JPH01240020A - 同時双方向ｆｍ送受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 本発明は、コードレス電話機等に適用して好適な同時双
方向ＦＭ送受信機に関するものである。

「従来の技術」 近年、室内等の近距離で自由に持ち運びできろコードレ
ス電話が普及しようとしている。

コードレス電話は、電話機の送受音声信号を子機（移動
機）と親機（固定機）との間で同時双方向無線伝送する
もので、親機は室内に固定設置され、電話回線に接続さ
れている。

コードレス電話に使用される無線伝送周波数帯域は、例
えばヨーロッパ地域では、親機からの送信周波数が９５
９〜９６０　Ｍ　Ｈｚ、子機からの送信周波数が９１４
〜９１５ＭＨｚと定められている。すなわち、送受信周
波数間隔は４５ＭＨｚである。また、チャンネルとして
は、２５ｋＨｚ間隔で４０チヤンネルが割当てられてい
る。そして、チャンネル運用については、ＭＣＡ（マル
チ　チャンネル　アクセス）方式が採用され、親機には
、空チャンネルを自動選局して同時双方向伝送を行うヂ
ャンネル制御回路が内蔵されている。

第２図は、従来の子機の無線部の回路構成を示すブロッ
ク図である。

まず、受信部について説明する。

アンテナ端子ＡＮＴに入力された受信信号は、デュプレ
クサｌにより分波されて、ＲＦ（高周波）増幅器２に入
力される。ＲＦ増幅器２の出力は、受信周波数帯域（９
５９〜９６０ＭＨｚ）を通過させるバンドパスフィルタ
３を通り、第１混合器４のＲＦ入力端子に人力される。

該第１混合器４の局発入力端子には、後述する受信用Ｐ
ＬＬシンセサイザＰＬＬ　ｌを構成する電圧制御発振器
（ＶＣＯ）１２の出力信号が入力されて周波数混合が行
われ、その出力のうちから、第１１Ｆ（中間周波）バン
ドパスフィルタ５によって所定の周波数成分だけが通過
され、第１１Ｆ’信号が得られる。それらの周波数は、
受信チャンネルの中心周波数が、たとえば９５９．５Ｍ
Ｈｚとすると、ＶＣＯ１２の出力周波数が９４８．８Ｍ
Ｈｚとされ、ＩＯ，７ＭＨｚの第ＭＦ’周波・数が得ら
れる。

第２混合器６ａのＲＦ入力端子には第１ＩＦ信号が人力
され、第２混合器６ａの局発入力端子には第２局部発振
回路１１から第１１Ｆ周波数の中心周波数であるＩＯ，
７Ｍ）Ｉｚの水晶発振信号が人力される。すなわち、第
２混合器６ａにおいて、第１ＩＰ信号とＩＯ，７ＭＨｚ
水晶発振信号とが混合され、この結果、ベースバンド信
号が得られる。また、第２局部発振回路１１の水晶発振
信号は９０度移相器ＳＨＩ　ＦＴによって９０度移相さ
れて第２混合器６ｂの局発入力端子に入力され、第２混
合器６ｂのＲＦ入力端子には第１１Ｆ信号が人力される
。これにより、第２混合器６ｂの出力端には、第２混合
器６ａが出力するベースバンド信号とは９０度位相が異
なるベースバンド信号が得られる。そして、第２混合器
６ａ、６ｂが出力する各ベースバンド信号は、各々ロー
パスフィルタ７ａ、７ｂによって隣接チャンネル等の妨
害信号が除去され、ベースバンド信号成分のみが濾波さ
れる。このようにして濾波された各ベースバンド信号は
、各々ＩＰ増幅１５８ａ、８ｂによって増幅された後に
検波器９に入力される。ここで、第３図に検波器９の構
成を示す。図において、ＤＩ、Ｄ２は微分器、Ｍ　ｌ　
、　Ｍ　２は乗算器、Ａ１は加算器である。図示の構成
において、入力端に供給されるベースバンド信号は、上
述のように９０度の位相差を有してるので、第３図に示
すようにａ　ｃｏｓδωとｂｓｉｎδωとして表される
。従って、微分器ＤＩ、Ｄ２の各出力信号は、 （−ａδωｓｉｎδω）および（ｂδωｃｏｓδω）と
なる。これにより、乗算器Ｍ　１　、　Ｍ　２の各出力
信号は、（ａｂδωｃｏｓ　”δω）および（−ａｂδ
ωｓｉｎ’δω）となり、これが加算器ＡＩによって加
算されると、ｃｏｓ’＋　ｓｉｎ’＝　ｌであるから、
加算結果はａｂδωとなり、検波が行われるのが判る。

検波器９の検波出力は、低周波（ＡＦ）増幅器１０で増
幅され、子機のスピーカに供給される。

次に送信部について説明する。

後述する送信用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ２を構成する
ＶＣＯ１７の出力信号は、受信周波数よりも４５Ｍ！−
１ｚ低い値、たとえば９１４．５ＭＨｚであり、ＲＦｆ
ｌｔ力増幅器２６で増幅され、前記デュプレクサｌに人
力される。

ＲＦ電力増幅器２６の出力電力は、デュプレクサ１の分
波動作によって、受信回路部に伝送されずに、送信信号
としてアンテナ端子ＡＮＴに伝送される。

次に、受信用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬＩ、および送信
用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ２について説明する。

受信用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ　１は、ＶＣＯ１２、
プリスケーラ１３、可変分周器Ｉ４、位相比較器１５、
およびローパスフィルタ１６から構成され、位相比較器
１５には、基準発振器２２の出ツノを基帛分周器２３に
より分周して得た基準周波数信号（周波数ｆＲｇｒ）が
供給されている。

基帛周波数ｒ＊ｔｖを、たとえば１．５６２５ｋＨｚと
し、プリスケーラ１３の分周比Ｐを１６、可変分周器１
４の分周比Ｎｌを３７９５２とすると、ＶＣＯ１２の出
力周波数ｆｖｃｏは、ｆｖｃｏ＝　ｒＲＥｒＸ　ＰｘＮ
＋−９４８，８ＭＨｚなる周波数でロックされる。また
、たとえば、分周比Ｎ１を３７９３２〜３７９７２の間
で変化させることにより、ＶＣＯ１２の出力周波数ｆｖ
ｃｏは、９４８．３゛〜９４９，３Ｍ　Ｈｚの間におい
て２５ｋＨｚステツプで変化する。

こうして、受信用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ　Ｉは所期
の機能をはたすことができる。

送信用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ２は、ＶＣＯ１７、プ
リスケーラ１８、可変分周器１９、位相比較器２０、お
よびローパスフィルタ２１から構成され、位相比較器２
０には、上述した受信用ＰＬ　ＬシンセサイザＰＬＬ　
ｌと共通に使用する基準周波数信号が供給されている。

ここで、基孕周波数ｆｎｅｖを１．５６２５　ｋｌ−１
ｚ。

プリスケーラ１８の分周比Ｐを１６、可変分周器１９の
分周比Ｎ、を３６５８０とすると、ＶＣＯ１７の出力周
波数ｆｖｃｏは、ｒｖｃｏ＝　ｆＲｔｒＸ　Ｐ　Ｘ　Ｎ
　ｔ＝９１４．５ＭＨｚなる周波数でロックされる。ま
た、分周比Ｎ、を上述した分周比Ｎ、（３７９３２〜３
７９７２）よりも（＋８００−４２８）だけ低い値、つ
まり、３６５６０〜３６６００の間で変化させることに
よって、ＶＣＯＩ７の出力周波数ｒ　ｖｃｏを９１４〜
９１５ＭＨｚの間で、２５ｋＨｚステツプで変化させる
ことができる。なお、上記値１８００は送受信周波数の
差４５ＭＨｚに対応し、値４２８は第１１Ｆ周波数１０
．７Ｍｌ−１ｚに対応する値である。

上記送信用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ２の■Ｃ０１７の
変調入力端子ＭＯＤには、図示せぬ子機のマイクロホン
の出力信号ＭＯＤ　　ＩＮがＡＦ増幅器２５を介して供
給され、この変調入力信号ＭＯＤｒＨによって、ＦＭ変
調が行われるようになっている。

なお、ローパスフィルタ２１の時定数は、変調信号の最
低周波数の周期よりも十分大きく設定されているため、
ＶＣＯｌ　７から出力される被変調波の出力中心周波数
ｆｏｕｔは、ｒｏｕ、＝　ｆＲｇｐＸ　Ｐ　Ｘ　Ｎ　２
にＰＬＬ制御されたまま、被変調Ｆ　Ｍ波が得られる。

次に、チャンネル制御回路２４は、送受信時に空チャン
ネルを選択する回路であって、受信信号レベルに比例す
る信号がＩＦ増幅器８ｂから入力され、かつＡＦ増幅器
ＩＯから復調データが入力されている。

該チャンネル制御回路２４の出力信号は、受信用ＰＬＬ
シンセサイザＰＬＬ　Ｉと、送信用ＰＬ、Ｌシンセサイ
ザＰＬＬ２の周波数（チャンネル）を決定する可変分周
器１４と可変分周器１９に接続され、分周比Ｎ、−Ｎ、
−（１８００−４２８）の関係を保ちつつ、使用チャン
ネルが選択される。

第２図についての上記説明は、受信周波数帯域が９５９
〜９６０ＭＨｚで、かつ送信周波数帯域が９１４〜９１
５ＭＨｚである子機側の動作説明であるが、親機の動作
については、受信周波数帯域と送信周波数帯域が入れ替
わるだけで、回路構成は第２．図と同じである。

すなわち、第２図と同様の構成において、受信用ＰＬＬ
シンセサイザＰＬＬ　ｌのＶＣＯＩ　２の出力周波数、
すなわち、第１混合器４の局部発振周波数を決定する可
変分周器１４の分周比Ｎ、を、３６１３２〜３６１７２
の間で変化させ、受信周波数９１４〜９１５ＭＩ（ｚよ
りＩＯ，７ＭＨｚ低い局部発振周波数を得る。また、送
信用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ２のＶＣｏ　１８の出力
周波数を決定する可変分周器１９の分周比Ｎ、を３８３
６０〜３８４００の間において、Ｎ　ｔ　＝　Ｎ　Ｉ＋
　（１８００＋４２８）の関係を保ちながら、チャンネ
ル制御回路２４により変化させて、運用チャンネルの選
局制御を行うようになっている。

これによって、親機は、受信周波数帯域が９１４〜９１
５ＭＨｚで、送信周波数帯域が９５９〜９６０ＭＨｚと
なり、子機との間で同時双方向伝送が行われる。

「発明が解決しようとする課題」 ところで、上述した従来の装置には、次のような欠点が
あった。

■　受信用シンセサイザーＰＬＬ　Ｉの第１局部発振周
波数が送受信周波数に近い周波数成分であるため、不要
妨害波としてのスプリアス発射が生じる。

■　送信用、受信用の２つのＰＬＬシンセサイザＰＬＬ
１．ＰＬＬ２が必要である為、回路規模が大きく（プリ
スケーラ、可変分周器等が２個必要）、それにともなう
回路消費電流も大きい。

■　送信周波数成分か自機の第１混合器４に混入すると
、この送信周波数成分と第１局部発振周波数成分との高
次歪によるビートが発生する。このビートを低減するた
めに、デュプレクサｌの送信端子と受信端子と間は、高
いアイソレーション値が要求される。このため、デュプ
レクサｌが大型化し、アンテナ端子Ａ　Ｎ　Ｔと送信端
子、およびアンテナ端子ＡＮＴと受信端子間の挿入ロス
が太きどなる。

この発明は、このような背景の下になされたもので、上
記課題を解決した同時双方向ＦＭ送受信機を提供するこ
とを目的とする。

「課題を解決するための手段」 上記課題を解決するために、この発明は、送信すべき低
周波信号で周波数変調された第１の被変調波を出力する
第１のＰＬＬシンセサイザと、前記低周波信号で周波数
変調された第２の被変調波を出力する第２のＰＬＬシン
セサイザと、前記第１の被変調波の一部と高周波受信信
号とを人力して第１の中間周波信号を出力する第１の混
合器と、前記第１の中間周波信号と前記第２の被変調波
とを混合するとともに、前記第１の中間周波数信号と前
記第２の被変調波の９０度移相波とを混合ケる第２の混
合器とを備え、前記第１の被変調波を送信するとともに
、前記第２の混合器の出力信号からＦＭ直接変換方式に
よって低周波受信信号を復調することを特徴とする。

「作用」 上記構成によれば、第１の混合器において、受信信号と
第１の被変調波とが混合され、送受信周波数の差に対応
する第１の中間周波信号が得られる。また、第２の混合
器においては、第２の被変調波と第１の中間周波信号お
よび第２の被変調波の９０度移相信号と第１の中間周波
信号とが各々混合され、９０変の位相差を有するベース
バンド信号が得られる。そして、これらのベースバンド
信号には、ＦＭ直接変換方式により復調される。

このように、第１の局部発振信号として、送信信号に相
当する第１の被変調信号を使用しているので、送信信号
と第１の局部発振信号とのビートが発生しない。このた
め、デュプレクサの小型化を図ることができる。

また、第２の被変調波（第２の局部発振信号）を発生す
る第２のＰＬＬシンセサイザは、可変分周器が不要で、
かつ比較的低い周波数（４５ＭＨｚ）で動作するため、
小、型化と省電力化とを図ることができる。

さらに、」二記第２のＰＬＬシンセサイザの周波数は、
送受信周波数から遠く離れており、かつ比較的低い周波
数なので、不要妨害波としてのスプリアス発射が少ない
。

また、第１の被変調波と第２の被変調波とはとらに、送
信すべき低周波信号によりＦＭ変調されているから、第
１の中間周波信号に含まれる前記低周波信号によるＦＭ
周波数偏移量は、第２の混合器において、第２の被変調
波のＦＭ周波数偏移量と打ち消しあう。よって、第２の
中間周波信号の周波数偏移量は、従来と変わらず、周波
数偏移量が増えることによる弊害を避けることができる
（この詳細は後述する）。

「実施例」 第１図は、この発明の一実施例の構成を示すブロック図
である。

この図において、第２図の従来例と同じ部分には同一の
符号を用いて説明を省略する。

この実施例が従来例と異なる主な点は、構成要素１７〜
２１で構成される送信用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ２の
出力を第１混合器４の局発入力端子に接続していること
と、第２局部発振器として、水晶発振回路ではなく、固
定チャンネルのＰＬＬシンセサイザＰＬＬ３を用いたこ
とである。

したがって、第１ＩＰ周波数は、送信周波数と受信周波
数との差の、４５ＭＨｚになる。このため、第１混合器
４の後段のバンドパスフィルタ５には、４５ＭＨｚ帯を
通過させるバンドパスフィルタを使用している。このバ
ンドパスフィルタ５から出力された第１ＩＦ信号は、第
２混合器６ａ、６ｂに人力される。そして、第２混合器
６ａにおいては、第２局部発振用ＰＬＬシンセサイザＰ
ＬＬ３の出力信号と上記４５ＭＨｚの差信号とが周波数
混合されてベースバンド信号に変換され、第２混合ａｇ
６ｂにおいては、第２局部発振用ＰＬＬシンセサイザＰ
ＬＬ３の出力信号と上記４５　Ｍ　Ｈｚの差信号とが周
波数混合されてベースバンド信号に変換される。

上記第２局部発振用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ３は、Ｖ
ＣＯＩ０２、固定分周器１０３（分周比Ｒ）、位相比較
器１０４、およびローパスフィルタ＋０５から構成され
ており、送信用ＰＬＬシンセサイザＰＬＬ　２と共通の
基準発振器２２、基準分周器２３から基準周波数信号（
１，５６２５ｋＨｚの信号）を受けている。

ここで、たとえば、固定分周器１０３の分周比Ｒを２８
８００とすると、ＶＣＯ１０２の出力周波数ｆｖｃｏは
− ｆｖｃｏ”　ｆ＊ｉｒＸ　Ｒ ＝１．５６２５ｘ２８８００ ＝４５ＭＩ（ｚ となる。すなわち、第１１Ｆ周波数の中心周波数でロッ
クされる。

なお、第１局部発振器号（第■の被変調波）および第２
局部発振器号（第２の被変調波）は、送信すべき低周波
信号によりＦＭ変調されているが、第１局部発振器号に
含まれていたＦＭ変調成分は、第２局部発振器号に含ま
れるＦ　Ｍ変調成分により打ち消され、第２ＩＦ信号に
は前記低周波信号によるＦＭ変調の影響が現れないよう
になっている。

すなわち、ＶＣＯＩ７（第ｔのｖｃｏ）（７）変調入力
端子ＭＯＤへ供給される、送信すべき低周波信号を、Ｖ
ＣＯ１０２の変調入力端子ＭＯＤにも入力し、ＦＭ変調
の周波数偏移ｍがＶＣＯＩ７と同一になるように、かつ
、第２混合器６で周波数偏移が打ち消される極性に、Ｖ
ＣＯＩ０２をＦ　Ｍ変調し、送信すべき低周波信号によ
るＦＭ周周波偏移を打ち消すようにしている。

なお、ローパスフィルタ１０５の時定数は、変調信号の
最低周波数の周期よりも十分大きく設定されそいるＪこ
め、ＦＭ変調されたＶＣＯ１０２の出力中心周波数ｆｏ
ｕｌは、ｆ　（Ｊｕｌ　＝　ｆＲＥＦＸ　ＲにＰＬＬ制
御されたまま、ＦＭ変調波が得られるようになっている
。

このような構成によれば、第１混合器４から出力される
第１ＩＦ信号（４５ＭＨｚ）における、受信信号の最大
周波数偏移量は、受信信号のＦＭ周波数偏移量と自機送
信信号のＦＭ周波数偏移量との和になり、従来例と比べ
て２倍の偏移ｍになる。

しかしながら、上述したように、第２局部発振器号をＦ
Ｍ変調することにより、第１１Ｆ信号に含まれる周波数
偏移を打ち消すようにしたので、ベースバンド信号にお
ける受信信号の最大周波数偏移量は、従来例と同じく受
信信号のＦＭ周波数偏を多量だけ１こなる。

このため、ローパスフィルタ７ａ、７ｂの通過帯域を広
げる必要がなく、従来例と同じ通過帯域が使用でき、受
信性能特性を劣化させることなく、復調を行うことが可
能となる。

なお、第２局部発振器にＦＭ変調しない固定発振器を用
い、ＦＭ復調信号に自機変調信号を逆極性加算する従来
方式（図示せず）もあるが、この方式では、ローパスフ
ィルタの通過帯域を、ＦＭ周波数偏移量の２倍に相当す
る帯域に広げる必要があり、その影響によって、たとえ
ば、隣接ヂャンネル選択度等の受信性能が悪化するが、
本発明においてはこのような課題を解決できる。

「発明の効果」 以上説明したように、この発明は、送信信号に相当する
第１の被変調波を受信側の第１局部発振器号として使用
するとともに、前記送信信号により同様の変調を受けた
第２の被変調波を第２局部発振器号として使用し、送信
信号による上記変調が相互に打ち消しあうようにしたか
ら、次のような効果をあげることができる。

１、第２局部発振用ＰＬＬシンセサイザの周波数が、送
受信周波数から遠く、かつ低い周波数成分であるため、
不要妨害波としてのスプリアス発射が少ない。

２、可変分周器を備えた無線周波数用Ｐ　Ｌ　Ｌシンセ
サイザは送信用として１つで済み、かつ第２局部発振用
ＰＬＬシンセサイザは低い固定周波数であるため、回路
規模が従来に比べて小さい。また、回路／ｌ！ｌ費電流
ら小さい。

３、送信周波数成分と自機の第１局部発振周波数成分と
が同一であるため、従来例のように高次歪によるビート
が発生せず、デュプレクサの送信端子と受信端子間の必
要アイソレーションは小さくて済み、デュプレクサの小
型化、および挿入ロスが低減できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロック図、
第２図は従来のコードレス電話の子機の無線部の回路構
成を示すブロック図、第３図は第３図に示す検波器の構
成を示すブロック図である。 ４・・・・・・第１の混合器、６ユ、６ｂ・・・・・・
第２の混合器、９・・・・・検波器（ＦＭ直接変換方式
による検波器）、ＰＬＬ２・・・・・・送信用ＰＬＬシ
ンセサイザ（第１のＰＬＬシンセサイザ）、ＰＬＬ３・
・・・・・第２局部発振用ＰＬＬシンセサイザ（第２の
ＰＩ、Ｌシンセサイザ）。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 送信すべき低周波信号で周波数変調された第１の被変調
   波を出力する第１のＰＬＬシンセサイザと、 前記低周波信号で周波数変調された第２の被変調波を出
   力する第２のＰＬＬシンセサイザと、前記第１の被変調
   波の一部と高周波受信信号とを入力して第１の中間周波
   信号を出力する第１の混合器と、 前記第１の中間周波信号と前記第２の被変調波とを混合
   するとともに、前記第１の中間周波数信号と前記第２の
   被変調波の９０度移相波とを混合する第２の混合器とを
   備え、 前記第１の被変調波を送信するとともに、前記第２の混
   合器の出力信号からＦＭ直接変換方式によって低周波受
   信信号を復調することを特徴とする同時双方向ＦＭ送受
   信機。