JPH01202170A - 節電回路 - Google Patents

節電回路

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JPH01202170A
JPH01202170A JP63257420A JP25742088A JPH01202170A JP H01202170 A JPH01202170 A JP H01202170A JP 63257420 A JP63257420 A JP 63257420A JP 25742088 A JP25742088 A JP 25742088A JP H01202170 A JPH01202170 A JP H01202170A
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Leslie M Hajagos
レスリー　エム．ハジャゴス
Maurice Drieu
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明は蛍光灯、電動機のような誘導性負荷、白熱灯
、電気ヒータのような抵抗性負荷に使用する節電回路に
関する。
従来の技術 エネルギの価格の増大および電気照明、電熱。
電動機の使用の拡大に伴い、効率の良い電気装置の方式
がますます注目されてきている。５ＣＲ（シリコン制御
整流器）やトライアックを利用した交流電圧制御装置に
よる抵抗性負荷（すなわち、電圧、電流間の位相差が生
じない負荷）の制御が長い間行なわれている。さらに、
蛍光灯の交流電源を制御する装置も提案されている。
米国特許第４２８７４５’５号を例にとると、１個以上
の気体放電灯への供給電流を交流電源の各半サイクルの
調整可能な終点部分の間通型させる制御回路がこの明細
書に記載されている。
発明が解決しようとする課題 しかしながら、この回路によると交流電源の各半サイク
ルの終点部分の間だけ負荷への通電が可能なため誘導効
果が発生しピーク“ライン（線間）電圧とピークライン
（線間）電流との間に時間遅れが生じる。
ラインが供給する電力は■・工・ｄｔの積分で表わされ
るが、誘導性効果はこの電力に対する負荷の実消費電力
の比すなわち力率に影響する。
単純な正弦波ライン電圧信号の場合、力率はＶ４ｃｏｓ
θ Ｉ で示される。但し、■・工はラインの電圧、電流、θは
ライン電圧と負荷電流との間の位相角である。抵抗性負
荷の場合のように、ライン電圧と負荷電流とが同相であ
るとｃｏｓθ＝１で力率は１となる。しかし、誘導性負
荷とか蛍光灯回路のような誘導性効果を生じる回路に対
しては、ライン電圧と負荷電流間に位相差が生じ、ｃｏ
ｓθく１で力率は１よりも小さくなる。一般に、力率が
特定値（たとえば０．９０）以下になると事業用発電会
社は需要者に対して高料金を請求するから、従来の節電
回路を用いて達成した消費電力削減効果が上記高料金で
相殺されてしまうことがある。
この発明の目的は、蛍光灯、白熱灯、電気炉、誘導電動
機その他の抵抗性、誘導性負荷の電力消費を低減すると
同時に力率補正を行なう節電回路を提供するにある。
容量性力率では電圧に対して電流が進み、同一電源上の
誘導性負荷に起因する誘導性効果の一部分を相殺する。
この発明の節電回路はこのような容量性力率の選択が可
能で全体の力率を１近くまで上げているので、同一電源
上にポンプ、空調器、研磨機、ファン、誘導炉、溶接機
など多数の誘導性負荷をもつ需要者に対して特に有利で
ある。
課題を解決するための手段 この発明によると、負荷に供給される電流を低減する節
電回路であって、交流電源と負荷とに接続可能であって
、正、負極の電流を選択的に通電する両方向性スイッチ
手段を有する電力回路と、両方向性スイッチ手段の動作
のタイミングをとる手段を有し、交流電源の各半サイク
ルの終点よりも以前の所定期間で終了する半サイクル内
の所定時間だけ、両方向性スイッチ手段に通電を行なわ
せる制御回路とを備えた節電回路が提供される。この節
電回路では、交流電、源の各半サイクルの初めの部分の
間だけ両方向性スイッチを通り電流が流れる。その結果
、容量性効果が生じるが、この効果は１節電回路を誘導
性負荷や上記米国特許第４２８７４５５号に記載の回路
のような誘導性効果を生じる回路と一緒に使用すれば、
全体の力率が１に極めて近くなるので、不利にはならな
い。
この発明の節電回路のタイミング手段によるとスイッチ
手段は、各半サイクルの始点または各半サイクルの始点
よりも後の所定期間で始まる半サイクル内の所定時間だ
け、交流電源から負荷への通電を行なう。したがって、
後者の場合、交流電源の各半サイクルの中心部分の間だ
け両方向性スイッチ手段が通電して、負荷の種類とは無
関係に力率が１となる。
特に、誘導性効果を生じる蛍光灯とかエネルギを貯える
誘導性負荷に対して、節電回路は抑制手段も備え、この
抑制手段はスイッチ手段の所定導通時間の終了後に作動
されて、負荷電流遮断に起因する逆電圧パルスを抑制す
る。この抑制手段は逆電圧パルスを負荷へ放散させるこ
とによって、両方向性スイッチング手段の損偏を防止す
る。抑制手段は、負荷電圧の降下後の所定時間に作動さ
れる両方向性スイッチ手段を備えている。
実施例 以下、実施例によりこの発明の詳細な説明する。
この発明の節電回路は、交流電源から負荷への電流を交
流サイクルの正、負荷サイクル間に断続する両方向性ス
イッチ手段を備えている。
このスイッチ手段は、特定の１極性の電流だけを通電で
きる「単方向性」スイッチと異なり、いずれの極性の電
流も通電、切換えができるので、「両方向性」と称する
のである。単方向性通電素子を用いて、第１図〜第３図
に示すそれぞれ異なる両方向性スイッチを形成できる。
まず、第１図の両方向性スイッチ５ａは、ダイオード１
３．１４．１５．１６をもつ整流ブリッジ回路の直流端
子１１．１２に接続されたＦＥＴ（電界効果トランジス
タ）素子１０を備えている。ライン端子１は整流ブリッ
ジの交流端子１８に接続し、負荷４はブリッジの交流端
子１７に接続する。ＦＥＴ素子１０のゲート２１に駆動
信号が印加されると、ＦＥＴ素子１０のドレイン２２と
コレクタ２３との間の抵抗値が殆んど零まで低下するの
で、ブリッジが短絡し、ＦＥＴ素子１０を介して直流端
子１２から直流端子１１へと電流が流れる。ＦＥＴ素子
１０のゲート２１の制御は、主駆動部５２で行なうが、
この主駆動部５２の動作については第４図を用いて詳細
する。
次に第１図の回路の動作を説明する。交流電源の正の半
サイクルの間にＦＥＴ素子１０が導通すると、ライン端
子１からの電流がダイオード１４、　ＦＥＴｌ０、ダイ
オード１５．負荷４を通って中性点端子３へ流れる。同
様に、交流電源の負の半サイクルに駆動信号がＦＥＴｌ
０のゲート２１に加えられると、中性点端子３からの電
流が負荷４、ダイオード１６、ＦＥＴ素子１０、ダイオ
ード１３を通ってライン端子１へ流れる。電源の各半サ
イクル間にゲート電圧を除去すると、ＦＥＴ素子１０の
抵抗値が大きな値に戻るので、電流はＦＥＴ素子１０中
を流れなくなり両方向性スイッチ手段５ａは通電を停止
する。
取り扱う電流の条件によって、１個のＭＯ５ＦＥＴ素子
または２個以上のＭＯＳＦＥＴを並列接続したものをＦ
ＥＴ素子１０として使用できる。この発明にはＦＥＴ素
子が適しているが、その理由は以下の通りである。（１
）ある種の半導体スイッチ素子と異なりＦＥＴはゲート
信号除去時に通電を停止する、（２）　Ｆ　Ｅ　Ｔは電
流処理容量が大きい、（３）　Ｆ　Ｅ　Ｔは負温度係数
をもつ（すなわち、ＦＥＴの温度が上ると流れる電流が
減少するので不揃いのＦＥＴを並列使用できる）、（４
）ＦＥＴは高電力駆動回路を要しない。しかし、ＦＥＴ
以外のトランジスタ素子であってもタイミング信号を受
けて瞬時電流の流れを停止するように動作するものであ
れば、これを用いてこの発明の両方向性スイッチ手段を
形成できる。ＳＣＲ（シリコン制御整流器）素子は電流
を流した状、態でスイッチオンできないため使用できな
い。
バイポーラトランジスタは電流を流した状態でスイッチ
オフできるが、通常極めて高い電力で駆動しないと、高
電力負荷を取り扱うことができない。またバイポーラト
ランジスタは通常圧の温度係数をもち、そのため、同一
特性のものでないと並列接続した場合、熱的に不安定に
なる。ＧＴＯ（ゲートターンオフ５ＣＲ）素子はそのゲ
ートにパルスを印加すれば、非導通状態になり電流を遮
断できるが、高電力制御回路を必要とし節電回路のエネ
ルギ消費増大につながる欠点を有する。
第２図はこの発明の両方向性スイッチ手段の他の実施例
を示し、２個の単方向性素子を用いている。両方向性ス
イッチ５ｂは、外部のダイオード２７．２８で保護され
た逆並列接続のＦＥＴ素子２５．２６を備えている。交
流電源の正の半サイクル間でＦＥＴ素子２５のゲートが
駆動されると、ライン１からの電流がダイオード２７、
ＦＥＴ２５を介して負荷４へ流れる。同様に負の半サイ
クル中にＦＥＴ２６のゲートが駆動されると、中性点３
からの電流が負荷４、ダイオード２８、ＦＥＴ２６を介
して流れる。
第３図はこの発明の両方向性スイッチ手段のさらに他の
実施例を示す。この実施例の両方向性スイッチ５ｃは直
列接続の２個のＦＥＴ素子２９゜３０を備えている。Ｆ
ＥＴ２９，３０はそれぞれ内部ダイオード３１．３２を
有し、逆バイアス時にはゲートを駆動しなくてもソース
からドレインへの通電を行なうことができる。動作を説
明すると、交流信号の正の半サイクル間にＡ駆動回路３
４がＦＥＴ３０のゲートを付勢すると、ライン１からの
電流がＦＥＴ素子２９の内部ダイオード３１を流れ次に
ＦＥＴ３０のドレインからソースへ流れる。
負の半サイクル間にＢ駆動回路３３がＦＥＴ素子２９の
ゲートを付勢すると、中性点３からの電流が負荷４、Ｆ
ＥＴ３０の内部ダイオード３２、ＦＥＴ２９を通って流
れる。
第４図は、蛍光灯装置のような負荷４へ供給する電流を
低減させる節電回路４０を示すブロン、り図である。蛍
光灯装置は多数の個別蛍光灯器具からなり、各器具は普
通のパラスト回路を具備している。節電回路４０の電力
回路は、交流電源のライン端子１と負荷端子２との間に
接続された両方向性スイッチ５を有する。スイッチ５は
第１図の上記両方向性スイッチ手段５ａとするのが好適
であり、また、負荷４は通常のように交流電源の中性点
端子３に接続されている。両方向性スイッチ５の一方の
端子はライン端子１に接続し、他方の端子は負荷端子２
に接続している。無線周波干渉を抑制するためのフィル
タ６を、ライン端子１と負荷端子２との間に挿入する両
方向性スイッチ手段５は、下記の制御回路によって制御
され、そのとき第５図に示す電圧波形が生じる。
制御回路は、ライン端子１と中性点端子２との間の多２
次電圧変圧器７から電源供給を受ける。変圧器７の各２
次電圧は、調整器４８．５３゜５５によって整流、調節
されて制御回路用の浮動直流電源を与える。
零交差検出同期パルス回路４９は、交流電源電圧（ライ
ン電圧）Ａと同相の同期パルスＢを、第５図に示すよう
に各半サイクル毎に発生する。
このパルスが主タイマ５０をトリガすると主タイマは調
整可能な所定幅の方形波パルスＣを発生し、そしてこの
パルスＣは光結合子５１によって主駆動部５２へ供給さ
れる。主駆動部５２は、第５図に示すように主パルスＣ
と同じ方形波パルスＥを用いて、両方向性スイッチ５の
ＦＥＴ素子のゲートを駆動し、その結果、両方向性スイ
ッチは交流電源電圧の各半サイクルの所定初期部分の間
負荷へ通電する。したがって、第５図の負荷電圧Ｇが得
られる。この場合、容量性力率が生じるが、多くの使用
装置での誘導性力率をこの容量性力率に゛よって補償す
ることができる。
主駆動部５２から駆動信号Ｅが終ると、両方向性スイッ
チ５は通電を停止し、負荷４の両端間の電圧が急速に降
下する。誘導性負荷の場合にこの電圧が弱まらないでい
ると、該電圧は充分な負電位まで降下して、回路内の能
動素子を損、傷する恐れがある。この現象は逆起電力と
して知られており、誘導性負荷中で電流を急激に遮断し
た場合に生じる。主駆動部５２からの駆動信号が終了し
た結果、両方向性スイッチ５が通電を停止する各半サイ
クル内の時点において、負荷４の両端間に逆起電力、す
なわち瞬間高逆電圧が発生するのを防止するために、節
電回路４０は逆起電力抑制器５７を備えている。抑制器
５７はスイッチオフエネルギの負荷での消費を行なわせ
るので回路全体としての効率が増す。「能動」フライバ
ックダイオードは、誘導性負荷中の電流をスイッチオフ
したとき生じる過渡電圧を抑制するが、逆起電力抑制器
５７は該ダイオードと同様に機能する。
好ましくは、逆起電力抑制器５７は第１図に示すような
両方向性スイッチを備えている。抑制器タイミング回路
５８はスイッチオフの開始を検出して抑制器駆動部５６
をトリガすると、この駆動部は逆起電力抑制器５７のＦ
ＥＴ素子のゲートへ駆動パルスＤを供給する。これによ
り、逆起電力抑制器５７のＦ　Ｅ　’Ｉ’素子が、次の
主タイミングパルスＣの立上りまでの間導通し、両方向
性スイッチ５のスイッチオフによって生じたエネルギを
負荷４を介して放散する。したがって、負荷に溜るエネ
ルギを利用して、有用な作業を行なえて回路の全体的効
率が増大する。
主タイマ５０の主パルスＣは光結合子５４の発光部にも
与えられ、光結合子がパルスＣと同じで抑制器駆動部５
６を消勢するパルスＦを発生するので、両方向性スイッ
チ５の導通中に逆起電力抑制器５７が付勢されることは
ない。このため、擬似雑音信号が逆起電力抑制器５７を
付勢するのが防止できる。主パルスＣがオンでない期間
は光結合子５４もオンしないから、抑制器駆動部５６は
トリガパルスを受は入れることができる。
この発明の節電回路が、交流電源に接続された白熱灯の
ような抵抗性負荷への電力出力を制御するためにだけ使
用されるのであれば、誘電性負荷と異なり抵抗性負荷に
はエネルギが貯えられないから、逆起電力抑制器５７と
その関連口、路を節電回路に設ける必要がない。
主タイマ５０のパルスＣの幅に節電回路４０の電力出力
が比例するので、このパルス幅は広い範囲に亘り調整可
能になっている。そして、使用負荷に応じて、殆んど０
％からほぼ１００％の全出力まで電力出力を調整できる
。１実施例では、回路の外部のポテンショメータによっ
て主パルスＣの幅を制御するようになっているから、負
荷に出力する電力レベルの手動調整が可能である。これ
とは別に、外部ポテンショメータの代りに光検出抵抗や
感熱抵抗を使用すれば、光の強さや温度によって負荷へ
の電力を決めることができ、負荷出力の自動制御すなわ
ち帰還制御が可能となる。例えば、光検出抵抗が周囲の
外光レベルに反応するようにすれば、周囲光があるレベ
ル以下のとき、電力出力レベルを増大させることができ
る。同様に、光検出器とその関連帰還回路を適宜付加す
れば、光レベルの帰還による照明レベルの一定化が可能
となる。
第６図、第７図はこの発明の節電回路の他の実施例を示
し、この実施例では負荷電流が交流電源の各半サイクル
の中央部分において流れ力率が１となる。この実施例の
節電回路の両方向性スイッチ手段は、各半サイクルの始
点よりも所定期間遅れて通電を開始する。
節電回路６０は、第２図または第３図の両方向性スイッ
チ手段と同様に２個の単方向スイッチＡ、Ｂをもつ両方
向性スイッチ６５を備えている。
両方向性スイッチ６５が２個の個別スイッチを有するか
ら、回路６０にはそれぞれが各個別スイッチを駆動する
２個の駆動部を設ける。しかし、１個のＦＥＴ素子しか
使用しない両方向性スイッチ５ａを両方向性スイッチ６
５として用いることもでき、その場合は駆動部を１個設
ければよい。
節電回路６０の制御回路は多２次電圧変圧器６７を備え
、この変圧器の１次側は交流端子１，３間に接続し、複
数の２次巻線は整流器と直流調節器に接続して直流電源
６８．７３．７５．８５を形成する。零交差検出器６９
は、第７図に示すように各半サイクル毎に交流電源電圧
Ａと同相の同期・パルスＢを発生する。このパルスが遅
延タイマ７９をトリガすると、パルス幅可変の方形波パ
ルスＣが得られ、主タイマ７０がパルスＣによってトリ
ガされる。主タイマ７０、遅延タイマ７９ともにそのタ
イミング回路内の１個のポテンショメータによって調整
できるようになっている。このポテンショメータを接続
したことによって、交流電源の各半サイクルの最大電圧
点の前後において、方形波パルスＤの時間幅が等しくな
る。
主タイマ７０のポテンショメータを調整すれば。
方形波パルスＤの中心点を半サイクルの長さの中心点に
常に一致させたまま、半サイクル時間に応じた方形波パ
ルスＤの長さが変えられる。
主タイマ７０の方形波主パルスＤは光結合子７４によっ
て逆起電力抑制器７７へ与えられ、該パルスＤの持続時
間だけ抑制器７７の動作を阻止すると共に禁止回路８０
にも与えられるので、該禁止回路８０は交流電源電圧Ａ
の極性に応じてＡ駆動部７２またはＢ駆動部８４を禁止
する。半サイクル内でスイッチＡ（第２図のＦＥＴ素子
２５または第３図のＦＥＴ素子３０）のソースに対して
交流電源電圧の瞬時値が正のときに、主パルスＤがＡ信
号回路８１に与えられると、該主パルスＤは次に光結合
子７１を経てＡ駆動部７２へ伝えられる。
一方、Ｂ信号回路８２は禁止回路８ｏによって不作動と
なる。Ａ駆動部７２からは主パルスＤと同じ方形波パル
スＥが発生し、このパルスＥは抵抗を介してスイッチＡ
のゲートを駆動するので、主パルスがオンの所定期間ス
インＡが負荷へ通電することとなる。
このように、交流電源の半サイクル内でスイッチＡがＡ
駆動部７２による駆動下にあるとき、駆動信号が生じて
いる所定時間だけＡスイッチが通電する。この駆動信号
は半サイクルの始点の所定時間後に開始し当該半サイク
ルの終点よりも上記と同一の所定時間前に終了するので
、通電時間が半サイクルの中心に対して対称的になる。
Ｂ信号回路８２の動作はＡ信号回路８１と同様であるが
、Ｂ信号回路８２の場合は交流電源の次の・半サイクル
で動作する。Ｂ信号回路８２が作動すると、方形波信号
りと同じ幅の信号がタイマ７０から光結合子８３の発光
ダイオードへ伝えられる。
光結合子８３の発光部は方形波信号をＢ駆動部８４へ与
え、Ｂ駆動部８４の出力端子に生じた方形波信号Ｆはス
イッチＢ（第２図の回路を用いればＦＥＴ素子２６、第
３図の回路を用いればＦＥＴ素子２９）のゲートに供給
される。したがって、半サイクル内でスイッチＢのゲー
トに駆動信号Ｆが供給されている所定時間だけＢスイッ
チが導通する。このように、次の半サイクル内の上記所
定時間だけ、Ｂスイッチと負荷４を通り電流が流れるこ
ととなる。
その結果、第７図に示す負荷電圧Ｊが得られる。節電回
路６０が動作すると、交流電源電流は各半サイクルの可
変中心部分だけ負荷を通って流れるので電圧と電流は同
相となり力率は減少しない。
逆起電力抑制器７７は上記した逆起電力抑制器５７と同
様に動作するので、誘導性負荷の場合に、各半サイクル
内のＡスイッチまたはＢスイッチの導通停止時点で負荷
４の両端間に大きな瞬時逆電圧が生じることはない。
始動時に、同期パルスＢの発生前に零交差検出器６９に
例えば１または２秒だけの若干の遅れをもたせると、両
方向性スチッチ６５への駆動信号の印加に先立って、回
路の他の部分の電圧が安定するので好ましい。交流電源
が遮断したとき、急速に放電するタイミングコンデンサ
を用いて上記遅れを達成するようにすれば、短時間停電
や迅速な手動断続期間の後でも該遅れが得られる。
主タイマ７０は検出手段をもち、この検出手段は交流電
源の電圧レベルを検出して交流電源電圧レベルの変動を
補償した出力を発生する。この結果、交流電源の変動の
影響を受けることなく主タイマ７０と同−設定の一定電
力を負荷へ供給できる。
第８Ａ図、第８Ｂ図はこの発明の節電回路の回路構成の
一実施を示す。この実施例は、各半、サイクルの終点よ
りも所定期間で終る所定時間だけ電源から負荷へ電流を
通電するようになっている。しかし、第６図に示すよう
な遅延タイマを用いれば、各半サイクルの中心部分での
通電を行うような変更は容易である。
まず第８Ｂ図に示すタイミング制御回路９０を説明する
と、この回路が発生するタイミング信号によって第８Ａ
図の高電圧回路の電力素子が作動される。変圧器Ｔ１の
１次側は交流電源のラインと中性点間に接続している。
３個の２次巻線Ｔｌａ、Ｔｌｂ、ＴｉＧは第８Ａ図に示
すようにすべて１２Ｖ　、　６０Ｈｚの交流電源を形成
している。２次巻線Ｔｉｅは過渡抑制器ｖ２、ブリッジ
整流器ＢＲＩ、ダイオードＤ６、コンデンサＣ２、電圧
調整器ＩＣ４と共に制御回路９０用の１２Ｖ直流電源を
形成している。ダイオードＤ６は、電源コンデンサＣ２
とＲ１両端間の整流波形Ｂ（第９図）とを分離する働き
をしている。
トランジスタＱ４．Ｑ６．Ｑ７、ダイオードＤＩＯ，Ｄ
ｌｌ、抵抗Ｒ１，Ｒ３，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ１４で構成され
るパルス発生器は、交流電源ライン電圧Ａの各零交差点
で同期パルスＣを発生する。このパルスの負方向縁が、
Ｃ３，Ｒ７，Ｄ７で構成される回路から取り出され、主
タイマＩＣＩをトリガするのに用いられる。
電源がオンすると、コンデンサＣ１が放電し、Ｒ８，Ｄ
１２．Ｑ７を介してパルス発生器の動作を禁止する。そ
の結果、スイッチ素子へ電力が加えられる最初の数秒間
はタイミング信号が発生しない。したがって、１〜２秒
の時間遅延後の最初の交流電源零交差において、回路動
作が開始するような制御が行なえる。コンデンサＣ１は
Ｒ２を介して充電し、交流電源が遮断しない限り、上記
時間遅延後に定常化する。遮断が１サイクル以内であれ
ば、回路は正常動作を続けて制御信号が遮断しないが、
遮断が１サイクル以上だと整流電源はほぼ零まで低下し
、コンデンサＣ１はダイオードＤ８を介して１サイクル
以内に放電する。電源が回復すると、適切な、タイミン
グを得るのに必要な若干の開始時遅延を以って回路は前
と同様に動作する。したがって、この回路によって、電
源の変動（すなわち雷撃とか隣接系統での停電）下でも
安定した性能を確保できる。
主タイマＪＣ１は主タイミング信号Ｅを発生する。主タ
イミング信号Ｅは同期パルスＣのトリガと同期し、その
持続時間はタイミング用抵抗Ｒ１３，ポテンショメータ
Ｐ１、コンデンサＣ４によって定まる。
スイッチ素子によって負荷へ供給される電力は、主タイ
ミング信号の持続時間に比例する。
ポテンショメータＰ１の値を増して、主タイミング信号
Ｅの持続時間を増大すると、回路から負荷に供給される
電力もそれに応じて増大し、最大で、節電回路を使用し
ないで測定した最大電力の約９５％まで増大できる。
タイミング回路Ｒ１３，ＰＬ、Ｃ４は、ブリッジ整流器
ＢＲＩの交流信号を基準とする電力調節回路であり、交
流ラインレベル中の変動を補償して負荷への電力を一定
にする。例えば、負荷へある固定電力レベルを供給する
ように、主タイミング信号Ｅの持続時間を設定した状態
のもとてライン電圧が何等かの外部故障によって降下す
ると、ＢＲＩの電圧出力も相当量だけ降下して、コンデ
ンサＣ４の充電時間が増大する。
すると主タイミング信号Ｅの持続時間が増大し、電圧が
降下しているラインへの負荷の接続時間が延長されるの
で、該負荷にはほぼ一定の電力が供給されることになる
。同様に、ライン電圧が上昇した場合はＢＲＩの電圧が
上昇し、Ｃ４の充電を早める。すると主タイミング信号
Ｅの持続時間が減少し、電圧が上昇しているラインへの
負荷の接続時間が短縮される。このようにして、ライン
電圧の変動下でも一定負荷電力が維持される。
トランジスタＱ５と抵抗Ｒ５が発生するリセットパルス
Ｄは同期パルスＣの反転パルスである。Ｃ６，ＲＩＯ，
Ｄ９で構成される回路は、すセットパルスＤの負方向縁
を検出して主タイマ、ＩＣＩのリセットラインを付勢す
る。このため。
主タイミング信号の幅が交流ラインの半サイクルの幅以
上になることはない。
トランジスタＱＩＯ、ダイオードＤ１４．　Ｃ１５、抵
抗Ｒ２９，Ｒ３０，Ｒ３１、コンデンサＣ１９は別のタ
イミング回路を形成する。この回路は、実効動作に先立
って「ウオームアツプ１を要する蛍光灯などの負荷に対
して設けられたもので、最大電力レベルの約１００％で
の動作開始および遅延期間後の既定低電力レベルへの低
減を可能にしている。コンデンサＣ１９は最初放電して
いるが、Ｒ３０，Ｒ３１を介してゆっくり充電され、１
５〜２０秒後に直流電源電圧１２Ｖに達する。主タイマ
ＩＣ１の変調入力が使用されているが、この入力（ピン
５）はバイアス電流または電圧の印加のもとてタイミン
グ持続時間を変更できる。
まず、ＱＩＯがＣ１４，Ｒ１３，Ｃ１９の作用によって
導通する。その結果、Ｒ２９を介して主タイマＩＣ１の
ピン５へ電流が流れる。この電流ＱＩＯの導通期間に応
じて、主タイミング信号Ｅの幅をほぼ半サイクルの終点
まで増大させるので、遅延期間すなわち「ウオームアツ
プ」期間にはほぼ最大電力が負荷に供給される。Ｃ１９
が充電し始めると、ＱＩＯはゆっくり非導通になるので
、遅延期間後のタイミングはＲ１３，ＰＬ、Ｃ４だけに
よって設定される。コンデンサＣ５は変調入力を安定化
させている。
主タイミング信号ＥはＲ１１，光結合子発光ダイオード
０ＰＴＯｌａ、’　０ＰＴＯ２ａを介して駆動部に与え
られる。この信号は第８Ａ図の光検出フォトトランジス
タ０ＰＴＯｌｂ、　０ＰＴＯ２ｂが受ける。
次に第８Ａ図において、高電圧源兼駆動回路は主スイッ
チ回路９１と、逆起電力抑制回路９２とを備えている。
変圧器の２次巻線Ｔｌａ、Ｔｌｂはブリッジ整流器ＢＲ
２，ＢＲ３、コンダンサＣ１２，Ｃ１５、集積回路ＩＣ
５，ＩＣ６と共に分離１２Ｖ直流調節電源を形成し、主
スイッチ回路９１と逆起電力抑制回路９２の電源はここ
から供給される。
まず主スイッチ回路９１について説明すると１、主タイ
ミング信号Ｅは制御回路９０の発光ダイオード０ＰＴＯ
ｌａからフォトトランジスタ０ＰＴＯ１，ｂと抵抗Ｒ２
４との回路に与えられ、この回路は信号Ｅの反転信号を
主駆動部ＩＣ２へ伝える。主駆動部ＩＣ２はシュミット
トリガ動作して、妨害信号を抑制すると共に、２００＋
ｍＡの駆動電流をＦＥＴスイッチＱｌ、Ｃ２の容量性ゲ
ートへ与える。抵抗Ｒ２５，コンデンサＣ１７，Ｃ１８
は安定用の素子である。すなわち、主駆動部ＩＣ２は入
力信号を反転してパルスＥと同一のパルスＦを発生し、
このパルスＦがＦＥＴスイッチＱｌ。
Ｃ２のゲートを駆動する。抵抗Ｒ２６，Ｒ２７はスイッ
チング時のゲート電流を制限し、過渡抑制器であるツェ
ナダイオードＤｉ、Ｄ２はＦＥＴスイッチＱｌ、Ｃ２の
容量性ゲートを保護している。ＦＥＴを用いたのは、駆
動回路が簡単であること、高電流を並列通電できること
、オン抵抗が低く電力消費が少ないことの理由による。
２個のトランジスタの並列回路を示しであるが、並列ト
ランジスタの数をもっと増せば電流定格を大きくとれる
。
バリスタｖ１と緩衝回路Ｒ２８，Ｃ８は電力ＦＥＴ　　
Ｑｌ、Ｃ２を高過渡パルスから保護している。第１図の
構成にもとづき、ＦＥＴ　　Ｑｌ。
Ｃ２をブリッジ整流器ＢＲ４の直流側に使用して、交流
の正、負半サイクルをＦＥＴ　　Ｑｌ。
Ｃ２によって通電している。これとは別に第２図または
第３図の構成（この場合、第６図に示すように第２駆動
部は回路内に含ませる必要がある）をとることもできる
が、第１図の構成は１個の浮動駆動部だけですむので好
適である。
電力素子Ｑｌ、Ｑ２を急速に開閉すると過渡電圧パルス
が発生するが、インダクタＬｌａ。
ＬｌｂとコンデンサＣ９とが形成する無線周波子渉フィ
ルタによって上記過渡パルスを抑制する。また、この回
路によって、同一交流ライン上の他の負荷と節電回路と
が効果的に分離される。Ｌｌは低透磁率、高周波のフェ
ライトトロイダル芯に巻かれた２個の２本巻線ａ、ｂか
らなっている。Ｃ９は交流定格コンデンサである。
上記主スイッチ回路９１は、交流電源に接続した抵抗性
の白熱灯負荷への電力出力を制御するのには充分である
が、誘導性の蛍光灯負荷の制御に際しては、誘導性負荷
のスイッチングによってスイッチ素子の両端間に大きな
過渡、電圧が発生するから、第８Ａ図の抑制回路９２を
追加する必要がある。上記過渡電圧は、他の装置を妨害
したりスイッチ素子や負荷を破壊する恐れのある妨害信
号を発生する。交流回路に対して、「フライバック」ダ
イオードは交流ラインの各交番半サイクルの間短絡する
ことがあるので、負荷に両端間に接続して使用できない
。この問題の解決には短絡を制御することが必要で、主
スィッチ素子の遮断直後に負荷を短絡しなければならな
い。これによって、負荷に貯えられたエネルギは電流と
して巡回し、負荷内で有用な仕事をすることとなり高電
圧損傷パルスは発生しなくなる。ブリッジ整流器ＢＲ５
の直流側のＦＥＴ素子Ｃ３によって、負荷端子と中性点
端子間の短絡路が得られ、スイッチング時の逆起電力を
抑制する。抑制回路９２を作動させるのは、負荷電圧が
零ボルトを横切るときであるが、第９図の負荷電圧Ｇ上
の点線で示す負電位が負荷電圧に伴って発生する前の時
点が望ましい。この回路は他に種々の方法でトリガでき
る。主駆動信号が供給されてないときに抑制回路を作動
させることもできるが、トランジスタＱ１またはＣ３の
オフ動作が遅いと、ラインを中性点へ短絡する可能性が
ある。また、主タイミング信号Ｅの終端と抑制駆動信号
Ｈの始端との間に短かい遅れをもたせることができる。
この時間遅れによって、Ｑｌ、Ｃ２は駆動信号のＣ３へ
の印加に先立って充分にオフすることができるようにな
る。しかし、時間遅れが長すぎたり設定後にドリフトし
たりすると、負荷電圧が反対極性の危険な高レベルに切
り替るので、負荷変動とかタイミング変動を許容するこ
とができない。
負荷電圧波形Ｇの傾斜は、そのオフ部が最も急峻なとき
に検出される。しかし、抑制時の負荷両端間電圧は制御
されていない。このため、電、圧レベル検出はむしろ抑
制の帰還制御の手段として用いられ、負荷特性に合うよ
うにタイミングを自動的に変化させている。
Ｒ１４，Ｒ１５からなる電圧分割器が負荷両端間の整流
電圧レベルを検出する。Ｒ１４，Ｒ５，Ｄ１４の接続点
の電位が約１０ｖ以下に低下すると、Ｑ９．Ｃ８がオン
してＲ１８，Ｃ１ｌ、　Ｒ１９，Ｄ１３を介してトリガ
パルスが発生する。このパルスは、ＩＣＩと同一構成の
抑制駆動兼タイマＩＣ３をトリガする。駆動兼タイマＩ
Ｃ３は方形波の抑制駆動信号Ｈを発生する。信号Ｈの幅
はタイミング回路Ｒ２０，Ｃ１３とリセット源０ＰＴＯ
２ｂ、Ｒ２２とによって定まる。０ＰＴＯ２ｂは光検出
素子であって、主タイミング信号Ｅを検出してＩＣ３の
動作を不作動にする不作動信号Ｊを発生する。このよう
にして、ＩＣ３からの抑制駆動信号Ｈが主駆動信号Ｆに
重なることがない。
抑制駆動信号Ｈは電流制限抵抗Ｒ２１を介してＦＥＴス
イッチＣ３のゲートに供給されるので、容量性ゲートが
ツェナダイオードＲ２１の過渡電圧から保護される。ブ
リッジ整流器ＢＲ５の直流側に１個のＭＯ５ＦＥＴ素子
Ｑ３を設けているが、主駆動部のように数個のトランジ
スタを並列接続して使用することもできる。主素子の遮
断に起因する過渡電圧を遅延させ、抑制駆動兼タイマＩ
Ｃ３の作動以前に若干の遅れをもたせるために、負荷と
並列なコンデンサＣＩＯを追加する。
サイクルの初めの部分の間に主駆動信号Ｆが生じ、ライ
ン電圧が負荷へ供給されると、上記コンデンサはエネル
ギを貯える。主駆動信号Ｆが無くなると、ライン電圧が
断となってライン電流にの通電が止る。コンデンサＣ１
０は、抑制駆動兼タイマＩＣ３をトリガするのに充分な
だけ電圧降下するまでの短期間だけ放電し、この瞬時だ
けコンザンサＣ１０によって負荷電流りが与えられる。
この時、スイッチＱ３が付勢され、次の主タイミング信
号の始点まで負荷が短絡される。そして負荷電流しは抑
制電流Ｍによって円滑に維持されるから、オフ時に有害
な過渡電圧が発生しない。
半サイクルの初めの部分で負荷電流が生じるので、若干
の容量性力率がラインへ与えられ。
装置内の低誘遵性力率負荷と平衡して、力率を全体とし
て１に近づける。もし力率改善が不要であるならば、第
６図、第７図の実施例を用いればよい。
種々の実施例にもとづいてこの発明を説明したが、これ
らの実施例はあくまでも説明のためのものでありこの発
明は上記実施例に限定されることなく、特許請求の範囲
がカバーするどのような実施態様も含むものである。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の節電回路に用いる両方向性スイッチ
手段の一実施例を示す回路図、第２図はこの発明の両方
向性スイッチ手段の他の実施例を示す回路図、第３図は
この発明の両方向性スイ゛ツチ手段の更に他の実施例を
示す回路図、第４図はこの発明の節電回路の一実施例を
示すブロック図、第５図は第４図の回路で発生する電圧
波形を示す波形図、第６図は、交流電源波形の各♀サイ
クルの中央部分の間だけ、負荷への通電を行なうように
したこの発明の節電回路の他の実施例を示すブロック図
、第７図は第６図の回路で発生する電圧波形を示す波形
図、第８Ａ図、第８Ｂ図はこの発明の節電回路の一例の
構成を示す回路図、第９図は第８Ａ図、第８Ｂ図の回路
で発生する波形を示す波形図である。 ５・・・両方向性スイッチ手段

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、負荷に供給される電流を低減する節電回路であって
    、 （ａ）電力回路を備え、該電力回路は交流電源と負荷と
    に接続可能であって、正、負極の 電流を選択的に通電する両方向性スイッチ 手段を有し、 （ｂ）両方向性スイッチ手段はタイミング手段からの信
    号を受けると瞬時電流の通電を停 止させ、 （ｃ）制御回路を備え、該制御回路は両方向性スイッチ
    手段の動作のタイミングをとる手 段を有し、このタイミング手段によって両 方向性スイッチ手段は、半サイクルの終点 よりも以前の所定期間で終了する所定時間 だけ通電し、 （ｄ）前記電力回路は、前記所定時間の終了後に作動す
    る抑制手段であって、両方向性ス イッチ手段の動作に伴う周期的な負荷電流 遮断に起因する高逆電圧パルスを抑制し、 負荷に放散させる上記抑制手段を有してい る節電回路。 ２、請求項１において、タイミング手段によって両方向
    性スイッチ手段は、交流電源から負荷への通電を交流電
    源の各半サイクルの始点から行なうようになっている節
    電回路。 ３、請求項１において、タイミング手段によって両方向
    性スイッチ手段は、各半サイクルの始点よりも後の所定
    期間で始まる各半サイクル内の所定時間だけ、交流電源
    から負荷への通電を行なうようになっている節電回路。 ４、請求項３において、各半サイクルの始点よりも後で
    始まる所定期間は各半サイクルの終点側の所定期間に等
    しい節電回路。 ５、請求項１において、両方向性スイッチ手段は単方向
    性通電スイッチング素子を備えている節電回路。 ６、請求項５において、両方向性スイッチ手段は予かじ
    め選択した極性の電流を通す整流手段を備え、この整流
    手段によって単方向性スイッチング素子は、交流電源の
    正の半サイクルの間負荷側へ流れる電流を選択通電し、
    負の半サイクルの間負荷側からの電流を選択通電するよ
    うになっている節電回路。 ７、請求項６において、整流手段は、ダイオードで分離
    された直流端子と交流端子をもつ整流ブリッジ素子を備
    え、単方向性スイッチング素子が整流ブリッジ素子の直
    流端子に接続し、上記ダイオードとスイッチング素子と
    によって、交流電源の正、負の半サイクル内にスイッチ
    ング素子を交互に流れる電流が同一方向に通電するよう
    になっている節電回路。 ８、請求項５において、単方向性スイッチング素子が少
    なくとも１個の電界効果トランジスタを備えている節電
    回路。 ９、請求項１において、両方向性スイッチ手段は逆並列
    接続の第１、第２単方向性通電スイッチング素子と、各
    単方向性スイッチング素子を保護する整流手段とを備え
    、タイミング手段によって、一方の半サイクル内の所定
    時間だけ、負荷側への電流が第１単方向性スイッチ素子
    内を一方向に流れ、他の半サイクル内の上記と同じ所定
    時間だけ、負荷側からの電流が第２単方向性スイッチ素
    子内を反対方向に流れるようになっている節電回路。 １０、請求項１において、両方向性スイッチ手段は、直
    列接続され反対方向の通電を行なう第１、第２単方向性
    スイッチング素子を備え、第１、第２単方向性スイッチ
    ング素子は逆バイアスされると通電を行なうようになっ
    ている節電回路。 １１、請求項９において、単方向性スイッチング素子は
    少なくとも１個の電界効果トランジスタを備えている節
    電回路。 １２、請求項１０において、第１、第２単方向性スイッ
    チ素子は少なくとも１個の電界効果トランジスタを備え
    ている節電回路。 １３、請求項１において、タイミング手段は、両方向性
    スイッチ手段が交流電源から負荷へ通電する所定時間の
    幅を調整する調整手段を備えている節電回路。 １４、請求項１３において、調整手段は使用者により調
    整可能な外部調整手段からなる節電回路。 １５、請求項１４において、外部調整手段はポテンショ
    メータからなる節電回路。 １６、請求項１４において、外部調整手段は光検出素子
    からなる節電回路。 １７、請求項３において、タイミング手段が調整可能で
    あり、タイミング手段の調整によって、半サイクルの始
    点よりも後の調整可能な所定期間で始まり、該半サイク
    ルの終点よりも前の同等に調整可能な所定期間で終了す
    る半サイクル内の調整可能な時間だけ、両方向性スイッ
    チ手段が交流電源から負荷への通電を行なうようになっ
    ている節電回路。 １８、請求項１において、発光部と感光部をもつ光結合
    子によって、電力回路が制御回路から電気的に絶縁され
    ている節電回路。 １９、請求項１において、負荷電流の遮断に伴う負荷電
    圧降下の後の予かじめ選択した時間に抑制手段を作動さ
    せるようになっている節電回路。 ２０、請求項１において、ライン電圧の変動を補償して
    ライン電圧の変動とは無関係にほぼ一定の電力を負荷に
    与える電力調節回路を備えている節電回路。 ２１、請求項２０において、電力調節回路は、ライン電
    圧の変動を検出する手段と、両方向性スイッチ手段が通
    電する所定時間の幅を変化させる手段とを備えている節
    電回路。 ２２、バラスト気体放電灯に供給される電流を低減する
    節電回路であって、電力回路を備え該電力回路は交流電
    源と上記放電灯とに接続可能であって、正、負極の電流
    を選択的に通電する両方向性スイッチ手段を有し、両方
    向性スイッチ手段は瞬時電流の通電を遮断し得る少なく
    とも１個の単方向性通電スイッチング素子を有し、制御
    回路を備え該制御回路は両方向性スイッチ手段の開閉の
    タイミングをとるタイミング信号を発生するタイミング
    手段を有し、このタイミング手段によって両方向性スイ
    ッチ手段は、交流電源の各半サイクルの終点よりも前に
    終了する半サイクル内の所定時間だけ通電し、前記電力
    回路は、前記所定時間の終了後に作動される逆起電力放
    散手段であって、両方向性スイッチ手段の閉成に伴う周
    期的な負荷電流遮断に起因する高逆電圧パルスを負荷に
    放散させる上記放散手段を有している節電回路。 ２３、請求項２２において、単方向性スイッチ素子は少
    なくとも１個の電界効果トランジスタを備えている節電
    回路。
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