JPH01200843A - 交叉偏波間干渉補償のリセット方式 - Google Patents
交叉偏波間干渉補償のリセット方式Info
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- JPH01200843A JPH01200843A JP2598388A JP2598388A JPH01200843A JP H01200843 A JPH01200843 A JP H01200843A JP 2598388 A JP2598388 A JP 2598388A JP 2598388 A JP2598388 A JP 2598388A JP H01200843 A JPH01200843 A JP H01200843A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
ともにスクランブルされた同一周波数で水平と垂直の交
叉偏波信号を用いて多重伝送するディジタル無線の中継
局において、一方の偏波の主信号の復調符号のトランス
バーサル等化器の出力符号に、他方の偏波の復調符号か
ら主信号への干渉を補償する補償信号を発生して加算し
出力する交叉偏波間干渉補償回路に関し、 干渉波側の他方の偏波の受信信号が信号断となりその復
調符号が符号“０”の連続となった時、スクランブル符
号をデイスクランブルして他方の偏波の復調符号から主
信号への干渉を補償する補償信号を発生する交叉偏波干
渉補償器の回路が、誤った補償信号を発生して主信号符
号に加算しないように該回路をリセットすることを目的
とし、干渉波の復調符号を選択し前記スクランブル段数
ｎを越える段数ｐにシフトした１チヤンネルとＱチャン
ネルのｐ列の並列符号をゲート処理して前記干渉波の復
調符号の連続した零符号“０”を検出する入力検出回路
を設け、該入力検出回路の出力により補償信号として符
号“０”を発生し前記主信号の歪等化器の出力に加算し
て干渉波信号の主信号に対する交叉偏波間干渉の補償を
停止させるように構成したものである。
叉偏波信号を用いて多重伝送するディジタル無線の中継
局において、一方の偏波の主信号の復調符号のトランス
バーサル等化器の出力符号に、他方の偏波の復調符号か
ら主信号への干渉を補償する補償信号を発生して加算し
出力する交叉偏波間干渉補償回路に関し、 干渉波側の他方の偏波の受信信号が信号断となりその復
調符号が符号“０”の連続となった時、スクランブル符
号をデイスクランブルして他方の偏波の復調符号から主
信号への干渉を補償する補償信号を発生する交叉偏波干
渉補償器の回路が、誤った補償信号を発生して主信号符
号に加算しないように該回路をリセットすることを目的
とし、干渉波の復調符号を選択し前記スクランブル段数
ｎを越える段数ｐにシフトした１チヤンネルとＱチャン
ネルのｐ列の並列符号をゲート処理して前記干渉波の復
調符号の連続した零符号“０”を検出する入力検出回路
を設け、該入力検出回路の出力により補償信号として符
号“０”を発生し前記主信号の歪等化器の出力に加算し
て干渉波信号の主信号に対する交叉偏波間干渉の補償を
停止させるように構成したものである。
本発明は同一周波数で互に直交する交叉偏波を用いて多
値変調されスクランブルをかけた無線信号を中継するデ
ィジタル無線回線の中継局において、成る偏波の主信号
の復調符号の波形歪等花器の出力に、他方の偏波の干渉
波の復調符号から補償信号を発生して加算し、他方の偏
波の信号の主信号への干渉を補償して正しい波形とし次
の中継局へ伝送する交叉偏波間干渉補償回路に関するも
のである。
値変調されスクランブルをかけた無線信号を中継するデ
ィジタル無線回線の中継局において、成る偏波の主信号
の復調符号の波形歪等花器の出力に、他方の偏波の干渉
波の復調符号から補償信号を発生して加算し、他方の偏
波の信号の主信号への干渉を補償して正しい波形とし次
の中継局へ伝送する交叉偏波間干渉補償回路に関するも
のである。
従来の交叉偏波間干渉補償回路を第４図に示す。
第４図の交叉偏波間干渉補償回路は、成る中継局におけ
る成る偏波の多値変調されスクランブルをかけられた無
線信号の主信号の復調信号Ｉ、Ｑのアナログ信号を識別
器１１Ａでレベル識別してディジタル符号ｎ１１．ｎｌ
Ｑに変換し、トランスバーサル等化器１２Ａにおいて波
形歪を時間領域で等化し、等化された符号ｎ２Ｉ、ｎ２
（１を次の中継局へ出力するが、同一周波数の交叉偏波
を用いた無線回線では、成る偏波の主信号は必ず他方の
偏波の信号からレベルは低いが干渉を受けるので、他方
の偏波の干渉側の復調信号ＩＸＩＱＸ ＠識別器２１Ａ
でレベル識別しディジタル符号ｍ １１ ＋ ｍ Ｉ
Ｑに変換したディジタル符号耐１．ｍｌＱを用いて交
叉偏波干渉補償回路２２Ａにおいて補償信号ｍ２Ｉ、ｍ
２Ｑを発生して、主信号側の前記トランスバーサル等化
器１２Ａの出力符号ｎ２Ｌ ｎ２Ｑに加算器１２１Ａ、
１２２Ａにてディジタル加算し干渉を補償している。
る成る偏波の多値変調されスクランブルをかけられた無
線信号の主信号の復調信号Ｉ、Ｑのアナログ信号を識別
器１１Ａでレベル識別してディジタル符号ｎ１１．ｎｌ
Ｑに変換し、トランスバーサル等化器１２Ａにおいて波
形歪を時間領域で等化し、等化された符号ｎ２Ｉ、ｎ２
（１を次の中継局へ出力するが、同一周波数の交叉偏波
を用いた無線回線では、成る偏波の主信号は必ず他方の
偏波の信号からレベルは低いが干渉を受けるので、他方
の偏波の干渉側の復調信号ＩＸＩＱＸ ＠識別器２１Ａ
でレベル識別しディジタル符号ｍ １１ ＋ ｍ Ｉ
Ｑに変換したディジタル符号耐１．ｍｌＱを用いて交
叉偏波干渉補償回路２２Ａにおいて補償信号ｍ２Ｉ、ｍ
２Ｑを発生して、主信号側の前記トランスバーサル等化
器１２Ａの出力符号ｎ２Ｌ ｎ２Ｑに加算器１２１Ａ、
１２２Ａにてディジタル加算し干渉を補償している。
そして他方の偏波からの干渉を補償された正しい波形の
主信号の出力信号Ｉｏｕｔ、Ｑｏｕｔが次の中継局へ出
力される。
主信号の出力信号Ｉｏｕｔ、Ｑｏｕｔが次の中継局へ出
力される。
従来の交叉偏波間干渉補償回路は、上述の如く、主信号
側の復調符号ｎ１Ｉ、ｎｌＱに対するトランスバーサル
等化器１２Ａの出力符号ｎ２Ｉ、ｎ２Ｑに、干渉波側の
復調符号ｍｌｌ、ｍｌＱにより発生された補償信号ｍ２
Ｉ、ｍ２Ｑをディジタル加算して、他部波信号から漏れ
込んだ干渉波を補償して正しい波形を得ているが、多値
変調のディジタル信号は一般に、符号“０”の連続伝送
をさけ伝送信号のスペクトルを平均化するため、送信側
で一定数の伝送符号にスクランブルを掛けて伝送符号の
“１′、“Ｏｍの発生をランダム化し符号“０”の連続
伝送を避けるようにして伝送し、受信側で逆のデイスク
ランブルをして原の符号に戻す操作が行われている。従
って、交叉偏波干渉補償器 ブルの掛けられた他偏波の符号をデイスクランブルした
符号を用いて発生した補償信号により、同様に受信し復
調した主信号符号に対して、交叉偏波間干渉を補償して
いる。即ち補償信号は入力符号が一定数以上の符号“０
”の連続を前提としていない。
側の復調符号ｎ１Ｉ、ｎｌＱに対するトランスバーサル
等化器１２Ａの出力符号ｎ２Ｉ、ｎ２Ｑに、干渉波側の
復調符号ｍｌｌ、ｍｌＱにより発生された補償信号ｍ２
Ｉ、ｍ２Ｑをディジタル加算して、他部波信号から漏れ
込んだ干渉波を補償して正しい波形を得ているが、多値
変調のディジタル信号は一般に、符号“０”の連続伝送
をさけ伝送信号のスペクトルを平均化するため、送信側
で一定数の伝送符号にスクランブルを掛けて伝送符号の
“１′、“Ｏｍの発生をランダム化し符号“０”の連続
伝送を避けるようにして伝送し、受信側で逆のデイスク
ランブルをして原の符号に戻す操作が行われている。従
って、交叉偏波干渉補償器 ブルの掛けられた他偏波の符号をデイスクランブルした
符号を用いて発生した補償信号により、同様に受信し復
調した主信号符号に対して、交叉偏波間干渉を補償して
いる。即ち補償信号は入力符号が一定数以上の符号“０
”の連続を前提としていない。
従って、他偏波の干渉波側の受信信号が、フヱージンー
グや保守試験などのため信号断となり、復調信号ｌｘ、
Ｑｘのレベルが長時間零となった場合に、干渉波側の識
別器２１Ａの出力符号に符号“０″が続くので、交叉偏
波干渉補償器２２Ａは、連続した符号“０”に対して、
誤った補償信号を生じ、加算器１２Ｉ、１２２にて誤っ
た補償をして主信号の出力信号１ｏｕｔ、Ｑｏｕｔの波
形を却って悪化させるという問題がある。
グや保守試験などのため信号断となり、復調信号ｌｘ、
Ｑｘのレベルが長時間零となった場合に、干渉波側の識
別器２１Ａの出力符号に符号“０″が続くので、交叉偏
波干渉補償器２２Ａは、連続した符号“０”に対して、
誤った補償信号を生じ、加算器１２Ｉ、１２２にて誤っ
た補償をして主信号の出力信号１ｏｕｔ、Ｑｏｕｔの波
形を却って悪化させるという問題がある。
この問題は、他偏波の干渉波側の受信信号が信号断とな
り復調信号Ｉｘ、 Ｑｘが零レベルとなり、干渉波側の
識別器２１Ａの出力符号が符号“０”の連続になった時
に、識別器２１への出力符号を選択してスクランブル段
数ｎを越える一定段数ｐだけシフトしたＩチャンネルと
Ｑチャンネルのｐ列の並列データをゲート処理して、干
渉波側の識別器２１Ａの出力の符号“０”連続を検出し
、該検出出力により、干渉波側の交叉偏波干渉補償器２
２において補償信号として符号“０”を発生する所謂リ
セット動作を行わせ、■チャンネルとＱチャンネルの双
方に補償信号を符号“Ｏ”として加算器１２１，１２２
にて主信号の波形歪等花器１２の出力に加算する、つま
り主信号の波形歪等化器１２の出力をその侭で出力する
本発明の構成によって解決される。
り復調信号Ｉｘ、 Ｑｘが零レベルとなり、干渉波側の
識別器２１Ａの出力符号が符号“０”の連続になった時
に、識別器２１への出力符号を選択してスクランブル段
数ｎを越える一定段数ｐだけシフトしたＩチャンネルと
Ｑチャンネルのｐ列の並列データをゲート処理して、干
渉波側の識別器２１Ａの出力の符号“０”連続を検出し
、該検出出力により、干渉波側の交叉偏波干渉補償器２
２において補償信号として符号“０”を発生する所謂リ
セット動作を行わせ、■チャンネルとＱチャンネルの双
方に補償信号を符号“Ｏ”として加算器１２１，１２２
にて主信号の波形歪等花器１２の出力に加算する、つま
り主信号の波形歪等化器１２の出力をその侭で出力する
本発明の構成によって解決される。
本発明の交叉偏波干渉補償器リセット方式の構成を示す
第１図の原理図において、 １は、成る偏波のスクランブルされた符号の主信号の受
信回路であって、 ２は、他偏波の信号で一定段数ｎだけスクランブルされ
た符号の干渉波の受信回路である。
第１図の原理図において、 １は、成る偏波のスクランブルされた符号の主信号の受
信回路であって、 ２は、他偏波の信号で一定段数ｎだけスクランブルされ
た符号の干渉波の受信回路である。
１１は、主信号側の復調信号１．Ｑのレベルを識別して
ディジタル符号ｎ１Ｉ、ｎｌＱに変換して出力する主信
号側の識別器、 １２は主信号側の識別器１１の出力符号ｎ１Ｉ、ｎｌＱ
の波形歪を等化する歪等化器、 １２１、１２２は主信号側の歪等化器１２の出力の■信
号出力ｎ２ＩとＱ信号出力ｎ２Ｈに干渉波側からの補償
信号ｍ２Ｉ、ｍ２Ｑを加算する加算器、２１は他偏波の
干渉波側の復調信号ｌｘ、Ｑｘのレベルを識別してディ
ジタル符号ｍ１Ｉ、ｍｌＱに変換して出力する干渉波側
の識別器、 ２２は干渉波側の識別器２１の出力符号ｍ１Ｉ、ｍｌＱ
から主信号側への交差偏波干渉を補償する補償信号ｌ１
１２を発生して出力する交差偏波干渉補償器３は、干渉
波側の識別器２１の出力符号ｍｌｌ、ｍｌＱを選択して
スクランブル符号の段数ｎを越える一定段数ｐだけシフ
トしたＩチャンネルとＱチャンネルの並列データをゲー
ト処理して、該出力符号ｍＩＩ、ｍｌＱの連続“０”を
検出して入力信号の連続断を検出する入力検出回路であ
って、 該入力検出回路３の検出出力により、干渉波側の交叉偏
波干渉補償器２２のおいて符号“０”を発生して補償信
号とし、主信号側の歪等化器１２の出力符号ｎ１Ｉ、ｎ
ｌＨに加算する構成とする。
ディジタル符号ｎ１Ｉ、ｎｌＱに変換して出力する主信
号側の識別器、 １２は主信号側の識別器１１の出力符号ｎ１Ｉ、ｎｌＱ
の波形歪を等化する歪等化器、 １２１、１２２は主信号側の歪等化器１２の出力の■信
号出力ｎ２ＩとＱ信号出力ｎ２Ｈに干渉波側からの補償
信号ｍ２Ｉ、ｍ２Ｑを加算する加算器、２１は他偏波の
干渉波側の復調信号ｌｘ、Ｑｘのレベルを識別してディ
ジタル符号ｍ１Ｉ、ｍｌＱに変換して出力する干渉波側
の識別器、 ２２は干渉波側の識別器２１の出力符号ｍ１Ｉ、ｍｌＱ
から主信号側への交差偏波干渉を補償する補償信号ｌ１
１２を発生して出力する交差偏波干渉補償器３は、干渉
波側の識別器２１の出力符号ｍｌｌ、ｍｌＱを選択して
スクランブル符号の段数ｎを越える一定段数ｐだけシフ
トしたＩチャンネルとＱチャンネルの並列データをゲー
ト処理して、該出力符号ｍＩＩ、ｍｌＱの連続“０”を
検出して入力信号の連続断を検出する入力検出回路であ
って、 該入力検出回路３の検出出力により、干渉波側の交叉偏
波干渉補償器２２のおいて符号“０”を発生して補償信
号とし、主信号側の歪等化器１２の出力符号ｎ１Ｉ、ｎ
ｌＨに加算する構成とする。
主信号側の識別器１１は、主信号側の復調信号のＩチャ
ンネルとＱチャンネルのアナログ信号１．Ｑのレベルを
識別して、ディジタル符号ｎｌｌ、ｎｌＱを発生し一デ
ィジタルの歪等化器１２へ出力する。歪等化器１２は主
信号側の識別器１１の出力符号ｎ１Ｉ、ｎｌＱの波形歪
を時間領域で等化し、その等化された符号出力ｎ２Ｉ、
ｎ２Ｑを加算器１２Ｉ、１２２へ出力するが、伝送する
ディジタル無線信号が同一周波数の交叉偏波信号を用い
ているので、主信号の偏波と直交する他方の偏波の信号
が主信号に対する干渉波となり主信号の歪等化器１２の
出力符号の波形は常に歪をもつ。
ンネルとＱチャンネルのアナログ信号１．Ｑのレベルを
識別して、ディジタル符号ｎｌｌ、ｎｌＱを発生し一デ
ィジタルの歪等化器１２へ出力する。歪等化器１２は主
信号側の識別器１１の出力符号ｎ１Ｉ、ｎｌＱの波形歪
を時間領域で等化し、その等化された符号出力ｎ２Ｉ、
ｎ２Ｑを加算器１２Ｉ、１２２へ出力するが、伝送する
ディジタル無線信号が同一周波数の交叉偏波信号を用い
ているので、主信号の偏波と直交する他方の偏波の信号
が主信号に対する干渉波となり主信号の歪等化器１２の
出力符号の波形は常に歪をもつ。
干渉波側の識別器２１は、他方の偏波の干渉波の復調信
号Ｉｘ、Ｑｘのアナログ信号のレベルを識別して、ディ
ジタル符号ｎｕｌｌ、耐Ｑに変換し交叉偏波干渉補償器
２２へ出力する。
号Ｉｘ、Ｑｘのアナログ信号のレベルを識別して、ディ
ジタル符号ｎｕｌｌ、耐Ｑに変換し交叉偏波干渉補償器
２２へ出力する。
交叉偏波干渉補償器２２は、干渉波側の識別器２１の出
力符号ｍ１Ｉ、ａ＋ＩＱから主信号への干渉を補償する
補償信号ｍ２Ｉ、ｍ２Ｑを発生して加算器１２Ｉ、１２
２へ出力する。加算器１２Ｌ１２２は主信号の歪等化器
１２の出力符号ｎ２Ｉ、ｎ２Ｑに、交叉偏波干渉補償回
路２２からの補償信号ｍ２Ｉ、ｍ２Ｑを加算して正しい
波形の主信号として出力信号１ｏｕｔ、Ｑｏｕｔを出力
する。
力符号ｍ１Ｉ、ａ＋ＩＱから主信号への干渉を補償する
補償信号ｍ２Ｉ、ｍ２Ｑを発生して加算器１２Ｉ、１２
２へ出力する。加算器１２Ｌ１２２は主信号の歪等化器
１２の出力符号ｎ２Ｉ、ｎ２Ｑに、交叉偏波干渉補償回
路２２からの補償信号ｍ２Ｉ、ｍ２Ｑを加算して正しい
波形の主信号として出力信号１ｏｕｔ、Ｑｏｕｔを出力
する。
入力検出回路３は、干渉波側の他偏波の識別器２１の識
別出力のディジタル符号ｍ１Ｉ、ｎ＋ＩＱ ＠Ｍ択して
ス・クランプル段数ｎを越える一定段数ｐだけシフトし
たＩチャンネルとΩチャンネルのｐ列の並列データに変
換し、変換されたｐ列の並列のＩチャンネルとＱチャン
ネルのデータをゲート処理して、干渉波側の識別器２１
Ａの出力の符号“０”のスクランブル段数ｎ以上の連続
を検出し、該検出出力により、干渉波側の交叉偏波干渉
補償器２２において補償信号ｍ２Ｉ、ｍ２Ｇとして符号
“０”を発生してリセット動作を行わせ、主信号の波形
歪等化器１２の出力のＱチヤンネルとＱチャンネルの双
方に、補償信号の符号“０”を、加算器１２Ｌ １２２
にて加算する。つまり、本発明の交叉偏波間干渉補償の
リセット方式は、干渉波側の信号入力がフェージングや
保守試験などのため長時間信号断となった場合に、信号
断になった干渉波側の他偏波のつ（る誤った補償信号を
加算せず、主信号の波形歪等他罪１２の出力をその侭の
形で出力するので主信号の波形歪が却って悪化すること
はなくなり問題は解決され゛る。
別出力のディジタル符号ｍ１Ｉ、ｎ＋ＩＱ ＠Ｍ択して
ス・クランプル段数ｎを越える一定段数ｐだけシフトし
たＩチャンネルとΩチャンネルのｐ列の並列データに変
換し、変換されたｐ列の並列のＩチャンネルとＱチャン
ネルのデータをゲート処理して、干渉波側の識別器２１
Ａの出力の符号“０”のスクランブル段数ｎ以上の連続
を検出し、該検出出力により、干渉波側の交叉偏波干渉
補償器２２において補償信号ｍ２Ｉ、ｍ２Ｇとして符号
“０”を発生してリセット動作を行わせ、主信号の波形
歪等化器１２の出力のＱチヤンネルとＱチャンネルの双
方に、補償信号の符号“０”を、加算器１２Ｌ １２２
にて加算する。つまり、本発明の交叉偏波間干渉補償の
リセット方式は、干渉波側の信号入力がフェージングや
保守試験などのため長時間信号断となった場合に、信号
断になった干渉波側の他偏波のつ（る誤った補償信号を
加算せず、主信号の波形歪等他罪１２の出力をその侭の
形で出力するので主信号の波形歪が却って悪化すること
はなくなり問題は解決され゛る。
第２図は本発明の実施例の交叉偏波間干渉補償のリセッ
ト方式の構成を示すブロック図である。
ト方式の構成を示すブロック図である。
第２図のブロック図は、主信号側が水平偏波Ｈで干渉波
側が他方の偏波の垂直偏波■であり、何れも２５６０Ａ
ＨのＱチヤンネルとＱチャンチルの多値信号を伝送する
中継局の受信装置の復調器以降の回路構成を示すもので
あって、伝送信号の２５６０ＡＨの１チヤンネルとロチ
ャンチルの信号は一定段数のスクランブルが掛けられた
信号である。
側が他方の偏波の垂直偏波■であり、何れも２５６０Ａ
ＨのＱチヤンネルとＱチャンチルの多値信号を伝送する
中継局の受信装置の復調器以降の回路構成を示すもので
あって、伝送信号の２５６０ＡＨの１チヤンネルとロチ
ャンチルの信号は一定段数のスクランブルが掛けられた
信号である。
主信号側の識別器１１はＡ／Ｄ変換器で構成され、水平
偏波Ｈの主信号の２５６０ＡＭ変調のアナログの復調信
号１．Ｑのレベルを識別して符号化し、Ｑチヤンネルと
Ｑチャンネルの２つのディジタル符号ｎ １１ ＋ ｎ
Ｉ Ｑを出力する。
偏波Ｈの主信号の２５６０ＡＭ変調のアナログの復調信
号１．Ｑのレベルを識別して符号化し、Ｑチヤンネルと
Ｑチャンネルの２つのディジタル符号ｎ １１ ＋ ｎ
Ｉ Ｑを出力する。
主信号のディジタル符号ｎｌｌ、ｎｌＱに対する歪等化
器１２は、トランスバーサル等化器で構成され、水平偏
波Ｈの主信号の識別器１１の出力のディジタル符号ｎ１
Ｉ、ｎｌＱを入力して、その波形歪を時間領域で等化し
、その等化した符号出力ｎ２Ｉ、 ｎ２Ｑを加算器１２
１，１２２へ出力する。
器１２は、トランスバーサル等化器で構成され、水平偏
波Ｈの主信号の識別器１１の出力のディジタル符号ｎ１
Ｉ、ｎｌＱを入力して、その波形歪を時間領域で等化し
、その等化した符号出力ｎ２Ｉ、 ｎ２Ｑを加算器１２
１，１２２へ出力する。
干渉側の垂直偏波Ｖの識別器２１もＡ／Ｄ変換器で構成
され、垂直偏波Ｖの２５６ ＱＡＭ変調のアナログの復
調信号ｌｘ、Ｑｘのレベルを識別して符号化し、Ｑチヤ
ンネルとＱチャンネルの２つのディジタル符号ｍｌｌ、
ｍｌＱを発生して交叉偏波干渉補償器２２へ出力する。
され、垂直偏波Ｖの２５６ ＱＡＭ変調のアナログの復
調信号ｌｘ、Ｑｘのレベルを識別して符号化し、Ｑチヤ
ンネルとＱチャンネルの２つのディジタル符号ｍｌｌ、
ｍｌＱを発生して交叉偏波干渉補償器２２へ出力する。
交叉偏波干渉補償器２２は補償信号発生器で構成され、
干渉側の識別器２１のスクランブルされた出力符号ｍｌ
ｌ、ｍｌＱをデイスクランブルし、水平偏波Ｈの主信号
への干渉を補償する補償信号ｍ２Ｉ、ｍ２Ｑを発生して
加算器１２Ｌ１２２へ出力する。
干渉側の識別器２１のスクランブルされた出力符号ｍｌ
ｌ、ｍｌＱをデイスクランブルし、水平偏波Ｈの主信号
への干渉を補償する補償信号ｍ２Ｉ、ｍ２Ｑを発生して
加算器１２Ｌ１２２へ出力する。
加算器１２１ 、１２２は、主信号側の歪等化器１２の
トランスバーサル等化器出力のＩ信号出力ｎ２１ と、
Ｑ信号出力ｎ２Ｈに、交叉偏波干渉補償器２２で発生し
た補償信号ｍ２Ｉ、ｍ２Ｑを加算して出力信号Ｉｏｕｔ
。
トランスバーサル等化器出力のＩ信号出力ｎ２１ と、
Ｑ信号出力ｎ２Ｈに、交叉偏波干渉補償器２２で発生し
た補償信号ｍ２Ｉ、ｍ２Ｑを加算して出力信号Ｉｏｕｔ
。
Ｑｏｕ ｔを出力する。
入力検出回路３は、干渉側の識別器２１の出力のＩチャ
ーンネルとＱチャンネル毎に、レベル選択器３１１．３
ＩＱと、一定段数ｐのシフトレジスタ３２Ｌ３２Ｑと、
アンドゲート３３Ｌ ３３Ｑとオアゲート３４から構
成され、レベル選択器３１１．３１Ｑは、例えば２５６
ＱＡＭ変調信号の場合、１６レベルのうちの中心の２
レベルを選択して、第３図に示す如く、入力の１１と１
２．１１ とＩ３．１１と１４を夫々入力する３つのＥ
Ｘ−ＯＲゲート３１Ｌ３１２，３１３と、その出力をア
ンド処理するアンドゲート３１４から構成され、アンド
ゲート３１４の出力０１をスクランブル段数より大きい
９段のシフトレジスタ３２Ｉ、３２Ｑに順次シフトして
入力し、夫々９列の並列データＰ１．ＰＱを、アンドゲ
ート３３Ｉ とアンドゲート３３Ｑへ入力してアンド処
理する。そしてアンドゲート３３１の出力とアンドゲー
ト３３Ｑの出力をオアゲート３４に入力し、ｐ列の並列
データＰ１．ＰＱの何れかの総ての符号が連続して“１
”の場合、干渉側の垂直偏波Ｖの入力信号Ｉｘ、Ｑｘが
連続して信号断であると判定する。
ーンネルとＱチャンネル毎に、レベル選択器３１１．３
ＩＱと、一定段数ｐのシフトレジスタ３２Ｌ３２Ｑと、
アンドゲート３３Ｌ ３３Ｑとオアゲート３４から構
成され、レベル選択器３１１．３１Ｑは、例えば２５６
ＱＡＭ変調信号の場合、１６レベルのうちの中心の２
レベルを選択して、第３図に示す如く、入力の１１と１
２．１１ とＩ３．１１と１４を夫々入力する３つのＥ
Ｘ−ＯＲゲート３１Ｌ３１２，３１３と、その出力をア
ンド処理するアンドゲート３１４から構成され、アンド
ゲート３１４の出力０１をスクランブル段数より大きい
９段のシフトレジスタ３２Ｉ、３２Ｑに順次シフトして
入力し、夫々９列の並列データＰ１．ＰＱを、アンドゲ
ート３３Ｉ とアンドゲート３３Ｑへ入力してアンド処
理する。そしてアンドゲート３３１の出力とアンドゲー
ト３３Ｑの出力をオアゲート３４に入力し、ｐ列の並列
データＰ１．ＰＱの何れかの総ての符号が連続して“１
”の場合、干渉側の垂直偏波Ｖの入力信号Ｉｘ、Ｑｘが
連続して信号断であると判定する。
そしてオアゲート３４の出力“１″が交叉偏波干渉補償
器２２に入力され、該補償器２２の出力の補償信号ｍ２
Ｉ 、 １ｎ２Ｑを断として代りに符号“０”を発生し
てリセット動作をさせる。
器２２に入力され、該補償器２２の出力の補償信号ｍ２
Ｉ 、 １ｎ２Ｑを断として代りに符号“０”を発生し
てリセット動作をさせる。
本実施例の交叉偏波間干渉補償のリセット方式は、垂直
偏波Ｖの干渉波側の信号ｌｘ、Ｑｘがフェージングや保
守試験などのため偶然でなく確実に長時間連続して信号
断となった場合に、レジスタやゲートの簡単な構成の入
力検出回路３の出力により、干渉波側の交叉偏波干渉補
償回路２２がリセツトされるので、交叉偏波干渉補償回
路２２が誤った補償信号を生じ加算器１２Ｌ１２２にて
誤った補償をして主信号の出力信号１ｏｕｔ、Ｑｏｕｔ
が却って悪化するということはなくて問題は無い。
偏波Ｖの干渉波側の信号ｌｘ、Ｑｘがフェージングや保
守試験などのため偶然でなく確実に長時間連続して信号
断となった場合に、レジスタやゲートの簡単な構成の入
力検出回路３の出力により、干渉波側の交叉偏波干渉補
償回路２２がリセツトされるので、交叉偏波干渉補償回
路２２が誤った補償信号を生じ加算器１２Ｌ１２２にて
誤った補償をして主信号の出力信号１ｏｕｔ、Ｑｏｕｔ
が却って悪化するということはなくて問題は無い。
以上説明した如く、本発明によれば、主信号の偏波と異
なる他偏波の干渉波の受信信号がフェージングや保守試
験などのため信号断となって干渉波の復調符号に零符号
が連続した場合に、簡単な回路で該干渉波側の交叉偏波
干渉補償回路が自局内で自動的にリセットされるので、
交差偏波を使用したディジタル無線回線の運用を円滑に
する効果が得られる。
なる他偏波の干渉波の受信信号がフェージングや保守試
験などのため信号断となって干渉波の復調符号に零符号
が連続した場合に、簡単な回路で該干渉波側の交叉偏波
干渉補償回路が自局内で自動的にリセットされるので、
交差偏波を使用したディジタル無線回線の運用を円滑に
する効果が得られる。
第１図は本発明の交叉偏波間干渉補償のリセット方式の
構成を示す原理図、 第２図は本発明の実施例の交叉偏波間干渉補償のリセッ
ト方式の構成を示すブロック図、第３図は本発明の実施
例のレベル選択器の回路図、 第４図は従来の交叉偏波干渉補償回路のブロック図であ
る。 図において、 １は主信号側の受信回路、 ２は干渉波側の受信回路、 １１．２１は識別器、 １２は歪等化器、 １２Ｉ、１２２は加算器、 ２２は交叉偏波干渉補償器 ３は入力検出回路、 ３１１．３１Ｑは信号レベル選択器、３２１，３２０は
シフトレジスタ、３３１．３３Ｇはアンドゲート、３４
はオアゲートである。 滓 礪−■ →＼ めＮ 紀 ＼ 縛１４− ← 得 ≧ マ
構成を示す原理図、 第２図は本発明の実施例の交叉偏波間干渉補償のリセッ
ト方式の構成を示すブロック図、第３図は本発明の実施
例のレベル選択器の回路図、 第４図は従来の交叉偏波干渉補償回路のブロック図であ
る。 図において、 １は主信号側の受信回路、 ２は干渉波側の受信回路、 １１．２１は識別器、 １２は歪等化器、 １２Ｉ、１２２は加算器、 ２２は交叉偏波干渉補償器 ３は入力検出回路、 ３１１．３１Ｑは信号レベル選択器、３２１，３２０は
シフトレジスタ、３３１．３３Ｇはアンドゲート、３４
はオアゲートである。 滓 礪−■ →＼ めＮ 紀 ＼ 縛１４− ← 得 ≧ マ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 一定段数（ｎ）だけスクランブルされた互いに直交する
２つの偏波のディジタル無線信号のうち、一方の偏波の
ＩチャンネルとＱチャンネルの主信号（Ｉ、Ｑ）の復調
符号（ｎ１Ｉ、ｎ１Ｑ）の波形歪を等化する歪等化器（
１２）の出力（ｎ２Ｉ、ｎ２Ｑ）に、他方の偏波の信号
（Ｉｘ、Ｑｘ）の復調符号（ｍ１Ｉ、ｍ１Ｑ）から主信
号への干渉を補償する補償信号（ｍ２Ｉ、ｍ２Ｑ）を発
生（２２）して加算（１２１、１２２）し出力（Ｉｏｕ
ｔ、Ｑｏｕｔ）する交叉偏波間干渉補償回路において、 該他方の偏波の信号（Ｉｘ、Ｑｘ）の復調符号（ｍ１Ｉ
、ｍ１Ｑ）をレベル選択し前記スクランブル段数（ｎ）
を越える段数（ｐ）にシフトしたＩチャンネルとＱチャ
ンネルの並列符号をゲート処理して前記復調符号（ｍ１
Ｉ、ｍ１Ｑ）の連続した零符号を検出する入力検出回路
（３）を設け、 該入力検出回路（３）の出力により補償信号（ｍ２Ｉ、
ｍ２Ｑ）として符号“０”を発生（２２）し前記主信号
の歪等化器（１２）の出力（ｎ２Ｉ、ｎ２Ｑ）に加算し
て該他方の偏波の信号の主信号に対する交叉偏波間干渉
の補償を停止させることを特徴とした交叉偏波間干渉補
償のリセット方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2598388A JPH01200843A (ja) | 1988-02-05 | 1988-02-05 | 交叉偏波間干渉補償のリセット方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2598388A JPH01200843A (ja) | 1988-02-05 | 1988-02-05 | 交叉偏波間干渉補償のリセット方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01200843A true JPH01200843A (ja) | 1989-08-14 |
Family
ID=12180953
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2598388A Pending JPH01200843A (ja) | 1988-02-05 | 1988-02-05 | 交叉偏波間干渉補償のリセット方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01200843A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05122189A (ja) * | 1991-10-30 | 1993-05-18 | Nec Corp | 交差偏波間干渉除去装置 |
-
1988
- 1988-02-05 JP JP2598388A patent/JPH01200843A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05122189A (ja) * | 1991-10-30 | 1993-05-18 | Nec Corp | 交差偏波間干渉除去装置 |
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