JPH0119102Y2 - - Google Patents
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- JPH0119102Y2 JPH0119102Y2 JP1984033911U JP3391184U JPH0119102Y2 JP H0119102 Y2 JPH0119102 Y2 JP H0119102Y2 JP 1984033911 U JP1984033911 U JP 1984033911U JP 3391184 U JP3391184 U JP 3391184U JP H0119102 Y2 JPH0119102 Y2 JP H0119102Y2
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- JP
- Japan
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- voltage
- frequency
- auxiliary
- output voltage
- transformer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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Description
【考案の詳細な説明】
〔考案の技術分野〕
本考案は、電子式無効電力量計の改良に関す
る。
る。
第１図は従来における電子式無効電力量計の構
成図である。補助変圧器PT１は給電線の負荷電
圧に比例した電圧に変換して移相部２へ送り、こ
こで補助変圧器１からの出力電圧の位相を90度遅
らせて第１の乗算回路３へ入力させている。一
方、補助変流器CT４は給電線に流れる消費電流
をその電流値に比例した電圧に変換して第１の乗
算回路３へ入力させている。この第１の乗算回路
３は、移相部２および補助変流器４からの電圧信
号を乗算し、この乗算した電力に比例した電圧信
号を第２の乗算回路５へ送出している。また、前
記補助変圧器１の出力電圧の周波数は周波数検出
回路６によつて検出され、さらに周波数−電圧変
換回路７によりその周波数に比例した電圧信号に
変換されて第２の乗算回路５に送られている。こ
こで、第２の乗算回路５は、変換回路７からの電
圧信号と第１の乗算回路３からの電圧信号を乗算
することで、特に移相部２の出力に含まれる周波
数変動分を除去し、その電圧信号を積分回路８へ
出力する。つまり、前記移相部２として抵抗Ｒ、
コンデンサＣより構成されるフイルタなどを用い
たとすると、移相部２からは下式に示すような出
力電圧eSが得られる。ここで補助変圧器１の出
力電圧eVが eV＝√２Vsinωt …(1) であり、かつω＝2πで表わすと、 eS＝√2V／RC∫sinωtdt＝−√2V／ωCRcosωt ＝√2V／ωCRsin（ωt−π／２） …(2) となる。したがつて、出力電圧eSの最大振幅は
（√2V／ωCR）となり、（１／ω）の影響すなわち周波 数の影響を受けることになる。
成図である。補助変圧器PT１は給電線の負荷電
圧に比例した電圧に変換して移相部２へ送り、こ
こで補助変圧器１からの出力電圧の位相を90度遅
らせて第１の乗算回路３へ入力させている。一
方、補助変流器CT４は給電線に流れる消費電流
をその電流値に比例した電圧に変換して第１の乗
算回路３へ入力させている。この第１の乗算回路
３は、移相部２および補助変流器４からの電圧信
号を乗算し、この乗算した電力に比例した電圧信
号を第２の乗算回路５へ送出している。また、前
記補助変圧器１の出力電圧の周波数は周波数検出
回路６によつて検出され、さらに周波数−電圧変
換回路７によりその周波数に比例した電圧信号に
変換されて第２の乗算回路５に送られている。こ
こで、第２の乗算回路５は、変換回路７からの電
圧信号と第１の乗算回路３からの電圧信号を乗算
することで、特に移相部２の出力に含まれる周波
数変動分を除去し、その電圧信号を積分回路８へ
出力する。つまり、前記移相部２として抵抗Ｒ、
コンデンサＣより構成されるフイルタなどを用い
たとすると、移相部２からは下式に示すような出
力電圧eSが得られる。ここで補助変圧器１の出
力電圧eVが eV＝√２Vsinωt …(1) であり、かつω＝2πで表わすと、 eS＝√2V／RC∫sinωtdt＝−√2V／ωCRcosωt ＝√2V／ωCRsin（ωt−π／２） …(2) となる。したがつて、出力電圧eSの最大振幅は
（√2V／ωCR）となり、（１／ω）の影響すなわち周波 数の影響を受けることになる。
そうして、第２の乗算回路５からの電圧信号を
受けた積分回路８はその電圧信号を積分し、パル
ス周波数信号に変換して分周回路９に送り、この
分周回路９ではパルス周波数信号を所定の分周比
で分周して重みづけを行なつた後表示部１０へ送
くる。かくして、表示部１０により無効電力量の
表示が行なわれる。
受けた積分回路８はその電圧信号を積分し、パル
ス周波数信号に変換して分周回路９に送り、この
分周回路９ではパルス周波数信号を所定の分周比
で分周して重みづけを行なつた後表示部１０へ送
くる。かくして、表示部１０により無効電力量の
表示が行なわれる。
しかしながら、上記の如く構成された装置で
は、周波数変動分を除去するために第１および第
２の乗算回路３，５を設けなければならない。こ
のため電力量計の構成が複雑となり、さらに第１
の乗算回路３による乗算後、再び第２の乗算回路
５によつて乗算を行なつているために第２の乗算
回路５の出力電圧値が第１の乗算回路３に入力す
る電圧値より低くなつてしまう。これにより、装
置のダイナミツクレンジが狭くなつてしまう欠点
がある。
は、周波数変動分を除去するために第１および第
２の乗算回路３，５を設けなければならない。こ
のため電力量計の構成が複雑となり、さらに第１
の乗算回路３による乗算後、再び第２の乗算回路
５によつて乗算を行なつているために第２の乗算
回路５の出力電圧値が第１の乗算回路３に入力す
る電圧値より低くなつてしまう。これにより、装
置のダイナミツクレンジが狭くなつてしまう欠点
がある。
本考案は上記実情に基づいてなされたもので、
その目的とするところは、周波数変動分の除去を
簡単な構成で実現し得、かつダイナミツクレンジ
を広くできる電子式無効電力量計を提供するとこ
ろにある。
その目的とするところは、周波数変動分の除去を
簡単な構成で実現し得、かつダイナミツクレンジ
を広くできる電子式無効電力量計を提供するとこ
ろにある。
本考案は、補助変圧器または補助変流器の出力
電圧の周波数を負荷周波数−電圧変換器で検出し
てその出力電圧を移相部の可変抵抗回路に送る。
これにより可変抵抗回路はその内部抵抗が前記出
力電圧に応じて変化して補助変圧器または補助変
流器からの出力電圧を演算増幅器へ送る。しかる
に、移相部は補助変圧器又は補助変流器の出力電
圧を周波数変動に応じて振幅補正して所定の位相
だけずらして出力し、この後この出力は乗算回路
を通つて電力量演算部に送られて無効電力量が求
められる。
電圧の周波数を負荷周波数−電圧変換器で検出し
てその出力電圧を移相部の可変抵抗回路に送る。
これにより可変抵抗回路はその内部抵抗が前記出
力電圧に応じて変化して補助変圧器または補助変
流器からの出力電圧を演算増幅器へ送る。しかる
に、移相部は補助変圧器又は補助変流器の出力電
圧を周波数変動に応じて振幅補正して所定の位相
だけずらして出力し、この後この出力は乗算回路
を通つて電力量演算部に送られて無効電力量が求
められる。
以下、本考案に係る電子式無効電力量計の一実
施例について第２図および第３図を参照して説明
する。第２図は本考案に係る電子式無効電力量計
の構成図である。第２図において２０は給電線の
負荷電圧を所定レベルの電圧に変換する補助変圧
器PTであり、２１は給電線に流れる消費電流を
その電流値に比例した電圧に変換する補助変流器
CTである。この補助変圧器２０の出力電圧の周
波数は負荷周波数−電圧変換部２２により検出さ
れ、その周波数に比例した電圧信号に変換され
る。この負荷周波数−電圧変換部２２は、補助変
圧器２０の出力電圧の周波数を検出し、その周波
数検出信号を出力する周波数検出回路２３と、こ
の検出回路２３からの周波数検出信号により、検
出した周波数に比例した電圧信号vfを移相部３０
へ出力する周波数−電圧変換回路２４とから構成
されている。
施例について第２図および第３図を参照して説明
する。第２図は本考案に係る電子式無効電力量計
の構成図である。第２図において２０は給電線の
負荷電圧を所定レベルの電圧に変換する補助変圧
器PTであり、２１は給電線に流れる消費電流を
その電流値に比例した電圧に変換する補助変流器
CTである。この補助変圧器２０の出力電圧の周
波数は負荷周波数−電圧変換部２２により検出さ
れ、その周波数に比例した電圧信号に変換され
る。この負荷周波数−電圧変換部２２は、補助変
圧器２０の出力電圧の周波数を検出し、その周波
数検出信号を出力する周波数検出回路２３と、こ
の検出回路２３からの周波数検出信号により、検
出した周波数に比例した電圧信号vfを移相部３０
へ出力する周波数−電圧変換回路２４とから構成
されている。
移相部３０は、周波数−電圧変換回路２４から
の電圧信号に基づいて補助変圧器２０の出力電圧
の位相を90度遅延して乗算回路４０へ出力するも
ので、具体的には第３図に示すような回路構成と
なつている。第３図において可変抵抗回路として
のMOS型電界効果トランジスタ（以下MOSFET
と呼す）３１のドレイン端子Ｄには、補助変圧器
２０の出力電圧が加わり、ゲート端子Ｇとソース
端子Ｓとの間には、周波数−電圧変換回路２４の
電圧信号vfが入力されるように構成されている。
そしてMOSFET３１のソース端子Ｓは演算増幅
器３２の反転入力端子に接続されている。そし
て、このMOSFET３１は、リニヤ領域（三極管
領域）で動作するようにバイアスがかけられてい
る。また、演算増幅器３２の出力端と反転入力端
子との間には、所定容量のコンデンサＣが接続さ
れている。ここで、コンデンサＣ，MOSFET３
１のオン時の内部抵抗ｒおよび演算増幅器３２を
もつて積分回路が構成されている。つまり、移相
部３０は、ゲート端子Ｇへの電圧信号vfの電圧値
が変化すると、内部抵抗ｒが変化し、この場合の
内部抵抗ｒとコンデンサＣとの値によつて遅延す
る位相角を制御する構成となつている。
の電圧信号に基づいて補助変圧器２０の出力電圧
の位相を90度遅延して乗算回路４０へ出力するも
ので、具体的には第３図に示すような回路構成と
なつている。第３図において可変抵抗回路として
のMOS型電界効果トランジスタ（以下MOSFET
と呼す）３１のドレイン端子Ｄには、補助変圧器
２０の出力電圧が加わり、ゲート端子Ｇとソース
端子Ｓとの間には、周波数−電圧変換回路２４の
電圧信号vfが入力されるように構成されている。
そしてMOSFET３１のソース端子Ｓは演算増幅
器３２の反転入力端子に接続されている。そし
て、このMOSFET３１は、リニヤ領域（三極管
領域）で動作するようにバイアスがかけられてい
る。また、演算増幅器３２の出力端と反転入力端
子との間には、所定容量のコンデンサＣが接続さ
れている。ここで、コンデンサＣ，MOSFET３
１のオン時の内部抵抗ｒおよび演算増幅器３２を
もつて積分回路が構成されている。つまり、移相
部３０は、ゲート端子Ｇへの電圧信号vfの電圧値
が変化すると、内部抵抗ｒが変化し、この場合の
内部抵抗ｒとコンデンサＣとの値によつて遅延す
る位相角を制御する構成となつている。
前記乗算回路４０は、移相部３０で遅延された
補助変圧器２０の出力電圧と補助変流器２１の出
力電圧とを乗算し、この乗算値に基づく電力（す
なわち90度遅延された負荷電圧と消費電流との
積）に比例した電圧信号を電力演算部５０へ出力
するものである。
補助変圧器２０の出力電圧と補助変流器２１の出
力電圧とを乗算し、この乗算値に基づく電力（す
なわち90度遅延された負荷電圧と消費電流との
積）に比例した電圧信号を電力演算部５０へ出力
するものである。
この電力演算部５０は、乗算回路４０からの電
圧信号に基づいて無効電力量を得てその値を表示
するものであつて、乗算回路４０からの電圧信号
を積分しパルス周波数信号に変換する積分回路５
１と、この積分回路５１からのパルス周波数信号
を所定の分周比で分周して所定の重みづけを行な
う分周回路５２、この分周回路５２からの信号に
基づいて無効電力量の表示を行なう表示部５３か
ら構成されている。
圧信号に基づいて無効電力量を得てその値を表示
するものであつて、乗算回路４０からの電圧信号
を積分しパルス周波数信号に変換する積分回路５
１と、この積分回路５１からのパルス周波数信号
を所定の分周比で分周して所定の重みづけを行な
う分周回路５２、この分周回路５２からの信号に
基づいて無効電力量の表示を行なう表示部５３か
ら構成されている。
次に上記の如く構成された電力量計の動作につ
いて説明する。ここで、給電線における負荷電圧
ｅの実効値をＶ、消費電流ｉの実効値をＩ、角速
度をω、周波数を、負荷電圧ｅと消費電流ｉと
の位相差をとすると、負荷電圧ｅ、消費電流ｉ
は、 ｅ＝√２Vsinωt …(3) ｉ＝√２Isin（ωt−） …(4) で表わすことができる。但しω＝2πである。
いて説明する。ここで、給電線における負荷電圧
ｅの実効値をＶ、消費電流ｉの実効値をＩ、角速
度をω、周波数を、負荷電圧ｅと消費電流ｉと
の位相差をとすると、負荷電圧ｅ、消費電流ｉ
は、 ｅ＝√２Vsinωt …(3) ｉ＝√２Isin（ωt−） …(4) で表わすことができる。但しω＝2πである。
補助変圧器２０はこの負荷電圧ｅを所定レベル
の電圧に変換し、また補助変流器２１は消費電流
ｉをその電流値に比例した電圧に変換して出力し
ている。補助変圧器２０で変換された電圧は周波
数検出回路２３により周波数として検出された
後、周波数−電圧変換回路２４へ送出される。周
波数−電圧変換回路２４では周波数検出信号を受
けて、その周波数に比例した電圧信号vfに変換
し、移相部３０のMOSFET３１のゲート・ソー
ス端子G.S間に加える。これによりMOSFET３
１は、オン状態となり加えられた電圧信号の電圧
値に応じて補助変圧器２０の出力電圧電流が演算
増幅器３２へ送られる。
の電圧に変換し、また補助変流器２１は消費電流
ｉをその電流値に比例した電圧に変換して出力し
ている。補助変圧器２０で変換された電圧は周波
数検出回路２３により周波数として検出された
後、周波数−電圧変換回路２４へ送出される。周
波数−電圧変換回路２４では周波数検出信号を受
けて、その周波数に比例した電圧信号vfに変換
し、移相部３０のMOSFET３１のゲート・ソー
ス端子G.S間に加える。これによりMOSFET３
１は、オン状態となり加えられた電圧信号の電圧
値に応じて補助変圧器２０の出力電圧電流が演算
増幅器３２へ送られる。
ここで、MOSFET３１の内部抵抗ｒは電圧信
号vfの電圧値により変化するので、この内部抵抗
ｒとコンデンサＣとで決まる移相角は、補助変圧
器２０の出力電圧を常に90度遅延するものとな
り、かつその出力電圧には、周波数変動分を含ま
ないものとなる。
号vfの電圧値により変化するので、この内部抵抗
ｒとコンデンサＣとで決まる移相角は、補助変圧
器２０の出力電圧を常に90度遅延するものとな
り、かつその出力電圧には、周波数変動分を含ま
ないものとなる。
これにより、移相部３０の出力電圧e′は
e′＝√２Vsin（ωt−π／２） …(5)
となる。
以上のようにして得られた移相部３０の出力電
圧e′と補助変流器２１の出力電圧は乗算回路４０
に送られ、ここで、両電圧の乗算が行なわれる。
すなわちe′×ｉは、 e′・ｉ＝VIsin−VIcos（2ωt −π／２−） …(6) となり、乗算回路４０からは、このe′・ｉに比例
する電圧信号が取り出され、後続の積分回路５１
へ送られる。
圧e′と補助変流器２１の出力電圧は乗算回路４０
に送られ、ここで、両電圧の乗算が行なわれる。
すなわちe′×ｉは、 e′・ｉ＝VIsin−VIcos（2ωt −π／２−） …(6) となり、乗算回路４０からは、このe′・ｉに比例
する電圧信号が取り出され、後続の積分回路５１
へ送られる。
積分回路５１は、入力された電圧信号すなわち
第(6)式を積分し無効電力Ｑを求める。つまり第(6)
式は積分処理されることにより Ｑ＝VIsin …(7) となる。さらに、積分回路５１はこの無効電力Ｑ
をパルス周波数信号に変換して分周回路５２に出
力する。分周回路５２では、パルス周波数信号を
所定の分周比で分周して重みづけを行ない、その
信号を表示部５３へ送つて無効電力量Ｑとして表
示するものである。
第(6)式を積分し無効電力Ｑを求める。つまり第(6)
式は積分処理されることにより Ｑ＝VIsin …(7) となる。さらに、積分回路５１はこの無効電力Ｑ
をパルス周波数信号に変換して分周回路５２に出
力する。分周回路５２では、パルス周波数信号を
所定の分周比で分周して重みづけを行ない、その
信号を表示部５３へ送つて無効電力量Ｑとして表
示するものである。
従つて、この電力量計においては、MOSFET
３１、演算増幅器３２およびコンデンサＣから構
成される移相部３０に負荷周波数−電圧変換部２
２からの電圧信号vfを加えて、補助変圧器２０の
出力電圧を90度遅延して乗算回路４０に送るよう
にしたので、従来のように乗算回路を２つ設ける
必要がなく、簡単な構成とすることができる。こ
れにより、乗算回路４０の電圧信号のレベルが入
力される電圧よりも低くなることがなく、装置の
ダイナミツクレンジを従来のものより広くするこ
とができる。そして、リニア領域で動作させる
MOSFET３１のゲート・ソース端子G.S間に電
圧信号vfを加えているので、周波数変動に応じて
補助変圧器２１の出力電圧レベルを自動的に補正
することになり、移相部３０の出力電圧には周波
数変動分が含まれることなく、補助変圧器２０の
出力電圧の位相を90度遅延することができる。し
たがつて、従来より簡単な構成で周波数変動分を
除去し、正確な無効電力量を測定することができ
る。
３１、演算増幅器３２およびコンデンサＣから構
成される移相部３０に負荷周波数−電圧変換部２
２からの電圧信号vfを加えて、補助変圧器２０の
出力電圧を90度遅延して乗算回路４０に送るよう
にしたので、従来のように乗算回路を２つ設ける
必要がなく、簡単な構成とすることができる。こ
れにより、乗算回路４０の電圧信号のレベルが入
力される電圧よりも低くなることがなく、装置の
ダイナミツクレンジを従来のものより広くするこ
とができる。そして、リニア領域で動作させる
MOSFET３１のゲート・ソース端子G.S間に電
圧信号vfを加えているので、周波数変動に応じて
補助変圧器２１の出力電圧レベルを自動的に補正
することになり、移相部３０の出力電圧には周波
数変動分が含まれることなく、補助変圧器２０の
出力電圧の位相を90度遅延することができる。し
たがつて、従来より簡単な構成で周波数変動分を
除去し、正確な無効電力量を測定することができ
る。
なお、本考案は上記一実施例に限定されるもの
ではない。たとえば、移相部３０のMOSFET３
１の代わりに、第４図に示す如く周波数−電圧変
換回路２４からの電圧信号vfに応じてその抵抗値
が変化するいわゆる自動増幅率制御回路AGC６
０を設けてもよい。
ではない。たとえば、移相部３０のMOSFET３
１の代わりに、第４図に示す如く周波数−電圧変
換回路２４からの電圧信号vfに応じてその抵抗値
が変化するいわゆる自動増幅率制御回路AGC６
０を設けてもよい。
また、上記一実施例では、補助変圧器２０の出
力電圧を90度遅延させているが、補助変流器２１
の出力電圧の位相をずらしてもよい。この場合、
負荷周波数−電圧変換回路２４は補助変流器２１
の出力電圧の周波数を検出し、移相部３０はこの
変換回路２４からの電圧信号vfに基づいて補助変
流器２１の出力電圧の位相を90度進ますものとな
る。そして、乗算回路４０は、90゜進めた補助変
流器２１の出力電圧と補助変圧器２０の出力電圧
とを乗算するものとなる。このように構成しても
上記一実施例と同様の効果を得ることはいうまで
もない。
力電圧を90度遅延させているが、補助変流器２１
の出力電圧の位相をずらしてもよい。この場合、
負荷周波数−電圧変換回路２４は補助変流器２１
の出力電圧の周波数を検出し、移相部３０はこの
変換回路２４からの電圧信号vfに基づいて補助変
流器２１の出力電圧の位相を90度進ますものとな
る。そして、乗算回路４０は、90゜進めた補助変
流器２１の出力電圧と補助変圧器２０の出力電圧
とを乗算するものとなる。このように構成しても
上記一実施例と同様の効果を得ることはいうまで
もない。
以上詳記したように本考案によれば、移相部に
おける周波数変動による振幅への影響を簡単な構
成で除去でき、かつ高ダイナミツクを実現できる
電子式無効電力量計を提供できる。
おける周波数変動による振幅への影響を簡単な構
成で除去でき、かつ高ダイナミツクを実現できる
電子式無効電力量計を提供できる。
第１図は従来における電子式無効電力量計の構
成図、第２図は本考案に係る電子式無効電力量計
の一実施例を示す構成図、第３図は本電力量計に
おける移相部の具体的な構成図、第４図は本電力
量計における移相部の変形例を示す構成図であ
る。 ２０……補助変圧器、２１……補助変流器、２
２……負荷周波数−電圧変換部、２３……周波数
検出回路、２４……周波数−電圧変換回路、３０
……移相部、４０……乗算回路、５０……電力量
演算部、５１……積分回路、５２……分周回路、
５３……表示部。
成図、第２図は本考案に係る電子式無効電力量計
の一実施例を示す構成図、第３図は本電力量計に
おける移相部の具体的な構成図、第４図は本電力
量計における移相部の変形例を示す構成図であ
る。 ２０……補助変圧器、２１……補助変流器、２
２……負荷周波数−電圧変換部、２３……周波数
検出回路、２４……周波数−電圧変換回路、３０
……移相部、４０……乗算回路、５０……電力量
演算部、５１……積分回路、５２……分周回路、
５３……表示部。
Claims (1)
- 負荷電圧に比例した所定の電圧に変換する補助
変圧器または消費電流の電流値に比例した電圧に
変換する補助変流器の出力電圧の周波数を検出
し、この周波数に比例した電圧信号を出力する負
荷周波数−電圧変換部と、この負荷周波数−電圧
変換部からの電圧信号に応じて内部抵抗が変化し
て前記補助変圧器または前記補助変流器の出力電
圧を通す可変抵抗回路を演算増幅器の反転入力端
子に接続するとともにこの演算増幅器の出力端と
前記反転入力端子との間にコンデンサを接続して
構成し前記補助変圧器または前記補助変流器の出
力電圧値を補正するとともに所定の位相だけずら
す移相部と、この移相部の出力電圧と前記補助変
流器または前記補助変圧器の出力電圧とを乗算し
て、その乗算電圧に比例する電圧信号を出力する
乗算回路と、この乗算回路からの電圧信号を積分
し、次にこの積分値を分周して無効電力量を求め
る電力量演算部とを具備したことを特徴とする電
子式無効電力量計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3391184U JPS60146865U (ja) | 1984-03-09 | 1984-03-09 | 電子式無効電力量計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3391184U JPS60146865U (ja) | 1984-03-09 | 1984-03-09 | 電子式無効電力量計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60146865U JPS60146865U (ja) | 1985-09-30 |
| JPH0119102Y2 true JPH0119102Y2 (ja) | 1989-06-02 |
Family
ID=30536795
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3391184U Granted JPS60146865U (ja) | 1984-03-09 | 1984-03-09 | 電子式無効電力量計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60146865U (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0658384B2 (ja) * | 1988-09-13 | 1994-08-03 | 東京電力株式会社 | 電子式無効電力量計 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57148266A (en) * | 1981-03-11 | 1982-09-13 | Toshiba Corp | Wattmeter |
-
1984
- 1984-03-09 JP JP3391184U patent/JPS60146865U/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60146865U (ja) | 1985-09-30 |
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