信号の周波数偏移量は、従来と変わらず、周波
数偏移量が増えることによる弊害を避けることができる
（この詳細は後述する）。

「実施例」 第１図は、この発明の一実施例の構成を示すブロック図
である。

この図において、第２図の従来例と同じ部分には同一の
符号を用いて説明を省略する。

この実施例が従来例と異なる主な点は、構成要素１７〜
２１で構成される送信用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ２の
出力を第１混合器４の局発入力端子に接続していること
と、第２局部発振器として、水晶発振回路ではなく、固
定チャンネルのＰＬＬシンセサイザＰＬＬ３を用いたこ
とである。　したがって、第１１Ｆ周波敗は、送信周波
数と受信周波数との差の４５ＭＨｚになる。このため、
第１混合器４の後段のバンドパスフィルタ５には、４５
ＭＨｚ帯を通過させるバンドパスフィルタを使用してい
る。このバンドパスフィルタ５から出力された第１ＩＰ
信号は、第２混合器６に入力され、第２局部発振用ＰＬ
ＬシンセサイザＰＬＬ３の出力信号と周波数混合され、
第２１Ｆ信号に変換される。

上記第２局部発振用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ３は、Ｖ
ＣＯ１０２、固定分周器１０３（分周比Ｒ）、位相比較
器１０４、およびローパスフィルタ１０５から構成され
ており、送信用ＰＬＬシンセサイザＰしし２と共通の基
準発振器２２、基準分周！２３から基準周波数信号（１
，５６２５ｋＨｚの信号）を受けている。

ここで、たとえば、固定分周器１０３の分周比Ｒを１７
８２ｘ１６　（＝２８５１２）とすると、ＶＣＯ１０２
の出力周波数ｆ　ｖｃｏは、ｒｖｃｏ＝　ｆ＊ｇＦＸＲ
＝４４．５５ＭＨｚなる周波数でロックされる。

なお、第１局部発振器号（第１の被変調波）および第２
局部発振器号（第２の被変調波）は、送信すべき低周波
信号によりＦＭＲＡされているが、第１局部発振器号に
含まれていたＦＭ変調成分は、第２局部発振器号に含ま
れるＦＭ変調成分により打ち消され、第２ｔＦ信号には
前記低周波信号によるＦＭ変調の影響が現れないように
なっている。

すなわち、ｖｃｏ１７（第１のＶＣＯ）（７）変調入力
端子ＭＯＤへ供給される、送信すべき低周波信号を、Ｖ
ＣＯ１０２の変調入力端子ＭＯＤにも人力し、ＦＭＲＩ
Ｊ４の周波数偏移量がＶＣＯｌ　７と同一になるように
、かつ、第２混合器６で周波数偏移が打ち消される極性
に、ＶＣＯ１０２をＦ’Ｍ変調し、送信すべき低周波信
号によるＦＭ周波数偏移を打ち消すようにしている。

なお、ローパスフィルタ１０５の時定数は、変調信号の
最低周波数の周期よりも十分大きく設定されているため
、ＦＭ変調されたＶＣＯ１０２の出力中心周波数ｒｏｕ
ｔは、ｒｏｕｔ＝　ｆ＊ｔｒＸ　ＲにＰＬＬ制御された
まま、ＦＭ変調波が得られるようになっている。

このような構成によれば、第１混合器４から出力される
第１１Ｐ信号（４５ＭＨｚ）における、受信信号の最大
周波数偏移量は、受信信号のＦＭ周波数偏移量と自機送
信信号のＦＭ周波数偏移量との和になり、従来例と比べ
て２倍の偏移量になる。

しかしながら、上述したように、第２局部発振信号をＦ
Ｍ変調することにより、第１１Ｆ信号に含まれる周波数
偏移を打ち消すようにしたので、第２１Ｆ信号における
受信信号の最大周波数偏移量は、従来例と同じ（受信信
号のＦＭ周波敗偏移量だけになる。

このため、第２１Ｆバンドパスフイルタ７の通過帯域を
広げる必要がなく、従来例と同じ通過帯域が使用でき、
受信性能特性を劣化させることなく、復調を行うことが
可能となる。

なお、第２局部発振器にＦＭ変調しない固定発振器を用
い、ＦＭ復調信号に自機変調信号を逆極性加算する従来
方式（図示せず）もあるが、この方式テは、第２１Ｆバ
ンドパスフイルタの通過帯域を、ＦＭ周波数偏移量の２
倍に相当する帯域に広げる必要があり、その影響によっ
て、たとえば、隣接チャンネル選択度等の受信性能が悪
化するが、本発明においてはこのような課題を解決でき
る。

「発明の効果」 以上説明したように、この発明は、送信信号に相当する
第１の被変調波を受信側の第１局部発振信号として使用
するとともに、前記送信信号により同様の変調を受けた
第２の被変調波を第２局部発振信号として使用し、送信
信号による上記変調が相互に打ち消しあうようにしたか
ら、次のような効果をあげることができる。

１、第２局部発振用ＰＬＬシンセサイザの周波数が、送
受信周波数から遠く、かつ低い周波数成分であるため、
不要妨害波としてのスプリアス発射が少ない。

２、可変分周器を備えた無線周波数用ＰＬＬシンセサイ
ザは送信用として１つで済み、かつ第２局部発振用ＰＬ
Ｌシンセサイザは低い固定周波数であるため、回路規模
が従来に比べて小さい。また、回路消費電流も小さい。

３、送信周波数成分と自機の第１局部発振周波数成分と
が同一であるため、従来例のように高次歪によるビート
が発生せず、デュプレクサの送信端子と受信端子間の必
要アイソレーションは小さくて済み、デュプレクサの小
型化、および挿入ロスが低減できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロック図、
第２図は従来のコードレスホンの移動機の無線部の回路
構成を示すブロック図である。 ４・・・・・・第１の混合器、６・・・・・・第２の混
合器、ＰＬＬＩ・・・・・・受信用ＰＬＬシンセサイザ
、ＰＬＬ２・・・・・・送信用ＰＬＬシンセサイザ（第
１のＰＬＬシンセサイザ）、 ＰＬＬ３・・・・・・第２局部発振用ＰＬＬシンセサイ
ザ（第２のＰＬＬシンセサイザ）。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 送信すべき低周波信号で周波数変調された第１の被変調
   波を出力する第１のＰＬＬシンセサイザと、 前記低周波信号で周波数変調された第２の被変調波を出
   力する第２のＰＬＬシンセサイザと、前記第１の被変調
   波の一部と高周波受信信号とを入力して第１の中間周波
   信号を出力する第１の混合器と、 前記第１の中間周波信号と前記第２の被変調波とを入力
   して第２の中間周波信号を出力する第２の混合器とを備
   え、 前記第１の被変調波を送信し、 前記第２の中間周波信号から低周波受信信号を復調する
   ことを特徴とする同時双方向ＦＭ送受信機。