JPH01190055A - キャリア再生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、位相変調波、特に４相位相変調（ＱＰＳＫと
以後略す）、オフセット４相位相変調（以後オフセラ）
ＱＰＳＫと略す）、ＭＳＫ変調の復調に用いられるキャ
リア再生回路に関するものである。

従来の技術 従来、ＱＰＳＫ用のキャリア再生回路としては、４逓倍
方式、逆変調方式、変形コスタス・ループなどが知られ
ているが、これらの方式をそのままオフセットＱＰＳＫ
系の変調方式、すなわちオフセラ）ＱＰＳＫ、ＭＳＫ変
調波に適用することは多々発生する。

発明が解決しようとする課題 しかし、ＱＰＳＫ用のキャリア再生回路として、４逓倍
方式、逆変調方式、変形コスタス・ループなどの方式の
回路をそのままオフセラ）　ＱＰＳＫ系の変調方式、す
なわちオフセラ）　ＱＰＳＫ、ＭＳＫ変調波に適用する
と、再生キャリアの位相ジッタを増大し、良好なキャリ
ア再生を行なうことはできない欠点がある。たとえば、
４逓倍方式の場合を例にとると、オフセットのないＱＰ
ＳＫ変調波の場合、送信帯域制限のある場合においても
、変調波は９ｄごとにある期間、位相の定留点を持つた
め、逓倍することによりキャリア再生が良好に行なえる
が、オフセラ）ＱＰＳＫ系の変調波の場合、位相の定留
する期間がＱＰＳＫに比し非常に少ないため、変調波を
そのまま４逓倍しても良好な再生キャリアは得られない
。

逆変調方式の場合においても、オフセラ）ＱＰＳＫ変調
波のキャリア再生を行なうためには、この位相定留点が
少ないため、特別の回路が必要となる欠点がある。（た
とえば電子情報通信学会、衛生通信研究会０８８５−７
６） 本発明は、以上のような問題点を解決し、ＱＰＳＫ変調
波、及びオフセラ）　ＱＰＳＫ変調波に共用できる好適
なキャリア再生回路を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段 本発明は上記目的を達成するため、４相位相変調波の同
期検波復調に用いられる直交復調器手段と、前記直交復
調手段の同相出力と直交相出力を、各相のシンボッいデ
ータの識別点で判定し、他相の復調出力電圧を、前記一
方の相の前記判定点でサンプリング・保持するホールド
手段と、前記一方の相の復調出力の判定結果に基づき、
前記他相の復調出力のサンプリング保持電圧を反転ある
いは非反転する反転・非反転切替手段と、各相の前記反
転あるいは、非反転電圧の差をとる差手段とを設けたも
のである。

作用 本発明は上記構成により、反転あるいは非反転は、前記
一方の判定が「正の極性」であれば非反転を、前記一方
の判定が「負の極性」であれば反転を行なう。

オフセラ）ＱＰＳＫ系の場合には、直交復調器の一方の
出力のアイ・パターンの最大開口点は・他相の出力のア
イ・パターンの変化点であるため、前記反転あるいは非
反転を行なうサンプリング点は、前記他相の出力のアイ
・パターンの変化点となる。

一方、オフセットのないＱＰＳＫの場合には、直交復調
器の一方の出力のアイ・パターンの最大開口点は、他相
の出力のアイ・パターンの最大開口点となるため、前記
反転あるいは非反転を行なうサンプリング点は、前記他
相の出力のアイ・ノ（ターンの最大開口点となる。

以上のように作用させることにより、オフセットＱＰＳ
Ｋ系の変調波、およびＱＰＳＫの変調波に共通に使用で
き、特注のよい再生キャリアを得ることが可能となる。

実施例 次に本発明による実施例について、図面を用いて説明す
る。

図は本発明の一実施例におけるキャリア再生回路の回路
図である。

図において、１は受信変調波入力端子、２．３は乗算器
で、９０’位相器４と組み合わされて、直交復調部を構
成している。６．７は低域通過フィルタで、雑音帯域を
極力小さくするとともに、°符号量干渉を起こさない帯
域を持つ。８．９．１０．１１はサンプリング回路で、
それぞれ制御信号として同端子２９．３０．３１．３２
により信号路の開閉を行なう。１２．１３．１４．１６
はホールド回路で、サンプルされた電圧を１シンボル周
期だけ保つ。なお、本実施例ではシンボル周期は２Ｔと
した。１６．１７は電圧比較器で、ホールド回路１３．
１４にホールドされた電圧が正電圧か負電圧かを識別す
る。１８．１９は反転・非反転切替回路で、入力アナロ
グ電圧を制御信号として同端子３３．３４により反転あ
るいは非反転する。２ｏは差回路、２１はキャリア再生
用のループ・フィルタ用低域通過Ｆ波器、６はキャリア
再生用電圧制御発振器、２２はシンボルのクロック再生
回路、２３はクロック再生回路２２の出力によりサンプ
リング・パルスを発生するサンプリング・パルス発生器
で、その出力２８は直交復調部の同相出力のシンボル・
データの変化点、すなわち同相出力のアイ・パターンの
変化点で、サンプリング・インパルスを出力するもので
あり、出力２７は直交復調部の直交相出力のシンボル・
データの変化点、すなわち直交相出力のアイ・パターン
の変化点で、サンプリング・インパルスを出力する。

上記構成において、サンプリング・パルス発生器２３の
一方の出力２７は、サンプリング回路９、１１０制御端
子３０．３２に接続され、直交復調部の同相出力のアイ
・パターンの最大開口時刻での電圧値をサンプリングし
、直交相出力のアイ・パターンの変化点での電圧値をサ
ンプリングする。

サンプリング・パルス発生器２３の他方の出力２８は、
サンプリング回路８．１０の制御端子２９．３１に接続
され、直交復調部の同相出力のアイ・パターンの変化点
での電圧値をサンプリングし、直交相出力のアイ・パタ
ーンの最大開口点時刻での電圧値をサンプリングする。

サンプリング回路３０．３１により直交復調部の同相出
力、直交相出力のそれぞれのアイ・パターンの最大開口
点でサンプリングされた電圧値は、ホールド回路１３．
１４により、１シンボル・データの期間２Ｔの間、電圧
値を保持され、電圧比較器１６．１７に入力される。電
圧比較器１６．１了では、入力電圧値が正の電圧か負の
電圧かを識別する。すなわち直交復調部の同相出力、直
交相出力のそれぞれのアイ・パターンの最大開口点で、
それぞれのシンボル・データを識別するもので、出力端
子２４．２６には同相出力、直交相出力には硬判定デー
タが出力される。電圧比較器１６．１７のそれぞれの出
力は、反転・非反転切替回路１８．１９０制御端子３３
．３４にそれぞれ入力され、サンプリング回路８．１１
、ホールド回路１２．１６によりアイ・パターンの変化
点で、それぞれサンプリング・保持された電圧を反転あ
るいは非反転する。

反転あるいは非反転は、電圧比較器１６．１７０判定結
果が「＋１」のときは非反転を、電圧比較器１６．１７
０判定結果が「−１」のときは反転を行なう。反転・非
反転切替回路１８．１９のそれぞれの出力は、差回路２
０に入力され、それぞれの出力の差が求められる。差回
路２０の出力は、クロストーク・パターン・ノイズを除
去するために、低域通過フィルタ２１に入力され、キャ
リア再生用電圧制御発振器６に入力される。以上の閉回
路動作により入力されたＱＰＳＫ系変調波の搬送波周波
数が再生される。

サンプリング・パルス発生器２３の出力端子２８．２７
には、直交復調器の同相出力、および直交相出力のアイ
・パターンの最大開口点時刻で、サンプリング・インパ
ルスが出力されるが、サンプリング・パルス発生器２３
０制御端子２６により入力変調波がオフセットのないＱ
ＰＳＫ変調のときは、出力端子２７．２８には同時刻で
サンプリング・パルスを発生するように制御され、入力
変調波がオフセット系のＱＰＳＫ系変調波、すなわちオ
フセラ）ＱＰＳＫあるいはＭＳＫ変調波の場合は、出力
端子２７．２８には半シンボル同期、すなわち周期Ｔだ
け異なる１シンボル周期ごとのサンプリング・インパル
スが発生するように制御される。

以上、本実施例によれば、たとえば、入力変調波がＱＰ
ＳＫ変調波からオフセラ）ＱＰＳＫ系の変調波に時系列
的に変化する場合にもキャリア再生が可能となる。すな
わち、初めＱＰＳＫ変調波が入力される場合には、サン
プリング・パルス発生器２３０制御端子２６を、出力２
了、２８から出力されるサンプリング・インパルスが同
時刻で発生するように制御しておき、ＱＰＳＫ変調波の
周期検波を行なう。ＱＰＳＫ変調波からオフセラ）ＱＰ
ＳＫ変調波に時系列的に変化する直前に、サンプリング
・パルス発生器２３０制御端子２６に、オフセットＱＰ
ＳＫ系の制御を行なうように制御電圧を印加する。この
ようにすることにより、時系列的に変化するＱＰＳＫ変
調波とオフセット系のＱＰＳＫ変調波を時系列的に周期
検波が可能となる。

以下、本実施例の原理について、数式を用いて説明する
。今、受信入力端子に、オフセット系のＱＰＳＫ変調信
号 ｒ　（ｔ）　＝　Ａ　（ｔ）　ｃｏｓωｃｔ　＋　Ｂ（
ｔ）ｓｉｎωｃ１−１ｌ（１）が入力されたとする。こ
こで、ωＣは角周波数、Ａ　（ｔ）、Ｂ（ｔ）は、送信
帯域制限を受けた信号であり、Ａ（ｔ）＝ΣＡｋｈｒ　
（ｔ　−２ｋｒ　）ｋｍ−ｏ。

Ｂ（ｔ）＝　！’ＢｋｈＴ（ｔ　−（２に＋　１　）Ｔ
　）ｋ＝−一 で表わされる。ここで、Ａｋ、Ｂｋは送信シンボッいデ
ータ、ｈＴ（１）は送信帯域制限用フィルタのインパル
ス応答である。

今、キャリア再生用電圧制御発振器の信号が、受信変調
波信号の搬送波周波数と位相誤差Ｑ（ｔ）を持っている
とすると、直交復調器の同相出力の低域通過フィルタの
出力は、 ■（１）　−Ａ’（１）ｃｏｓθｆｔ）−Ｂ’（ｔ）Ｓ
ｌｎｆ）（ｔ）　　　　・・−・−（２）直交復調部の
直交相出力の低域通過フィルタの出力は、 Ｑ（ｔ）　＝　Ｂ’（ｔ）”θ（ｔ）　”　Ａ’（ｔ）
　＝ｎｏ（ｔ）　　　　・・−・（３）で表わされる。

ここで、 Ａ’（ｔ）　＝　Ａ（ｔ）舛ｈＩｔ（ｔ）＝ΣＡｋ、ｈ
（ｔ　−２に７）ｋ１１１４゜ Ｂ’（ｔ）＝　Ｂ（ｔ）舛ｈｒｔ（ｔ）＝丁Ｂｋ−ｈ　
（ｔ　−（２ｋ　＋１　）　Ｔ　）ｊ（ｘ−＋３３ であり、ｈ　ｎ　（ｔ）、ｈ　（ｔ）は、それぞれ受信
フィルタのインパルス応答、送受信を含めたインパルス
応答である。

直交復調部の同相・直交相出力のアイ・パターンの変化
点でサンプリング・ホールドされた電圧−Ｂｋ、−θ（
１）　　　　　　　　−＝−”（４）・・・・・・（６
） で表わされ、直交復調部の同相・直交相出力のアイ・パ
ターンの最大開口点の時刻で、サンプリング・ホールド
された電圧は、 今、Ｑ（ｔ）≦π／４と仮定すると、第（６）、（６）
式の硬判定結果は、それぞれ、ｓｉｇｎ　（Δｋ〕、ｓ
ｉｎ　（Ｂｋ）となる。ただしｓｉｇｎは符号を表わす
。

この判定結果により、第（４）、（６）式を反転あるい
は非反転し、差回路２０に入力すると、差回路２゜の出
力であるｅ（ｔ）は以下のように表わされる。

ｅ（ｔ）＝　−（ｓｉｇｎ（Ｂｋ）　、　Ｂｋ　＋　ｓ
ｉｇｎ（Ａｋ）　、　Ａｋ）ｓｉｎθ（１）顯θ（１）
の項は、キャリア再生用制御電圧を示している。■θ（
１）の項は、クロストーク・パターン・ノイズを示して
いる。■θ（１）の項は、半シンボル・データの周期で
変化するもので、低域通過フィルタにより減衰され、ｓ
ｉｎθ（１）の項が、電圧制御発振器を制御し、キャリ
ア再生を行なう。

以上の説明では、オフセラ）　ＱＰＳＫ変調信号を例に
とり行なったが、オフセットがないＱＰＳＫ変調波の場
合にも同様である。

発明の効果 以上、述べたように本発明によれば、オフセラ）ＱＰＳ
Ｋ系の変調信号とオフセットのないＱＰＳＫの変調信号
に対して、簡単な回路の付加により同一のキャリア再生
で、キャリア再生を行なうことができ、その工業的価値
は極めて高い。

【図面の簡単な説明】

図は本発明の一実施例によるキャリア再生回路の回路図
である。 ２．３・・・乗算器、４・・・９σ位相器、６・・・キ
ャリア再生用電圧制御発振器、８．９．１ｏ、１１・・
・サンプリング回路、１２．１３．１４．１６・・・ボ
ールド回路、１６．１７・・・電圧比較器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ４相位相変調波の同期検波復調に用いられる直交復調器
   手段と、前記直交復調手段の同相出力と直交相出力を、
   各相のシンボル・データの識別点で判定し、他相の復調
   出力電圧を、前記一方の相の前記判定点でサンプリング
   ・保持するホールド手段、前記一方の相の復調出力の判
   定結果に基づき、前記他相の復調出力のサンプリング保
   持電圧を反転あるいは非反転する反転・非反転切替手段
   と、各相の前記反転あるいは、非反転電圧の差をとる差
   手段とを具備するキャリア再生回路。