JPH0347021B2 - - Google Patents
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- JPH0347021B2 JPH0347021B2 JP60164035A JP16403585A JPH0347021B2 JP H0347021 B2 JPH0347021 B2 JP H0347021B2 JP 60164035 A JP60164035 A JP 60164035A JP 16403585 A JP16403585 A JP 16403585A JP H0347021 B2 JPH0347021 B2 JP H0347021B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- wave
- interference
- sampling
- fading
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、無線通信方式の同一周波干渉量検出
にするものであつて、特に、高い精度で干渉量を
検出することのできる方式に係るものである。
にするものであつて、特に、高い精度で干渉量を
検出することのできる方式に係るものである。
無線通信では、周波数を効率的に使用するため
に、少数のチヤネルを複数の装置に共通に割り当
てて使用している。従つて、受信装置が他の送信
装置からの電波によつて同一チヤネル干渉妨害を
生じる場合は、そのチヤネルの使用を避け、また
使用中のチヤネルが他の装置からの干渉妨害を受
けた場合は自動的に同一チヤネル干渉を検出して
他のチヤネルに再設定して使用する必要がある。
に、少数のチヤネルを複数の装置に共通に割り当
てて使用している。従つて、受信装置が他の送信
装置からの電波によつて同一チヤネル干渉妨害を
生じる場合は、そのチヤネルの使用を避け、また
使用中のチヤネルが他の装置からの干渉妨害を受
けた場合は自動的に同一チヤネル干渉を検出して
他のチヤネルに再設定して使用する必要がある。
このために使用される同一周波干渉量検出方式
として、希望波と妨害波を同時受信した時に生ず
る包絡線ビートを検出する方法が従来より知られ
ている。
として、希望波と妨害波を同時受信した時に生ず
る包絡線ビートを検出する方法が従来より知られ
ている。
第１図はビート検出による従来の同一周波干渉
量検出回路の構成の例を示すブロツク図である
（特願昭58−18102号（特公平１−20817号）、58−
68428号（特公平１−19779号）参照）。
量検出回路の構成の例を示すブロツク図である
（特願昭58−18102号（特公平１−20817号）、58−
68428号（特公平１−19779号）参照）。
図において、１はアンテナ、２は受信機、３は
検波器、４，５はアナログ−デイジタル変換器
（Ａ−Ｄ変換器）、６は演算器、７は遅延回路、８
は干渉量出力端子である。
検波器、４，５はアナログ−デイジタル変換器
（Ａ−Ｄ変換器）、６は演算器、７は遅延回路、８
は干渉量出力端子である。
図において、希望波と妨害波の合成波ｅはアン
テナ１を通つて受信機２で受信され、検波器３へ
入力される。
テナ１を通つて受信機２で受信され、検波器３へ
入力される。
今、希望波（以下Ｄ波という）、妨害波（以下
Ｕ波という）がFM変調され式(1)、(2)で表わされ
るものとすると、その合成波ｅは式(3)となる。
Ｕ波という）がFM変調され式(1)、(2)で表わされ
るものとすると、その合成波ｅは式(3)となる。
Ｄ波は
e1＝E1sin（ω1t＋Δω1／P1sinP1t） ……(1)
Ｕ波は
e2＝E2sin（ω2t＋Δω2／P2
sin（P2t＋θ）＋φ） ……(2)
合成波ｅ＝e1＋e2
＝（E1 2＋E2 2＋2E1E2cosψ）1/2
Xsin（ω1t＋Δω1／P1sinP1t
＋tan-1Λsinψ（ｔ）／１＋Λcosψ（ｔ））…
…(3) ただし、Λ＝E2／E1、E1，E2はＤ波、Ｕ波の
振幅で伝搬条件により変化し、一般にＤ波および
Ｕ波の伝搬路が異なるためその変動は互いに独立
である。
…(3) ただし、Λ＝E2／E1、E1，E2はＤ波、Ｕ波の
振幅で伝搬条件により変化し、一般にＤ波および
Ｕ波の伝搬路が異なるためその変動は互いに独立
である。
ω1，ω2はＤ波、Ｕ波の搬送波角周波数、φは
位相差である。P1，P2はＤ波、Ｕ波の変調信号
の角周波数である。Δω1，Δω2はＤ波、Ｕ波の角
周波数偏移である。
位相差である。P1，P2はＤ波、Ｕ波の変調信号
の角周波数である。Δω1，Δω2はＤ波、Ｕ波の角
周波数偏移である。
また、φ（ｔ）は瞬時ビート位相であり、
ψ（ｔ）＝（ω2−ω1）ｔ＋φ＋Δω2／P2
sin（P2t＋θ）−Δω1／P1sinP1t……(4)
となる。
合成波ｅを検波器３により２乗検波するとその
包絡線Ｒ（ｔ）は、 Ｒ（ｔ）＝E1 2＋E2 2＋2E1E2cosψ（ｔ） ……(5) となる。
包絡線Ｒ（ｔ）は、 Ｒ（ｔ）＝E1 2＋E2 2＋2E1E2cosψ（ｔ） ……(5) となる。
E1，E2はＤ波およびＵ波の振幅であるが、こ
れは一般にフエージングを受けており、その平均
値のまわりに変動している。第２図は合成波の包
絡線を示す図であつて、この場合のＲ（ｔ）の波
形例を(1)（検波器出力（包絡線））に示している。
れは一般にフエージングを受けており、その平均
値のまわりに変動している。第２図は合成波の包
絡線を示す図であつて、この場合のＲ（ｔ）の波
形例を(1)（検波器出力（包絡線））に示している。
Ｒ（ｔ）は、フエージングによりゆつくり変動
する低周波成分E1 2＋E2 2（図の破線２）に、高周
波成分が重畳した波形となる。
する低周波成分E1 2＋E2 2（図の破線２）に、高周
波成分が重畳した波形となる。
高周波成分（2E1E2cosψ（ｔ））は式(4)からわか
るように、（ω2−ω1）／2π、変調度、ドツプラ等
により定まるビート周波数を持つ高周波成分で、
低周波成分より桁ちがいに高い周波数で変化す
る。
るように、（ω2−ω1）／2π、変調度、ドツプラ等
により定まるビート周波数を持つ高周波成分で、
低周波成分より桁ちがいに高い周波数で変化す
る。
このような２つの周波数成分を持つＲ（ｔ）を
Ａ−Ｄ変換器４，５でサンプリングし、演算機６
で処理することによつて低周波成分と高周波成分
を分離してそれぞれの平均値Ｘ，Ｙを求める。
Ａ−Ｄ変換器４，５でサンプリングし、演算機６
で処理することによつて低周波成分と高周波成分
を分離してそれぞれの平均値Ｘ，Ｙを求める。
まずＡ−Ｄ変換器４により、Ｒ（ｔ）を周期Ｔ
ごとにサンプリングして集合平均〈〉をとり、低
周波成分の平均Ｘを求める。
ごとにサンプリングして集合平均〈〉をとり、低
周波成分の平均Ｘを求める。
Ｘ＝１／ＮN
〓i=1
（E1i 2＋E2i 2＋2E1iE2icosψi
＝〈E1 2＋E2 2〉＝〈E1 2〉＋〈E2 2〉 ……(6)
これと同時に、Ａ−Ｄ変換器５によりＲ（ｔ）に
対して時間Δt（Δt≪Ｔ）だけ遅れたサンプル値Ｒ
（ｔ＋Δt）を求め、〔Ｒ（ｔ）−Ｒ（ｔ＋Δt）〕2を
平
均化することによつて低周波成分を除去すると、
高周波成分の２乗平均Ｙが求められる。
対して時間Δt（Δt≪Ｔ）だけ遅れたサンプル値Ｒ
（ｔ＋Δt）を求め、〔Ｒ（ｔ）−Ｒ（ｔ＋Δt）〕2を
平
均化することによつて低周波成分を除去すると、
高周波成分の２乗平均Ｙが求められる。
Ｙ＝〈〔Ｒ（ｔ）−Ｒ（ｔ＋Δt）〕2〉
＝４〈E1 2E2 2（cosψ（ｔ）
−cosψ（ｔ＋Δt））2〉 ……(7)
なお上式の変形において、Ei 2（ｔ）≒Ei 2（ｔ＋
Δt）（ｉ＝１、２）の関係を用いている。ψ（ｔ）
が周期信号でなく、NT秒間のＮ個のサンプルに
対してランダムとみなせる場合には、式(7)は次の
ようになる。
Δt）（ｉ＝１、２）の関係を用いている。ψ（ｔ）
が周期信号でなく、NT秒間のＮ個のサンプルに
対してランダムとみなせる場合には、式(7)は次の
ようになる。
Ｙ＝４〈E1 2〉〈E2 2〉 ……(8)
今、Ｄ波とＵ波の振幅の２乗比（Ｄ／Ｕ比）を
Γとして Γ＝〈E1 2〉／〈E2 2〉 ……(9) とすると、式(6)、(8)、(9)からＤ／Ｕ比Γは となり、ＸとＹから干渉量（Ｄ／Ｕ比）を定量的
に検出できることがわかる。
Γとして Γ＝〈E1 2〉／〈E2 2〉 ……(9) とすると、式(6)、(8)、(9)からＤ／Ｕ比Γは となり、ＸとＹから干渉量（Ｄ／Ｕ比）を定量的
に検出できることがわかる。
以上の演算を演算機６で実施し、Γを出力端子
８に出力する。
８に出力する。
以上の説明から明らかなように、干渉量を正確
に測定するためには、低周波成分の平均値Ｘ、高
周波成分の２乗平均値Ｙがそれぞれ正確でなけれ
ばならない。一般にＸはサンプル値を十分な数だ
け平均化することにより高精度に求められること
が知られている。
に測定するためには、低周波成分の平均値Ｘ、高
周波成分の２乗平均値Ｙがそれぞれ正確でなけれ
ばならない。一般にＸはサンプル値を十分な数だ
け平均化することにより高精度に求められること
が知られている。
一方、Ｙについて誤差となり得る要因は種々存
在するが、問題となるものの一つに、Ｄ波とＵ波
の搬送波周波数差（ω2−ω1）／2πによるものが
ある。Ｙの値は式(7)から明らかなように、式(4)で
表わされる瞬時位相ψ（ｔ）に依存する。
在するが、問題となるものの一つに、Ｄ波とＵ波
の搬送波周波数差（ω2−ω1）／2πによるものが
ある。Ｙの値は式(7)から明らかなように、式(4)で
表わされる瞬時位相ψ（ｔ）に依存する。
特に、Ｄ波、Ｕ波の角度変調の角周波数偏移
Δω1，Δω2が小さい場合には、式(4)は ψ（ｔ）≒（ω2−ω1）ｔ＋φ ……(11) となり、（ω2−ω1）が小さくなると、ψ（ｔ）と
ψ（ｔ＋Δt）の相関が極めて強くなる。このた
め、cosψ（ｔ）≒cosψ（ｔ＋Δt）となり、式(7)か
ら Ｙ＝４〈E1 2E2 2（cosψ（ｔ） −cosψ（ｔ＋Δt））2〉≒０ ……(12) となるため干渉検出が不能になるという問題点が
あつた。
Δω1，Δω2が小さい場合には、式(4)は ψ（ｔ）≒（ω2−ω1）ｔ＋φ ……(11) となり、（ω2−ω1）が小さくなると、ψ（ｔ）と
ψ（ｔ＋Δt）の相関が極めて強くなる。このた
め、cosψ（ｔ）≒cosψ（ｔ＋Δt）となり、式(7)か
ら Ｙ＝４〈E1 2E2 2（cosψ（ｔ） −cosψ（ｔ＋Δt））2〉≒０ ……(12) となるため干渉検出が不能になるという問題点が
あつた。
また、（ω2−ω1）≒０とならない場合にも、Ｙ
の値が（ω2−ω1）に依存するため、干渉量検出
に大きな誤差を生ずるという問題点があつた。
の値が（ω2−ω1）に依存するため、干渉量検出
に大きな誤差を生ずるという問題点があつた。
本発明は、上記従来の問題点に鑑み、Ｄ波とＵ
波の搬送波周波数差によつて干渉検出が不能とな
つたり、大きな検出誤差を生じたりするというこ
とのない高精度の同一周波干渉量検出方式を提供
することを目的としている。
波の搬送波周波数差によつて干渉検出が不能とな
つたり、大きな検出誤差を生じたりするというこ
とのない高精度の同一周波干渉量検出方式を提供
することを目的としている。
本発明によれば、上記目的は特許請求の範囲に
記載した手段により達成される。そして、本発明
においては、希望波と干渉波に、それぞれ最大周
波数偏移fdが 0.85×ｎ／4Δt≦fd≦1.2×ｎ／4Δt （ｎは任意の自然数） ……（13） となるような角度変調が常時施されていることを
最も主要な特徴とするもので、従来の技術では、
希望波および妨害波の角度変調の最大周波数偏移
については全く限定されておらず、その具体的な
実施例（例えば、文献；小園、坂本“移動通信に
おける同一チヤネル干渉量の測定”電子通信学会
論文誌(B)，昭和60年１月号p109−116）において
も、Δtとfdの関係は式（13）を満たしていない。
記載した手段により達成される。そして、本発明
においては、希望波と干渉波に、それぞれ最大周
波数偏移fdが 0.85×ｎ／4Δt≦fd≦1.2×ｎ／4Δt （ｎは任意の自然数） ……（13） となるような角度変調が常時施されていることを
最も主要な特徴とするもので、従来の技術では、
希望波および妨害波の角度変調の最大周波数偏移
については全く限定されておらず、その具体的な
実施例（例えば、文献；小園、坂本“移動通信に
おける同一チヤネル干渉量の測定”電子通信学会
論文誌(B)，昭和60年１月号p109−116）において
も、Δtとfdの関係は式（13）を満たしていない。
本発明では、fdとΔtとの間に式（13）の関係が
成立する場合には、Ｄ波とＵ波の搬送波周波数差
による検出誤差が発生しないことを見出だし、こ
の現象を利用するため、Ｄ波とＵ波に常時、式
（13）を満足する角度変調を施して検出誤差を抑
えた点が従来の技術と異なるものである。
成立する場合には、Ｄ波とＵ波の搬送波周波数差
による検出誤差が発生しないことを見出だし、こ
の現象を利用するため、Ｄ波とＵ波に常時、式
（13）を満足する角度変調を施して検出誤差を抑
えた点が従来の技術と異なるものである。
第３図は、本発明の１実施例のブロツク図であ
つて、１〜８は第１図と同様であり、９はＤ波を
送信する無線機であつて、９−１はＤ波に常時最
大周波数偏移fdのFM変調をかけるための音声帯
域外信号発生器、９−２は加算器、９−３はFM
変調器、９−４は送信アンテナを表わしている。
また、１０は無線機９用のマイク、１１はＵ波を
送信する無線機であつて、１１−１はＵ波に常時
最大周波数偏移fdのFM変調をかけるための音声
帯域外信号発生器、１１−２は加算器、１１−３
はFM変調器、１１−４は送信アンテナを表わし
ており、１２は無線機１１用のマイクである。
つて、１〜８は第１図と同様であり、９はＤ波を
送信する無線機であつて、９−１はＤ波に常時最
大周波数偏移fdのFM変調をかけるための音声帯
域外信号発生器、９−２は加算器、９−３はFM
変調器、９−４は送信アンテナを表わしている。
また、１０は無線機９用のマイク、１１はＵ波を
送信する無線機であつて、１１−１はＵ波に常時
最大周波数偏移fdのFM変調をかけるための音声
帯域外信号発生器、１１−２は加算器、１１−３
はFM変調器、１１−４は送信アンテナを表わし
ており、１２は無線機１１用のマイクである。
本実施例における受信側の構成は第１図と全く
同じであり、その干渉検出動作も全く同じであ
る。
同じであり、その干渉検出動作も全く同じであ
る。
一方、送信側に関しては、Ｄ波、Ｕ波それぞれ
に帯域外信号発生器９−１および１１−１が設け
られている。Ｄ波は９−１からの情報により、最
大周波数偏移fdが式（13）の条件を満たすように
常時FM変調されている。また、Ｕ波には１１−
１から得た、Ｄ波とは独立した情報により、最大
周波数偏移fd（Ｄ波と同じ偏移量）のFM変調が常
時施されている。帯域外信号発生器から出力する
情報としては、音声帯域に妨害を与えない信号で
あればよい。例えば300Hz以下の音声下部帯域を
用いてトーン信号を挿入してもよい。
に帯域外信号発生器９−１および１１−１が設け
られている。Ｄ波は９−１からの情報により、最
大周波数偏移fdが式（13）の条件を満たすように
常時FM変調されている。また、Ｕ波には１１−
１から得た、Ｄ波とは独立した情報により、最大
周波数偏移fd（Ｄ波と同じ偏移量）のFM変調が常
時施されている。帯域外信号発生器から出力する
情報としては、音声帯域に妨害を与えない信号で
あればよい。例えば300Hz以下の音声下部帯域を
用いてトーン信号を挿入してもよい。
ランダムなデイジタル信号を帯域制限して、
300Hz以下の帯域で伝送できるようにしたもので
もよい。ただしトーン信号を用いる場合、Ｄ波と
Ｕ波とでトーン信号周波数を異ならせた方がよ
い。
300Hz以下の帯域で伝送できるようにしたもので
もよい。ただしトーン信号を用いる場合、Ｄ波と
Ｕ波とでトーン信号周波数を異ならせた方がよ
い。
この理由は、Ｄ波とＵ波のトーン信号周波数が
一致していると、トーン信号間の位相差によつて
高周波成分の２乗平均値Ｙが変化し、検出誤差と
なるからである。
一致していると、トーン信号間の位相差によつて
高周波成分の２乗平均値Ｙが変化し、検出誤差と
なるからである。
このように送信側に常時FM変調を施した場合
の効果について以下に説明する。
の効果について以下に説明する。
第４図は変調波の瞬時周波数軌跡と変調スペク
トルの関係を示す図である。
トルの関係を示す図である。
今、帯域外信号発生器９−１および１１−１か
らの情報によつてＤ波およびＵ波がそれぞれFM
変調され、図のａ、ｂのような瞬時周波数軌跡gD
（ｔ）、gU（ｔ）を持つものとする。帯域外信号は
ランダムな信号であり、しかも帯域外信号の周波
数成分はfdに比べて十分小さいので、Ｄ波、Ｕ波
の変調スペクトルは、それぞれｄ，ｅに示すよう
に搬送波周波数f1およびf2を中心にして、上下に
±fdの平坦な広がりを持つた形となる。
らの情報によつてＤ波およびＵ波がそれぞれFM
変調され、図のａ、ｂのような瞬時周波数軌跡gD
（ｔ）、gU（ｔ）を持つものとする。帯域外信号は
ランダムな信号であり、しかも帯域外信号の周波
数成分はfdに比べて十分小さいので、Ｄ波、Ｕ波
の変調スペクトルは、それぞれｄ，ｅに示すよう
に搬送波周波数f1およびf2を中心にして、上下に
±fdの平坦な広がりを持つた形となる。
このようなＤ波、Ｕ波を合成受信した場合、式
(5)で示される包絡線Ｒ（ｔ）の高周波成分の瞬時
周波数（ビート周波数）｛ψ〓（ｔ）／2π｝は、図の
ｃに示すように、｜f2−f1｜を中心にして±2fdの
範囲内でランダムに変化する。
(5)で示される包絡線Ｒ（ｔ）の高周波成分の瞬時
周波数（ビート周波数）｛ψ〓（ｔ）／2π｝は、図の
ｃに示すように、｜f2−f1｜を中心にして±2fdの
範囲内でランダムに変化する。
このため、高周波成分｛2E1E2cosψ（ｔ）｝のパ
ワースペクトルＢ（ｆ）は図のｆに示すように、｜
f2−f1｜を中心にして上側は＋2fdまで、下側は零
周波数以下の成分が折り返された形となる。この
ように高周波成分のパワースペクトルはＤ波とＵ
波の搬送波周波数によつてその形が変化するが、
その全電力PBは式(5)からも明らかなように、 PB＝〈｛2E1E2cosψ（ｔ）｝2〉 ＝２〈E1 2〉〈E2 2〉 ……（14） となり、（f2−f1）に、依らず一定である。
ワースペクトルＢ（ｆ）は図のｆに示すように、｜
f2−f1｜を中心にして上側は＋2fdまで、下側は零
周波数以下の成分が折り返された形となる。この
ように高周波成分のパワースペクトルはＤ波とＵ
波の搬送波周波数によつてその形が変化するが、
その全電力PBは式(5)からも明らかなように、 PB＝〈｛2E1E2cosψ（ｔ）｝2〉 ＝２〈E1 2〉〈E2 2〉 ……（14） となり、（f2−f1）に、依らず一定である。
次に、このようなパワースペクトルＢ（ｆ）を
持つた高周波成分を、サンプリング間隔Δtでサ
ンプリングしてその差を取つた時の出力（差分サ
ンプリング出力）について考える。
持つた高周波成分を、サンプリング間隔Δtでサ
ンプリングしてその差を取つた時の出力（差分サ
ンプリング出力）について考える。
差分サンプリング操作は第５図のようなモデル
で考えることができる。すなわち、第５図におい
て、１３は標本化、１４は遅延（Δt）を表わし
ており、入力信号ｂ（ｔ）として余弦波を考える
と出力ｂ（ｔ）は ｂ（ｔ）＝cos（2πfbｔ） ……（15） （ｔ）＝cos（2πfbｔ）−cos｛2πfb （ｔ＋Δt）｝＝２｛sinπfbΔt） ・cos（2πfbｔ＋Ｑ） ……（16） ただし Ｑ＝tan-1（2tanπfbΔt）＋π／２……（17） となる。したがつて、第５図の系の電力伝達関数
｜Ｈ（ｆ）｜2は ｜Ｈ（ｆ）｜2＝４｜sin（πfΔt）｜2 ……（18） となる。
で考えることができる。すなわち、第５図におい
て、１３は標本化、１４は遅延（Δt）を表わし
ており、入力信号ｂ（ｔ）として余弦波を考える
と出力ｂ（ｔ）は ｂ（ｔ）＝cos（2πfbｔ） ……（15） （ｔ）＝cos（2πfbｔ）−cos｛2πfb （ｔ＋Δt）｝＝２｛sinπfbΔt） ・cos（2πfbｔ＋Ｑ） ……（16） ただし Ｑ＝tan-1（2tanπfbΔt）＋π／２……（17） となる。したがつて、第５図の系の電力伝達関数
｜Ｈ（ｆ）｜2は ｜Ｈ（ｆ）｜2＝４｜sin（πfΔt）｜2 ……（18） となる。
第５図の電力伝達関数（｜Ｈ（ｆ）｜2の特性を
第６図に示す。このような電力伝達関数を有する
系に第４図ｆで示されるパワースペクトルＢ（ｆ）
を持つた高周波成分を入力すると、系から出力さ
れる信号電力Ｙは Ｙ＝∞ -∞｜Ｈ（ｆ）｜2・Ｂ（ｆ）df ≒(f2-f1+2fd) (f2-f1+2fd)｜Ｈ（ｆ）｜2・σdf……
（19） （f2−f1−2fd） σ＝２〈E1 2〉〈E2 2〉／4fd ……（20） となる。ただしＢ（ｆ）は帯域〔f2−f1−2fd、f2
−f1＋2fd〕で一様なスペクトル密度σを持つも
のとした。
第６図に示す。このような電力伝達関数を有する
系に第４図ｆで示されるパワースペクトルＢ（ｆ）
を持つた高周波成分を入力すると、系から出力さ
れる信号電力Ｙは Ｙ＝∞ -∞｜Ｈ（ｆ）｜2・Ｂ（ｆ）df ≒(f2-f1+2fd) (f2-f1+2fd)｜Ｈ（ｆ）｜2・σdf……
（19） （f2−f1−2fd） σ＝２〈E1 2〉〈E2 2〉／4fd ……（20） となる。ただしＢ（ｆ）は帯域〔f2−f1−2fd、f2
−f1＋2fd〕で一様なスペクトル密度σを持つも
のとした。
上式に、式（18）を代入し、fdをパラメータと
して、｜f2−f1｜とＹとの関係を計算した例を搬
送波周波数差と高周波成分電力検出値との関係を
示す図として第７図に示す。
して、｜f2−f1｜とＹとの関係を計算した例を搬
送波周波数差と高周波成分電力検出値との関係を
示す図として第７図に示す。
図において、ａはfd＝０の場合、ｂはfd＝１／
4Δtの場合、ｃはfd＝1.5／4Δtの場合である。
4Δtの場合、ｃはfd＝1.5／4Δtの場合である。
ｂの場合、Ｙは搬送波周波数差｜f2−f1｜に依
らず一定となり、その値Y0は Y0＝２〈E1 2〉〈E2 2〉＝PB ……（21） となり、入力電力に等しくなる。
らず一定となり、その値Y0は Y0＝２〈E1 2〉〈E2 2〉＝PB ……（21） となり、入力電力に等しくなる。
第７図からわかるように、Ｙの最大誤差はfdに
依存する。そこでＹの最大値Ynaxと最小値Ynioの
差をＥとし、干渉検出偏差Ｅと周波数偏移fdの関
係を第８図に示す。
依存する。そこでＹの最大値Ynaxと最小値Ynioの
差をＥとし、干渉検出偏差Ｅと周波数偏移fdの関
係を第８図に示す。
この図から、Ｅは
fd＝ｎ／4ΔT（ｎは任意の自然数）……（22）
の場合に零となることがわかる。
また、Ｅを1.5dB以下に抑えるためには、fdは
式（13）の条件を満足すればよい。
式（13）の条件を満足すればよい。
このように、fdが式（22）または条件（13）を
満足するように設定すれば、搬送波周波数差の変
化による干渉量検出偏差を零または極めて僅かに
抑えることができる。
満足するように設定すれば、搬送波周波数差の変
化による干渉量検出偏差を零または極めて僅かに
抑えることができる。
したがつて、従来の技術に比べて高精度の干渉
検出が可能となる。
検出が可能となる。
以上説明したように、本発明によればＤ波とＵ
波の搬送波周波数差の変化に影響されない高精度
の同一周波干渉量測定が可能となるので、例えば
移動通信のように同一周波干渉の状況が刻々と変
化し、Ｄ波とＵ波の搬送波周波数差が一定しない
場合に有効である。
波の搬送波周波数差の変化に影響されない高精度
の同一周波干渉量測定が可能となるので、例えば
移動通信のように同一周波干渉の状況が刻々と変
化し、Ｄ波とＵ波の搬送波周波数差が一定しない
場合に有効である。
そして、本発明による干渉検出法を用いれば、
通話中に干渉量を定量的に検出できるから、干渉
量がある設定値以上になつた場合、他チヤネルに
切替えることにより、通話品質の劣化をまねくこ
となく高品質な通話を継続することができる系を
構成し得る利点がある。
通話中に干渉量を定量的に検出できるから、干渉
量がある設定値以上になつた場合、他チヤネルに
切替えることにより、通話品質の劣化をまねくこ
となく高品質な通話を継続することができる系を
構成し得る利点がある。
また、本方式は自動車電話方式のように無線ゾ
ーンを３〜５Kmの小ゾーン方式にして周波数の利
用率向上を図つているシステムにおいては、さら
に周波数の繰り返し距離を小さくできるため周波
数利用率が向上し加入者容量の増大に貢献するこ
とができる。
ーンを３〜５Kmの小ゾーン方式にして周波数の利
用率向上を図つているシステムにおいては、さら
に周波数の繰り返し距離を小さくできるため周波
数利用率が向上し加入者容量の増大に貢献するこ
とができる。
第１図は従来の同一周波干渉量検出回路の構成
の例を示すブロツク図、第２図は合成波の包絡線
を示す図、第３図は本発明の１実施例のブロツク
図、第４図は変調波の瞬時周波数軌跡と変調スペ
クトルの関係を示す図、第５図は差分サンプリン
グのモデルを示す図、第６図は第５図の系の電力
伝達の特性を示す図、第７図は搬送波周波数差と
高周波成分電力検出値との関係を示す図、第８図
は周波数偏移量と干渉検出偏差との関係を示す図
である。 １……アンテナ、２……受信機、３……検波
器、４，５……Ａ−Ｄ変換器、６……演算機、７
……遅延回路、８……干渉量出力端子、９……Ｄ
波を送信する無線機、９−１……音声帯域外信号
発生器、９−２……加算器、９−３……FM変調
器、９−４……送信アンテナ、１０……マイク、
１１……Ｕ波を送信する無線機、１１−１……音
声帯域外信号発生器、１１−２……加算器、１１
−３……FM変調器、１１−４……送信アンテ
ナ、１２……マイク、１３……標本化、１４……
遅延（Δt）。
の例を示すブロツク図、第２図は合成波の包絡線
を示す図、第３図は本発明の１実施例のブロツク
図、第４図は変調波の瞬時周波数軌跡と変調スペ
クトルの関係を示す図、第５図は差分サンプリン
グのモデルを示す図、第６図は第５図の系の電力
伝達の特性を示す図、第７図は搬送波周波数差と
高周波成分電力検出値との関係を示す図、第８図
は周波数偏移量と干渉検出偏差との関係を示す図
である。 １……アンテナ、２……受信機、３……検波
器、４，５……Ａ−Ｄ変換器、６……演算機、７
……遅延回路、８……干渉量出力端子、９……Ｄ
波を送信する無線機、９−１……音声帯域外信号
発生器、９−２……加算器、９−３……FM変調
器、９−４……送信アンテナ、１０……マイク、
１１……Ｕ波を送信する無線機、１１−１……音
声帯域外信号発生器、１１−２……加算器、１１
−３……FM変調器、１１−４……送信アンテ
ナ、１２……マイク、１３……標本化、１４……
遅延（Δt）。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 希望波と妨害波を同時受信したとき、角度変
調または搬送波周波数のオフセツトによつて、そ
の包絡線がフエージング周波数より高い周波数で
変動するようになされた無線通信方式において、
受信波の包絡線２乗検波出力をサンプリングしそ
の平均値をとることによりフエージング周波数と
ほぼ等しい周波数成分を有する低周波成分を求
め、また包絡線２乗検波出力を時刻ｔとｔ＋Δt
にサンプリングした値がフエージングに対しては
同値とみなせ、上記フエージング周波数より高い
周波数で変動する高周波成分に対しては２つのサ
ンプリング値の積が零とみなせるような遅延時間
Δtでサンプリングし、ｔとｔ＋Δtのサンプリン
グ値の差の２乗平均をとることによつて高周波成
分を求め、これら低周波成分および高周波成分を
処理して干渉量を検出することによつて同一周波
干渉量を検出する方式であつて、希望波と妨害波
にそれぞれ最大周波数偏移fdが 0.85×ｎ／4Δt≦fd≦1.2×ｎ／4Δt （ｎは任意の自然数） となるような角度変調が常時施されていることを
特徴とする同一周波干渉量検出方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60164035A JPS6225519A (ja) | 1985-07-26 | 1985-07-26 | 同一周波干渉量検出方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60164035A JPS6225519A (ja) | 1985-07-26 | 1985-07-26 | 同一周波干渉量検出方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6225519A JPS6225519A (ja) | 1987-02-03 |
| JPH0347021B2 true JPH0347021B2 (ja) | 1991-07-18 |
Family
ID=15785564
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60164035A Granted JPS6225519A (ja) | 1985-07-26 | 1985-07-26 | 同一周波干渉量検出方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6225519A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004097296A2 (en) * | 2003-04-30 | 2004-11-11 | Ebara Corporation | A supplying apparatus for supplying combustible material, a gasification apparatus for gasifying combustible material and method for gasifying combustible material |
| US8064857B2 (en) * | 2008-12-15 | 2011-11-22 | Panasonic Automotive Systems Company Of America, Division Of Panasonic Corporation Of North America | Method and apparatus for co-channel interference detection in a radio |
-
1985
- 1985-07-26 JP JP60164035A patent/JPS6225519A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6225519A (ja) | 1987-02-03 |
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