JPH0119779B2 - - Google Patents
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- JPH0119779B2 JPH0119779B2 JP58068428A JP6842883A JPH0119779B2 JP H0119779 B2 JPH0119779 B2 JP H0119779B2 JP 58068428 A JP58068428 A JP 58068428A JP 6842883 A JP6842883 A JP 6842883A JP H0119779 B2 JPH0119779 B2 JP H0119779B2
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- Japan
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- frequency
- cosψ
- wave
- sampling
- interference
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は無線通信方式の同一周波干渉量の検出
方式に関するものである。
方式に関するものである。
（背景技術）
従来の干渉検出方式では、送信側で干渉検出の
ために各局毎に異なつた周波数の信号を通信帯域
外に入れて電波を送出する。受信側では通信帯域
外で複数の干渉検出用周波数を受信できる受信機
を用意し、通信の相手局以外の干渉検出周波数が
受信された時干渉有りと判断する方法であつた。
ために各局毎に異なつた周波数の信号を通信帯域
外に入れて電波を送出する。受信側では通信帯域
外で複数の干渉検出用周波数を受信できる受信機
を用意し、通信の相手局以外の干渉検出周波数が
受信された時干渉有りと判断する方法であつた。
この方式は通信信号の他に通話帯域外での干渉
検出用信号を送受信しなければならないため送信
機に付加装置をつけなければならない欠点があつ
た。
検出用信号を送受信しなければならないため送信
機に付加装置をつけなければならない欠点があつ
た。
また、従来の干渉検出は干渉の有無程度しか判
断できなかつたため、ある通信品質以下となる干
渉量が生じた場合、高品質な通信を維持するため
に、干渉量を定量的に検出して他チヤネルに切替
えるような高度な制御はできなかつた。
断できなかつたため、ある通信品質以下となる干
渉量が生じた場合、高品質な通信を維持するため
に、干渉量を定量的に検出して他チヤネルに切替
えるような高度な制御はできなかつた。
（発明の課題）
本発明はこれらの欠点を除くため、通信中に干
渉量を定量的に検出できるようにしたもので、そ
の特徴は、希望波と妨害波を同時受信したとき、
角度変調又は搬送波周波数のオフセツトによつ
て、その包絡線がフエージング周波数より高い周
波数で変動するようになされた無線通信方式にお
いて、受信波の包絡線２乗検波出力をサンプリン
グしその平均値をとることによりフエージング周
波数とほぼ等しい周波数成分を有する低周波成分
を求め、また包絡線２乗検派出力を時刻ｔとｔ＋
Δtにサンプリングした値がフエージングに対し
ては同値とみなせ、上記フエージング周波数より
高い周波数で変動する高周波成分に対しては２つ
のサンプリング値の積が零とみなせるような遅延
時間Δtでサンプリングし、ｔとｔ＋Δtのサンプ
リング値の差の２乗平均をとることによつて高周
波成分を求め、これら低周波成分及び高周波成分
から干渉量を検出するごとき同一周波干渉量検出
方式にある。
渉量を定量的に検出できるようにしたもので、そ
の特徴は、希望波と妨害波を同時受信したとき、
角度変調又は搬送波周波数のオフセツトによつ
て、その包絡線がフエージング周波数より高い周
波数で変動するようになされた無線通信方式にお
いて、受信波の包絡線２乗検波出力をサンプリン
グしその平均値をとることによりフエージング周
波数とほぼ等しい周波数成分を有する低周波成分
を求め、また包絡線２乗検派出力を時刻ｔとｔ＋
Δtにサンプリングした値がフエージングに対し
ては同値とみなせ、上記フエージング周波数より
高い周波数で変動する高周波成分に対しては２つ
のサンプリング値の積が零とみなせるような遅延
時間Δtでサンプリングし、ｔとｔ＋Δtのサンプ
リング値の差の２乗平均をとることによつて高周
波成分を求め、これら低周波成分及び高周波成分
から干渉量を検出するごとき同一周波干渉量検出
方式にある。
（発明の構成および作用）
干渉量検出の原理及び実施例を以下に示す。
再度変調された希望波（Ｄ波）と干渉波（Ｕ
波）は式(1)、(2)で表わされる。
波）は式(1)、(2)で表わされる。
Ｄ波；e1＝E1（ｔ）sin（ω1t＋Δω1／P1sinP1t）(1
) Ｕ波；e2＝E2（ｔ）sin（ω2t＋φ ＋Δω2／P2sin（P2t＋θ）） (2) ここでE1（ｔ）、E2（ｔ）はＤ波及びＵ波の振幅
でその振幅はレイリー分布する。ω1、ω2及び
Δω1、Δω2はＤ波及びＵ波の角速度、周波数偏
移、P1，P2はＤ波及びＵ波の変調信号の周波数
である。φはＤ波に対するＵ波の位相差、θはＤ
波変調波に対するＵ波変調波の位相差である。
) Ｕ波；e2＝E2（ｔ）sin（ω2t＋φ ＋Δω2／P2sin（P2t＋θ）） (2) ここでE1（ｔ）、E2（ｔ）はＤ波及びＵ波の振幅
でその振幅はレイリー分布する。ω1、ω2及び
Δω1、Δω2はＤ波及びＵ波の角速度、周波数偏
移、P1，P2はＤ波及びＵ波の変調信号の周波数
である。φはＤ波に対するＵ波の位相差、θはＤ
波変調波に対するＵ波変調波の位相差である。
Ｄ及びＵ波が受信機に入力されるとその合成波
ｅは式(3)となる。
ｅは式(3)となる。
ｅ＝e1＋e2＝〔E2 1（ｔ）＋E2 2（ｔ）＋2E1（ｔ
）E2（ｔ）cosψ（ｔ）〕1/2 ×sin（ω1t＋Δω1／P1sinP1t＋tan-1Λsinψ
（ｔ）／１＋Λcosψ（ｔ））(3) 但しψ（ｔ）＝（ω2−ω1）ｔ＋ψ ＋△ω2／P2sin（P2t＋θ）−Δω1／P1sinP1t
(4) Λ＝E1／E2 (5) 合成波を受信した受信機のIF出力を２乗検波
するとその包絡線出力は式(6)となる。
）E2（ｔ）cosψ（ｔ）〕1/2 ×sin（ω1t＋Δω1／P1sinP1t＋tan-1Λsinψ
（ｔ）／１＋Λcosψ（ｔ））(3) 但しψ（ｔ）＝（ω2−ω1）ｔ＋ψ ＋△ω2／P2sin（P2t＋θ）−Δω1／P1sinP1t
(4) Λ＝E1／E2 (5) 合成波を受信した受信機のIF出力を２乗検波
するとその包絡線出力は式(6)となる。
Ｒ（ｔ）＝E2 1（ｔ）＋E2 2（ｔ）＋2E1（ｔ）E2（ｔ）c
osψ
（ｔ） (6) 受信機IFの包絡線検波出力を第１図に示す。
曲線１は検波出力、曲線２のE2 1（ｔ）＋E2 2（ｔ）は
車速、電波の波長等により定まるフエージングの
オーダで変化する低周波成分で900MHz帯自動車
電話の場合、車速40Km／ｈで走行すると約30Hz程
度である。2E1（ｔ）E2（ｔ）cosψ（ｔ）は式(4)か
らわかるように変調度、ビート周波数（ω2−
ω1）／2π等により定まり、一般にレイリーフエ
ージングより十分高い高周波成分をもつように送
信側で角度変調またはキヤリアをオフセツトする
ことにより達成できる。
osψ
（ｔ） (6) 受信機IFの包絡線検波出力を第１図に示す。
曲線１は検波出力、曲線２のE2 1（ｔ）＋E2 2（ｔ）は
車速、電波の波長等により定まるフエージングの
オーダで変化する低周波成分で900MHz帯自動車
電話の場合、車速40Km／ｈで走行すると約30Hz程
度である。2E1（ｔ）E2（ｔ）cosψ（ｔ）は式(4)か
らわかるように変調度、ビート周波数（ω2−
ω1）／2π等により定まり、一般にレイリーフエ
ージングより十分高い高周波成分をもつように送
信側で角度変調またはキヤリアをオフセツトする
ことにより達成できる。
本発明は、この周波数特性を以下のように２台
のＡ／Ｄ変換器によつてサンプリングし（高速の
Ａ／Ｄ変換器なら一台で可）、低周波分の平均＜
E2 1（ｔ）＋E2 2（ｔ）＞、高周波成分の平均＜E1（ｔ）
E2（ｔ）＞を求めた後、演算器により干渉量Ｄ／
Ｕ比を計算するものである。
のＡ／Ｄ変換器によつてサンプリングし（高速の
Ａ／Ｄ変換器なら一台で可）、低周波分の平均＜
E2 1（ｔ）＋E2 2（ｔ）＞、高周波成分の平均＜E1（ｔ）
E2（ｔ）＞を求めた後、演算器により干渉量Ｄ／
Ｕ比を計算するものである。
サンプリング方法は第１図に示すよう時刻ｔに
Ａ／Ｄ変換器Ｉでサンプリングした後、Δt時間
遅れてＡ／Ｄ変換器でサンプリングする。その
各々の値をＲ（ｔ）、Ｒ（ｔ＋Δt）で表わす。
Ａ／Ｄ変換器Ｉでサンプリングした後、Δt時間
遅れてＡ／Ｄ変換器でサンプリングする。その
各々の値をＲ（ｔ）、Ｒ（ｔ＋Δt）で表わす。
Ｒ（ｔ）＝E2 1＋E2 2＋2E1E2cosψ
Ｒ（ｔ＋Δt）＝E2 1〓＋E2 2〓＋2E1〓E2〓cosψ〓 (7)
まず低周波成分Ｘを求める。
搬送波が角度変調されるか、又はＡ／Ｄ変換器
のサンプリング間隔をランダムにとると＜
cosψ＞＝０になることを考慮しＲ（ｔ）をＮ回サ
ンプリングし、その平均値をとるとＸが求まる。
のサンプリング間隔をランダムにとると＜
cosψ＞＝０になることを考慮しＲ（ｔ）をＮ回サ
ンプリングし、その平均値をとるとＸが求まる。
＜Ｒ（ｔ）＞＝１／ＮN
〓i=1
Ri（ｔ）
＝＜E2 1＞＋＜E2 2＞＝Ｘ (8)
＜ ＞は平均をあらわす。
次に高周波成分を求める。
Ｒ（ｔ）とＲ（ｔ＋Δt）の差の２乗平均をとる
と ＜（Ｒ（ｔ）−Ｒ（ｔ＋Δt））2＞＝１／ＮN 〓i=1 ＜Ri（ｔ）−Ri（ｔ＋Δt）＞2 ＝＜〔（E2 1−E2 1〓＋E2 2−E2 2〓）＋２（E1E2
cosψ−E1〓E2〓cosψ〓）〕2＞(9) ここで、サンプリング遅延時間Δtをレイリー
（Rayleigh）変動するE1、E2に対し E1≒E1〓 E2≒E2〓 (10) 変動周期の早いcosψに対して ＜cosψ・cosψΔ＞≒０ (11) となるようにΔtを選ぶと式(9)は次のようになる。
と ＜（Ｒ（ｔ）−Ｒ（ｔ＋Δt））2＞＝１／ＮN 〓i=1 ＜Ri（ｔ）−Ri（ｔ＋Δt）＞2 ＝＜〔（E2 1−E2 1〓＋E2 2−E2 2〓）＋２（E1E2
cosψ−E1〓E2〓cosψ〓）〕2＞(9) ここで、サンプリング遅延時間Δtをレイリー
（Rayleigh）変動するE1、E2に対し E1≒E1〓 E2≒E2〓 (10) 変動周期の早いcosψに対して ＜cosψ・cosψΔ＞≒０ (11) となるようにΔtを選ぶと式(9)は次のようになる。
＜〔Ｒ（ｔ）−Ｒ（ｔ＋Δt）〕2＞
＝４＜E2 1＞＜E2 2＞＝Ｙ (12)
Ｄ波とＵ波の振幅の２乗比（Ｄ／Ｕ比）をΓ
Γ＝＜E2 1＞／＜E2 2＞ (13)
とすると、式(8)、(12)、(13)からΓについての式
（１４）を得る。
（１４）を得る。
Γ2−2KΓ＋１＝０ (14)
故に
Γ＝Ｋ√2−１ (15)
但し
Ｋ＝2X2／Ｙ−１＝＜E2／1＞2＋＜E2／2＞2／２＜E2／1
＞＜E2／2＞(16) Ｋ１のため式(15)は実数となり干渉量Γを求め
ることが出来る。
＞＜E2／2＞(16) Ｋ１のため式(15)は実数となり干渉量Γを求め
ることが出来る。
遅延時間Δtについて検討する。
Γについての式(14)はサンプリング遅延時間Δt
でサンプリングしたとき式(10)、(11)が成立する条
件下で導き出されたものである。従つて式(10)、(1
１）が成立しないときΓに誤差を生じる。そこでΓ
に与えるΔtの影響を検討し、Δtの範囲を明らか
にする必要がある。
でサンプリングしたとき式(10)、(11)が成立する条
件下で導き出されたものである。従つて式(10)、(1
１）が成立しないときΓに誤差を生じる。そこでΓ
に与えるΔtの影響を検討し、Δtの範囲を明らか
にする必要がある。
ここで以下の条件を用いる。これらの条件は移
動通信においては容易に成立し得る条件である。
動通信においては容易に成立し得る条件である。
(i) E1、E2はレイリー（Rayleigh）
分布し、独立である。
(ii) 振幅E1、E2と位相ψは独立である。
(iii) ＜cosψ＞≒０、ω1＝ω2、φ＝φΔ(17)
まず式(8)からわかるように、Ｘ＝＜Ｒ（ｔ）＞は
Δtに影響されない。
Δtに影響されない。
ＹはΔtによつて影響され、この時のＹをY′と
する。
する。
Y′＝＜（Ｒ（ｔ）−Ｒ（ｔ＋Δt））2＞＝＜Z2＞＋４
＜E2 1＞＜E2 2＞（１−２＜cosψ・cosψ〓＞）……(18)
但し Ｚ＝E2 1−E2 1〓＋E2 2−E2 2〓 Δtの影響がない時のＹ式(12)と、Δtの影響があ
る時のY′式(18)を比較すると、Y′は＜Z2＞、−８
＜E2 1＞＜E2 2＞＜cosψ・cosψ〓＞の項が新たに加わ
つている。
＜E2 1＞＜E2 2＞（１−２＜cosψ・cosψ〓＞）……(18)
但し Ｚ＝E2 1−E2 1〓＋E2 2−E2 2〓 Δtの影響がない時のＹ式(12)と、Δtの影響があ
る時のY′式(18)を比較すると、Y′は＜Z2＞、−８
＜E2 1＞＜E2 2＞＜cosψ・cosψ〓＞の項が新たに加わ
つている。
Δtが大きい場合の影響
この場合＜cosψ・cosψ〓＞≒０と考えることが
できるため Ｙ＝＜Z2＞＋４＜E2 1＞＜E2 2＞ (19) となる。従つて＜Z2＞について検討する。＜Z2＞
は式(20)で表わされる。
できるため Ｙ＝＜Z2＞＋４＜E2 1＞＜E2 2＞ (19) となる。従つて＜Z2＞について検討する。＜Z2＞
は式(20)で表わされる。
＜Z2＞＝8b2 2〔Γ2（１−ρ2 1）＋（１−ρ2 2）〕 (20)
但し、b2 2＝＜E4 2＞／８、ρはE1（ｔ）、E2（ｔ）
の自己相関々数で ρ＝J0（2πnΔt） (21)n はフエージング周波数n＝υ（速さ）／λ（波
長） 式(21)からΔtはnとの積でＹに影響を与える。
Δtの影響がないときのＹで正規化した＜Z2＞／
Ｙを第２図に示す。n・Δtの影響はΓによつて
異なりΓが大きいほどその影響は大きい。また、
Γに与えるΔtの影響を第３図に実線で示す。横
は真のＤ／Ｕ＝Γt、縦軸はΔtの影響があるとき
のＤ／Ｕ＝ΓMである。
の自己相関々数で ρ＝J0（2πnΔt） (21)n はフエージング周波数n＝υ（速さ）／λ（波
長） 式(21)からΔtはnとの積でＹに影響を与える。
Δtの影響がないときのＹで正規化した＜Z2＞／
Ｙを第２図に示す。n・Δtの影響はΓによつて
異なりΓが大きいほどその影響は大きい。また、
Γに与えるΔtの影響を第３図に実線で示す。横
は真のＤ／Ｕ＝Γt、縦軸はΔtの影響があるとき
のＤ／Ｕ＝ΓMである。
ΓMはn・Δtが大きくなると小さく表われ、特
にΓtの大きいところでその影響度は大きくなつて
いる。Γt＝15dB以下で1dB以内の検出誤差にお
さえるにはn・Δt＜0.03としなければならない。
尚、第３図はρ1＝ρ2として計算した。
にΓtの大きいところでその影響度は大きくなつて
いる。Γt＝15dB以下で1dB以内の検出誤差にお
さえるにはn・Δt＜0.03としなければならない。
尚、第３図はρ1＝ρ2として計算した。
Δtが小さい場合
Ｙ＝４＜E2 1＞＜E2 2＞
（１−２＜cosψ・cosψ〓＞） (22)
となる。従つて＜cosψ・cosψ〓＞を検討する。
＜cosψ・cosψ〓＞は式(23)によつて表わされる。
＜cosψ・cosψ〓＞＝１／２J0（Z1）・J0（Z2）＋〓〔
cos（2nθ2−2mθ1）J2o（Z2）J2n（Z1）〕 −〓〔cos（（2n＋１）θ2−（2m＋１）θ1）J2o+1（
Z2）J2n+1（Z1）〕…(23) 但し、第２項はnP2＝mP1、第３項は（2n＋
１）P2＝（2m＋１）p1なるｎ、ｍの定数（ｍ＝ｎ
≠０）が成立するとき有効である。
cos（2nθ2−2mθ1）J2o（Z2）J2n（Z1）〕 −〓〔cos（（2n＋１）θ2−（2m＋１）θ1）J2o+1（
Z2）J2n+1（Z1）〕…(23) 但し、第２項はnP2＝mP1、第３項は（2n＋
１）P2＝（2m＋１）p1なるｎ、ｍの定数（ｍ＝ｎ
≠０）が成立するとき有効である。
但し、
θ1＝tan−１（sinP1Δt／（cosP1Δt−１））
θ2＝tan−１（（cosθ−cos（P2Δt＋θ））
／（sinθ−sin（P2t＋θ）））
Z1＝√２（１−1） Δω1／P1
Z2＝√２（１−2） Δω2／P2
第４図は２＜cosψ・cosψ〓＞とΔtの関係を示す
一例で、Δω1＝1000Hz、Δω2＝1010Hz変調波は正
弦波信号でP1＝200Hz、P2＝195〜205Hz変化させ
た場合である。２＜cosψ・cosψ〓＞はΔtとともに
減少するが、P2の周波数の変化には影響されず、
Δt＝0.4mS付近で０となり、それ以後は振幅しな
がら減衰して行く。一般に変調波は単一周波では
ないが、変調波の周波数スペクトルの低周波域が
変調度に対して小さい場合は図に示す特性を示
す。すなわちΔtが小さい場合は＜cosψ・cosψ〓＞
は１に近いが、Δtが大きくなると小さくなりそ
の後は、変調波のスペクトル、変調度により様子
は異る。
一例で、Δω1＝1000Hz、Δω2＝1010Hz変調波は正
弦波信号でP1＝200Hz、P2＝195〜205Hz変化させ
た場合である。２＜cosψ・cosψ〓＞はΔtとともに
減少するが、P2の周波数の変化には影響されず、
Δt＝0.4mS付近で０となり、それ以後は振幅しな
がら減衰して行く。一般に変調波は単一周波では
ないが、変調波の周波数スペクトルの低周波域が
変調度に対して小さい場合は図に示す特性を示
す。すなわちΔtが小さい場合は＜cosψ・cosψ〓＞
は１に近いが、Δtが大きくなると小さくなりそ
の後は、変調波のスペクトル、変調度により様子
は異る。
２＜cosψ・cosψ〓＞は式(18)からわかるように、
Δtが小さい場合のＹに対する減少分を表わして
いる。第５図は第４図に示した条件下で、Δtが
Γに与える影響を示したものである。Δtが小さ
くなるとΓは見かけ上大きくなり、特にΓが小さ
い時にその影響は大きい。Γが見かけ上大きくな
るのは、Δtが小さいとＹが小さくなるためであ
る。
Δtが小さい場合のＹに対する減少分を表わして
いる。第５図は第４図に示した条件下で、Δtが
Γに与える影響を示したものである。Δtが小さ
くなるとΓは見かけ上大きくなり、特にΓが小さ
い時にその影響は大きい。Γが見かけ上大きくな
るのは、Δtが小さいとＹが小さくなるためであ
る。
第６図は本発明を確認するための室内実験系で
破線部が本発明の干渉量検出部である。図におい
て３，６はＤ波及びＵ波を発生させるための標準
信号発生器、４，７は擬似伝搬路をつくるための
フエージングシユミレータである。５，８は減衰
器、９は合成器、１０は受信機、１１は増巾器、
１２は検波器、１３，１４はアナログ−デイジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ変換器）、１５は演算器である。
破線部が本発明の干渉量検出部である。図におい
て３，６はＤ波及びＵ波を発生させるための標準
信号発生器、４，７は擬似伝搬路をつくるための
フエージングシユミレータである。５，８は減衰
器、９は合成器、１０は受信機、１１は増巾器、
１２は検波器、１３，１４はアナログ−デイジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ変換器）、１５は演算器である。
第７図は演算器１５のフローチヤートを示す。
サンプル数Ｎ、遅延時間Δtを設定し、サンプリ
ングをカウントするｉをｉ＝１にする。Ａ／Ｄ変
換器１３，１４でサンプリングし、和〓Ｒ（ｔ）
との差の２乗和〓（Ｒ（ｔ）−Ｒ（ｔ＋Δt））2をと
る。ｉ＝ＮでなければさらにＡ／Ｄ変換器でサン
プリングする。ｉ＝ＮになつたらＸ，Ｙを算出し
ｋを計算する。
サンプル数Ｎ、遅延時間Δtを設定し、サンプリ
ングをカウントするｉをｉ＝１にする。Ａ／Ｄ変
換器１３，１４でサンプリングし、和〓Ｒ（ｔ）
との差の２乗和〓（Ｒ（ｔ）−Ｒ（ｔ＋Δt））2をと
る。ｉ＝ＮでなければさらにＡ／Ｄ変換器でサン
プリングする。ｉ＝ＮになつたらＸ，Ｙを算出し
ｋを計算する。
k2−１＞０なら干渉量Γを算出する。もしk2−
１＜０ならΓは算出せずｉ＝１にもどり新たなΓ
の計算を開始する。
１＜０ならΓは算出せずｉ＝１にもどり新たなΓ
の計算を開始する。
Ｄ、Ｕ波はフエージングシユミレータ、減衰器
を通りハイブリツドで合成された後受信される。
受信機IF出力は２乗検波されＡ／Ｄ変換器によ
りサンプリングされ演算器に入力される。変調信
号（PN信号）は最大周波数偏移Δω1＝Δω2＝1K
Hz、Ｄ、Ｕ波のキヤリア差b＝０（Hz）として実
験を行つた。
を通りハイブリツドで合成された後受信される。
受信機IF出力は２乗検波されＡ／Ｄ変換器によ
りサンプリングされ演算器に入力される。変調信
号（PN信号）は最大周波数偏移Δω1＝Δω2＝1K
Hz、Ｄ、Ｕ波のキヤリア差b＝０（Hz）として実
験を行つた。
まずΔtが大きい場合の影響についてΔt＝
0.4mS一定とし、フエージング周波数nを変化さ
せて実験を行つた。第３図にその実測値を示す。
各プロツト点はサンプリング数Ｎ＝1000、サンプ
リング周波数s＝80Hzで実測したΓM約10個のデー
タの平均値を示してある。
0.4mS一定とし、フエージング周波数nを変化さ
せて実験を行つた。第３図にその実測値を示す。
各プロツト点はサンプリング数Ｎ＝1000、サンプ
リング周波数s＝80Hzで実測したΓM約10個のデー
タの平均値を示してある。
干渉量を検出でき、理論値と実測値はよく一致
している。しかし、Γtの大きい方の実測値が理論
値より大きく出る傾向にある。これは測定系の
Ｓ／Ｎの問題でＹに干渉ビートの他熱雑音による
ビートが加わり、第２図で示した＜Z2＞／Ｙの値
が小さくなると考えられる。用いた測定系のＳ／
Ｎは約45dBである。
している。しかし、Γtの大きい方の実測値が理論
値より大きく出る傾向にある。これは測定系の
Ｓ／Ｎの問題でＹに干渉ビートの他熱雑音による
ビートが加わり、第２図で示した＜Z2＞／Ｙの値
が小さくなると考えられる。用いた測定系のＳ／
Ｎは約45dBである。
以上より、n・Δtが大きくなるとＤ／Ｕの実
測値ΓMは、真のＤ／Ｕ値Γtより小さく現われ、
方式設計から要求されるΓに対し、Δtを設定で
きる。
測値ΓMは、真のＤ／Ｕ値Γtより小さく現われ、
方式設計から要求されるΓに対し、Δtを設定で
きる。
次にΔtが小さい場合の影響についても実験を
行つた。
行つた。
この場合はフエージング周波数n＝20Hz一定と
し、n・Δtによる＜Z2＞の影響がほぼ無視でき
る値を選び、Δtを変化させて実験を行つた。結
果を図５に示す。実測値は理論値とよく一致して
おり、Δtが小さい場合は実測値のΓMは真のΓtよ
り大きく現われるが、Δtが大きくなると設定値
に対する実測値の誤差は小さくなつてΔtの影響
は現われなくなる。
し、n・Δtによる＜Z2＞の影響がほぼ無視でき
る値を選び、Δtを変化させて実験を行つた。結
果を図５に示す。実測値は理論値とよく一致して
おり、Δtが小さい場合は実測値のΓMは真のΓtよ
り大きく現われるが、Δtが大きくなると設定値
に対する実測値の誤差は小さくなつてΔtの影響
は現われなくなる。
測定誤差を1dB以内にするにはΔt＞0.3mSとす
る必要がある。
る必要がある。
（発明の効果）
以上説明したように本発明による干渉量検出方
式は、通話中に干渉量を定量的に検出できるた
め、干渉量がある設定値以上になつた場合、他チ
ヤネルに切替えて、通話品質の劣化をまねくこと
なく高品質な通信を継続することが出来る利点が
ある。
式は、通話中に干渉量を定量的に検出できるた
め、干渉量がある設定値以上になつた場合、他チ
ヤネルに切替えて、通話品質の劣化をまねくこと
なく高品質な通信を継続することが出来る利点が
ある。
また、本方式は自動車電話方式のように無線ゾ
ーンを３〜５Kmの小ゾーン方式にして周波数の利
用率向上を図つているシステムにおいては、さら
に周波数のくり返し距離を小さくできるため周波
数利用率が向上し加入者容量の増大に貢献するこ
とが出来る。
ーンを３〜５Kmの小ゾーン方式にして周波数の利
用率向上を図つているシステムにおいては、さら
に周波数のくり返し距離を小さくできるため周波
数利用率が向上し加入者容量の増大に貢献するこ
とが出来る。
第１図は検波器出力の例、第２図はZ2／Ｙと
n・Δtの関係を示す図、第３図はΔtが大きい場
合の干渉検出に与える遅延時間Δtの影響を示す
図、第４図は２＜cosψ・cosψ〓＞とΔtとの関係を
示す図、第５図はΔtが小さい場合の干渉検出に
与える遅延時間の影響を示す図、第６図は本発明
を確認するための室内実験装置のブロツク図、第
７図は第６図における演算器１５の動作フローを
示す図である。
n・Δtの関係を示す図、第３図はΔtが大きい場
合の干渉検出に与える遅延時間Δtの影響を示す
図、第４図は２＜cosψ・cosψ〓＞とΔtとの関係を
示す図、第５図はΔtが小さい場合の干渉検出に
与える遅延時間の影響を示す図、第６図は本発明
を確認するための室内実験装置のブロツク図、第
７図は第６図における演算器１５の動作フローを
示す図である。
Claims (1)
- １ 希望波と妨害波を同時受信したとき、角度変
調又は搬送波周波数のオフセツトによつて、その
包絡線がフエージング周波数より高い周波数で変
動するようになされた無線通信方式において、受
信波の包絡線２乗検波出力をサンプリングしその
平均値をとることによりフエージング周波数とほ
ぼ等しい周波数成分を有する低周波数成分を求
め、また包絡線２乗検出力を時刻ｔとｔ＋Δtに
サンプリングした値がフエージングに対しては同
値とみなせ、上記フエージング周波数より高い周
波数で変動する高周波成分に対しては時刻ｔとｔ
＋Δtにおける包絡線検波出力のサンプリング値
の積が零とみなせるような遅延時間Δtでサンプ
リングし、ｔとｔ＋Δtのサンプリング値の差の
２乗平均をとることによつて高周波成分を求め、
Ｋ＋√2−１（Ｋ＝２×（低周波成分の２乗）／
（高周波成分）−１）より干渉量を検出することを
特徴とする同一周波干渉量検出方式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58068428A JPS59194542A (ja) | 1983-04-20 | 1983-04-20 | 同一周波干渉量検出方式 |
| US06/541,842 US4561114A (en) | 1983-02-08 | 1983-10-14 | Cochannel interference measurement system |
| EP83307195A EP0117946B1 (en) | 1983-02-08 | 1983-11-24 | Co-channel interference measurement system |
| DE8383307195T DE3379252D1 (en) | 1983-02-08 | 1983-11-24 | Co-channel interference measurement system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58068428A JPS59194542A (ja) | 1983-04-20 | 1983-04-20 | 同一周波干渉量検出方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59194542A JPS59194542A (ja) | 1984-11-05 |
| JPH0119779B2 true JPH0119779B2 (ja) | 1989-04-13 |
Family
ID=13373407
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58068428A Granted JPS59194542A (ja) | 1983-02-08 | 1983-04-20 | 同一周波干渉量検出方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59194542A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0810850B2 (ja) * | 1987-03-20 | 1996-01-31 | 日本電信電話株式会社 | 移動通信における干渉量測定方法 |
| EP2136489A1 (en) * | 2008-06-17 | 2009-12-23 | Harman Becker Automotive Systems GmbH | Method and device for detecting an interfering adjacent channel signal |
-
1983
- 1983-04-20 JP JP58068428A patent/JPS59194542A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59194542A (ja) | 1984-11-05 |
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