JPS62285675A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ３、発明の詳細な説明 ［産業上の利用分野］ 本発明は、直流電力を安定化した交流電力に変換する電
力変換装置に関する。

［従来技術］ この種の電力変換装置くインバータ）として、従来、対
称的に配置した複数個のトランジスタと該トランジスタ
のベース巻線および交流出力電圧を帰還する帰還巻線を
有する可飽和トランスと該トランジスタのコレクタ（ま
たはエミッタ）巻線を入力巻線とする出力トランスを備
えたトランジスタ変換装置が知られている（例えば、実
開昭５６−１７８９６号公報参照）。

この変換装置は、各トランジスタがオン・オフすること
により直流入力電圧を交流出力電圧に変換するが、この
とき交流出力電圧に応じた電流を上記可飽和トランスの
帰還巻線に消費させることにより可飽和トランスの飽和
のタイミングを制御し、交流出力電圧を安定化すること
ができる。すなわち、交流出力電圧が所定値より低いと
、可飽和トランスの帰還巻線の消費電流を増加させて可
飽和トランスのコア内の磁束をより多く打ち消すことに
より可飽和トランスの飽和のタイミングを遅くし、トラ
ンジスタのオン時間を長くして交流出力電圧を上昇させ
る。一方、交流出力電圧が高いと、上述とは逆に動作し
て交流出力電圧を下降させる。

［発明が解決しようとする問題点］ 上記帰還巻線の消費電流を制御するため、この帰還巻線
の両端にダイオードブリッジの交流端子を接続し、この
ダイオードブリッジの直流端子にトランジスタのコレク
タおよびエミッタを接続し、このトランジスタのベース
電流を制御してコレクタ・エミッタ間等価抵抗を可変す
ることが考えられる。ここで、ダイオードブリッジは直
流素子であるトランジスタを帰還巻線に対して交流的に
接続するとともに、帰還巻線に誘起される電圧を整流し
てトランジスタの動作電源としている。

しかしながら、このような回路においては、動作条件に
よって上記交流出力電圧のレギュレーションが悪いこと
があるという不都合があった。

本発明の目的は、可飽和形発振トランスを用いた自励発
振形の電力変換装置であって該発振トランスに巻回した
帰還巻線にダイオードブリッジを介してトランジスタを
接続しこのトランジスタのコレクタ・エミッタ間等価イ
ンピーダンスを変化させ帰還巻線に流れる電流を制御す
ることにより該発振トランスの飽和タイミングを制御し
トランジスタの発振周波数またはオン・デューティを制
御して交流出力を安定化する電力変換装置において、簡
略な構成で制御特性すなわち交流出力のレギュレーショ
ンを改善することにある。

［問題点を解決するための手段および作用］上記目的を
達成するため本発明では、上記ダイオードブリッジの直
流端子側にコンデンサを接続し、上記帰還巻線に誘起さ
れる電圧を整流平滑して可変インピーダンス素子である
トランジスタのコレクタ・エミッタ間に印加する。これ
により、該トランジスタには常時充分なコレクタ・エミ
ッタ間電圧が印加されることとなり、上記等価インピー
ダンスの可変範囲が広くなり、交流出力をより安定化す
ることができる。

「実施例」 以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。

第１図は、本発明の一実施例に係るインバータ（電力変
換装置）の構成を示す。この装置は、例えばＡＣｌｏｏ
Ｖの商用電源により定格電圧１２Ｖのハロゲンランプを
点灯するための点灯装置として用いられる。

同図において、１は直流電源で、商用電源１１、全波整
流回路１２および平滑用コンデンサ１３等で構成され、
直流端子ａ、ｂ間に直流電圧を発生する。

２１、２２はパワーＭＯ８ＦＥＴ、３はＦＥＴ２１，２
２のゲート（制御電極）駆動用の可飽和トランス（可飽
和形電流トランス）、４はインバータトランス（出力ト
ランス）、５は負荷例えばハロゲンランプ、６はこのイ
ンバータの出力を安定化するための制御回路、７は起動
回路である。

可飽和トランス３は、Ｆ　Ｅ　Ｔ２１．２２の各ゲート
に互いに逆相の電圧を供給する２つのゲート駆動巻線３
１．３２、ＦＥＴ２１と２２の接続点ｄからの出力電流
を検出するトリガ巻線３３ｔ３よびこのインバータの出
力電圧に応じた電流が流れることにより可飽和トランス
３のコアに磁気バイアスを与える帰還巻ｌｊ；ｉ３４を
有する。ここでは帰還巻線３４の端子間に可変インピー
ダンス素子を接続し、このインピーダンスを変化させて
上記コア内の磁束変化の打ち消し量を調節することによ
り上記磁気バイアスを調節する。

インバータトランス４は、可飽和トランス３のトリガ巻
線３３およびコンデンサ５１．５２を介してＦＥＴ２１
と２２の接続点ｄと直流端子ａ、ｂとの間に交流的に接
続された１次巻線４１、このインバータの出力巻線とし
て負荷５に接続された２次巻線４２、および出力検出巻
線４３を有するリーケージトランスである。第２図は、
このインバータトランス４の構造を示す斜視図（ａ）お
よび断面図（ｂ）である。同図において、４４．４５は
Ｅ型コアで、スペーサ４６を介して突ぎ合せされ、各コ
ア４４．４５の中脚はそれぞれ１次巻線４１および４２
を巻回したボビン４７．４８に嵌挿されている。そして
、出力検出巻線４３は、１次巻線４１上に絶縁テープ４
９を介して数ターンが巻回されている。

第１図を参照して、制御回路６は、インバータトランス
４の出力検出巻線４３に誘起される交流電圧を整流する
整流器６０および平滑用コンデンサ６１、コンデンサ６
１の端子間に発生した直流電圧を分圧する抵抗６２．６
３および可変抵抗６４、参照電圧源としてのツェナーダ
イオード６６、可変抵抗６４の摺動端子に発生した電圧
を検出するトランジスタ６７、トランジスタ６７によっ
て駆動される可変インピーダンス素子としてのトランジ
スタ６８、直流素子であるトランジスタ６８を可飽和ト
ランス３の帰還巻線３４に対して交流的に接続するため
のダイオードブリッジ６９、そして抵抗６３と並列に接
続されたコンデンサ８１、ダイオードブリッジ６９の直
流端子間にトランジスタ６８と並列に接続されたコンデ
ンナ８２、ならびにトランジスタ６８と直列に接続され
た抵抗８３等を具備する。

起動回路７においては、抵抗７１とコンデンサ７２の直
列回路を直流端子ａとｂとの間に接続し、抵抗１１とコ
ンデンサ７２の接続点ｅから一方のＦＥＴ２２のゲート
に双方向サイリスタ７３を接続することにより、弛張発
振回路を形成している。接続点ｅとＦＥＴ２２のドレイ
ンとの間に順方向に接続されたダイオード７４は、イン
バータ起動後にコンデンサ７２の充電電圧を双方向サイ
リスタ７３のブレークオーバー電圧以下に保ち、起動回
路の動作を停止させ、インバータの誤動作を防止するた
めのものである。

次に、第１図のインバータの作用を説明する。

まず、このインバータの起動について説明する。

商用電源１１が投入され、その交流出力が整流回路１２
およびコンデンサ１３によって整流平滑されて直流端子
ａ、ｂに直流出力を生じると、抵抗７１を介してコンデ
ンサ７２に電荷が蓄積される。これにより接続点ｅの電
位が上昇し、それが双方向サイリスタ７３のブレークオ
ーバー電圧を超えるとサイリスタ７３が導通して片側の
ＦＥＴ２２にゲート電圧を印加する。同時にＦＥＴ２２
のドレインには接続点ｅからダイオード７４を介して直
流電圧が印加されているので、ＦＥＴ２２が導通し、直
流端子ａ。

ｂからコンデンサ５１．５２、トランス４の１次巻線４
１、トランス３のトリガ巻線３３、ＦＥＴ２２および直
流端子すの経路で電流が流れる。そして、トリガ巻線３
３に流れる電流は駆動巻線３２に正帰還され、ＦＥＴ２
２は双方向サイリスタ７３が極く短時間でオフしたとし
ても導通状態を維持する。このＦＥＴ２２が導通状態に
ある間、トリが巻線３３の電流は時間とともに増加し、
可飽和トランス３はコア内の磁束密度が増加して遂には
飽和する。すると、駆動巻線３２の誘起電圧は零となり
、ＦＥＴ２２はオフする。従ってトリガ巻線３３に流れ
る電流すなわちトランス３のコアに対する起磁力が急減
し、この起磁力がコアを磁気飽和させるレベルより小さ
くなった時、今度は駆動巻線３１に正の電圧が誘起され
、ＦＥＴ２１がオンする。このオン状態は、トリガ巻線
３３および駆動巻線３１を介しての正帰還によりトラン
ス３が飽和するまで持続する。以後は同様にＦＥＴ２２
と２１とが交互にオンし、インバータは発振を持続する
。

この発振動作により、インバータトランス４の１次巻線
は交流駆動され、２次巻１！ｊ４２には交流電圧が誘起
される。負荷のハロゲンランプ５はこの２次誘起出力を
供給され、点灯する。

なお、コンデンサ２３は、ＦＥＴ２１または２２のオフ
時、巻線３３および４１に流れる電流が急変することに
よるサージ電圧の発生を防止してＦＥＴ２１゜２２′ｓ
の回路素子を保護するためのものである。また、ツェナ
ーダイオード２５．２６もＦＥＴ２１，２２のゲートを
過渡時の異常電圧から保護するためのものである。

次に、このインバータにおける出力電圧安定化動作につ
いて説明する。なお、このインバータは、ＦＥＴ２１，
２２の負荷回路がインバータトランス４の１次巻線４１
およびコンデンサ５１．５２等からなる直列共振回路を
形成しているが、ここでは、第３図に示すように、イン
バータの発振周波数ｆｓを上記負荷回路の共振周波数ｆ
ｏより高い周波数に設定しであるものとする。

インバータが発振し、インバータトランス４の１次巻線
４１が交流駆動されると、出力検出巻線４３には、１取
巻ＩＩＱ４１への印加電圧に応じた電圧が誘起される。

この誘起電圧は制御回路の整流器６０およびコンデンサ
６１で直流化され、さらに抵抗６２゜６３および可変抵
抗６４によって分圧された後、出力検出電圧Ｖｅとして
トランジスタ６７のベースに印加される。トランジスタ
６７は、コンデンサ６４の負端子ｑに対してツェナーダ
イオード６６のツェナー電圧（参照電圧Ｖε）だけバイ
アスされており、この参照電圧Ｖεと出力検出電圧Ｖｅ
との差であるエミッタ・ベース間電圧に応じてトランジ
スタ６８にベース電流を供給する。トランジスタ６８は
ダイオードブリッジ６９を介して可飽和トランス３の帰
還巻線３４の端子間を交流的に終端しており、上記ベー
ス電流に応じてＡ級動作し、等測的なインピーダンスが
可変する。

今、インバータの出力電圧、従って１次巻線４１の駆動
電流および出力検出巻線４３への誘起電圧が設定値より
低下したとすると、コンデンサ６１の端子間電圧が低下
し、トランジスタ６７はこのコンデンサ６１の負端子ｑ
に対するエミッタ電位Ｖεがツェナーダイオード６６に
より一定に保持されたままベース電位（出力検出電圧）
Ｖｅが低下してエミッタ・ベース間電圧が上昇し、コレ
クタ電流、従ってトランジスタ６８のベース電流が増加
する。これにより、トランジスタ６８のコレクタ・エミ
ッタ間の等価インピーダンスが低くなり、帰還巻線３４
に流れる電流すなわち可飽和トランス３のコア内磁束の
キャンセル四が増加し、可飽和トランス３はコア内磁束
密度が減少する。従って、トランス３が飽和するタイミ
ングすなわｆＦ　Ｅ　Ｔ２１．２２のオフタイミングが
遅れ、インバータの発振周波数が下がる。前述のように
、このインバータの発振周波数ｆｓは負荷回路共振周波
数ｆｏより高い周波数に設定しであるので、発振周波数
が例えばｆｌに下がって共振周波数ｆＯに近付くと、１
次巻線４１を流れる電流が増加して交流出力電圧が上昇
する。

一方、インバータの出力電圧が設定値より上昇すると、
出力検出電圧が上昇し、トランジスタ６７はベース電位
ＶＢが上昇してエミッタ・ベース間電圧が下降し、トラ
ンジスタ６８はベース電流が減少してコレクタ・エミッ
タ間等価インピーダンスが大きくなる。これにより、帰
還巻線３４に流れる電流が減少し、可飽和トランス３は
コア内磁束密度が増加して飽和のタイミングが早まる。

従って、ＦＥＴ２１，２２がオフするタイミングが早ま
り、発振周波数が例えばｆ３に上昇し、１次巻線４１の
電流が減少して交流出力電圧が低下する。

このように、このインバータは交流出力電圧の変動を打
ち消すように動作し、交流出力電圧を安定化する。

第４図は、ＦＥＴ２１，２２のドレイン・ソース間電圧
Ｖｏｓおよびドレイン電流Ｉｓの波形を示す。

（ｂ）および（Ｃ）は、それぞれ（ａ）に対してトラン
ジスタ６８の等価インピーダンスが大きい場合、および
小さい場合の波形である。

次に、第１図における制御回路６のコンデンサ８１、８
２および抵抗８３の役割について説明する。

第１図のインバータにおいて、帰還巻線３４は可飽和ト
ランス３の負荷でもあるため、帰還巻線３４の終端抵抗
が小さくなってこの帰還巻線３４に流れる電流が増加す
るに従い、駆動巻ｌ１１３１．３２に誘起される電圧が
低下し、このためインバータの起動特性を損ねたり、最
悪の場合は、ＦＥＴ２１，２２を駆動することができな
くなって発振を停止したり、間欠発振を起こす。制御回
路６のトランジスタ６８と直列に接続されている抵抗８
３は、帰還巻線３４の終端抵抗の下限を限定するための
ものであり、インバータが上記異常動作を起こさない範
囲でできるだけ小さい値に選定しである。また、コンデ
ンサ８１は、起動時、トランジスタ６７のベース電位Ｖ
Ｂをコンデンサ６１の正端子り側ヘブルアップすること
により、トランジスタ６７のエミッタ・ベース間電圧を
小さくし、もってトランジスタ６７および６８をオフし
、ゲート駆動電圧の低下を防止して起動特性の向上を図
るためのものである。

コンデンサ８２は、これが無いと、帰還巻線３４に誘起
された電圧をダイオードブリッジ６９で整流した電圧Ｖ
ＲＥＣの波形は第４図（ａ）の実線のようになるが、こ
のダイオードブリッジ６９の整流出力とＦＥＴ２１，２
２のスイッチングのタイミングとは位相が必ずしも一致
しない。例えばＦＥＴ２１゜２２が整流出力ＶＲＥ　Ｃ
のピークよりずれた低い電圧のタイミングｔ１でスイッ
チングすることもある。この場合、トランジスタ６８は
充分なコレクタ・エミッタ間電圧が印加されず、能動領
域より外れてしまい、等価インピーダンスが充分に変化
せず、インバータの出力安定化が充分に行なわれないこ
ととなる。

これに対し、ダイオードブリッジ６９の整流出力をコン
デンサ８２で平滑することにより、整流出力ＶＲεＣは
第４図（ａ）の点線のような平滑された電圧となり、ト
ランジスタ６８は常時充分高いコレクタ・エミッタ間電
圧ＶＣＥが印加されることとなるので可変抵抗としての
動作領域が広くなる。

囚みに、商用電１１１の±１０％の電圧変動に対する交
流出力電圧の変動は、このコンデンサ８２の無い場合、
−１０％〜＋２％であったものが、コンデンサ８２を接
続することによって一６％〜＋１％に改善された。

〔他の実施例１ 第５図は本発明の他の実施例を示す。同図の装置は、第
１図のものに対し、コンデンサ５１．５２は直流遮断専
用に用い、コンデンサ５３を共振用として付加したもの
である。その他の構成および動作は第１図のものと同様
である。

［発明の適用範囲］ なお、本発明は上述の実施例に限定されることなく適宜
変形して実施することができる。例えば、上述において
は、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いている
が、バイボールトランジスタ等の他のスイッチング素子
も使用可能である。

また、上述においては、出力トランスとしてリーケージ
形のものを用いているが、理想トランスに近い通常のト
ランスも使用可能である。

［発明の効果］ 以上のように本発明によると、直流素子であるトランジ
スタを過飽和トランスの帰還巻線の交流負荷に変換する
ためのダイオードブリッジの直流端にコンデンサを並列
に接続するだけという簡単な方法でインバータの出力特
性を改善することができる。つまり、電源電圧が大きく
変化しても出力電圧を一定化することができるようにな
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係るトランジスタインバー
タの回路図、第２図は第１図における出力トランスの構
造を示す図、第３図は第１図におけるＦＥＴの負荷回路
の共振特性を示すグラフ、第４図は第１図のインバータ
の各部波形図、第５図は本発明の他の実施例を示す回路
図である。 １：直流電源回路、１１：商用電源、１２：全波整流回
路、１３：平滑用コンデンサ、２１，２２：ＭＯＳＦＥ
Ｔ、３：可飽和トランス、３１，３２：ゲート駆動巻線
、３３：トリガ巻線（励磁巻線）、３４：帰還巻線、４
：インバータトランス、４１：１茨巻線、４２：２次巻
線、４３：出力検出巻線、５：負荷、６：制御回路、６
８：トランジスタ、６９：ダイオードブリッジ、８２：
コンデンサ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、正負一対の直流入力端子、１次巻線と２次巻線と出
   力検出巻線とを有する出力トランス、上記１次巻線を駆
   動するスイッチング素子、励磁巻線と制御電極駆動巻線
   と帰還巻線とを有しこれらの励磁巻線と制御電極駆動巻
   線を介して上記トランジスタの出力を該トランジスタの
   制御電極へ正帰還する可飽和形発振トランス、交流端子
   が上記帰還巻線に接続されたダイオードブリッジ、該ダ
   イオードブリッジの直流端子にコレクタ・エミッタを接
   続されたトランジスタ、および該トランジスタに上記出
   力検出巻線への誘起出力に応じたベース電流を供給する
   制御回路を備え、上記スイッチング素子を自励発振させ
   るとともに、上記帰還巻線に流れる電流を制御して上記
   スイッチング素子の発振周波数またはオン・デューティ
   比を制御することにより、上記２次巻線に安定化された
   交流出力を発生する電力変換装置であって、 上記ダイオードブリッジの直流端子と並列にコンデンサ
   を接続したことを特徴とする電力変換装置。 ２、前記直流入力が、商用電源より整流平滑された直流
   電力である特許請求の範囲第１項記載の電力変換装置。 ３、前記２次巻線に接続される負荷がハロゲンランプで
   ある特許請求の範囲第２項記載の電力変換装置。