JPH01202195A

JPH01202195A - ブラシレスモータの駆動装置

Info

Publication number: JPH01202195A
Application number: JP63024226A
Authority: JP
Inventors: Yoshitsugu Kimura; 佳嗣木村; Masahiro Yasohara; 正浩八十原; Hiromitsu Nakano; 中野　博充
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1988-02-04
Filing date: 1988-02-04
Publication date: 1989-08-15
Anticipated expiration: 2012-08-20
Also published as: JP2643223B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明はモータ可動子の位置を検出する位置検出器の無
いブラシレスモータの駆動装置に関するものである。

従来の技術近年、各種駆動用モータはその長寿命化、高信頼性化あ
るいは形状の薄形化などのため、ブラシレスモータが用
いられることが多くなってきた。

一般にブラシレスモータは可動子の位置を検出する位置
検出器が必要であり、より一層の低価格化・小型化等を
実現するためには位置検出器の無いいわゆるコミュテー
ションセンサレスのブラシレスモータが必要となってき
た。このようなブラシレスモータの駆動装置の従来例と
しては、例えば、特開昭５２−８０４１５号公報に示さ
れているようなものがある。

以下図面を参照しながら、上記した従来のブラシレスモ
ータの駆動装置の一例について説明する。

第７図は従来のブラシレスモータの駆動装置の回路構成
図である。第７図において、駆動コイル１〜３の一端は
共通で、前記駆動コイル１の他端はダイオード４のアノ
ードとダイオード５のカソードと駆動トランジスタ１０
および１３のコレクタに接続され、前記駆動コイル２の
他端はダイオード６のアノードとダイオード７のカソー
ドと駆動トランジスタ１１および１４のコレクタに接続
され、前記駆動コイル３の他端はダイオード８のアノー
ドとダイオード９のカソードと駆動トランジスタ１２お
よび１５のコレクタに接続されている。前記ダイオード
４，６．８のカソードおよび前記駆動トランジスタ１０
．１１．１２のエミッタは正側給電線路に接続され、前
記ダイオード５゜７．９のアノードおよび前記駆動トラ
ンジスタ１３．１４．１５のエミッタは接地されている
。

前記駆動コイル１〜３の他端はそれぞれフィルタ回路１
６に入力され、前記フィルタ回路１６の出力は通電切換
回路１７に入力されている。前記通電切換回路１７の出
力は前記駆動トランジスタ１０〜１５のベースにそれぞ
れ入力されている。

以上のように構成された従来のブラシレスモータの駆動
装置について、以下その動作を説明する。

第８図は第７図における動作説明図であり、Ｕｏ　、Ｖ
ｏ　、Ｗｏは駆動コイル１，２．３の通電波形である。

前記通電波形Ｕ。、ＶＯ，ＷＯは、フィルタ回路１６に
より高調波成分が除去されると共に位相が９０°遅れ、
Ｆｌ、Ｆ２．Ｆ３にそれぞれ変換される。なお、フィル
タ回路１６は一次フィルタであり、例えばＲＣパッシブ
フィルタ。

−次ミラー積分回路等で構成され、そのしゃ断層波数は
前記駆動コイル通電波形の周波数に比べ充分低域に設定
されている。前記フィルタ回路１６の出力Ｆｌ、Ｆ２．
Ｆａは通電切換回路１７により、Ｕｌ（、ＵＬ、　ＶＨ
，Ｖｔ、　ＷＨ，ＷＬに論理処理され、前記駆動トラン
ジスタ１０〜１５をスイッチング動作させる。この時、
スイッチング動作はモータ駆動トルクが常に一方向に発
生するよう行われ、モータが駆動されるものである。

発明が解決しようとする課題しかしながら上記のような構成では、駆動コーｒルの各
相毎に低域しゃ断層波数特性を有するフィルタ回路が必
要であり、従って大容量のコンデンサが多数必要となる
。

また、駆動コイルのインダクタンスが大きい場合、駆動
トランジスタがＯＮした後、駆動コイルの通電電流は時
間的に遅れ、さらに駆動コイル自身の発生磁界により永
久磁界が減磁される。いわゆる電機子反作用が存在する
。

この様な場合、第８図に示したタイミングで駆動コイル
を通電すると、効率が低下することが知られている。そ
の改善策としてＦｓ　、Ｆ２．Ｆ３の信号の位相を若干
進ませ、電機子反作用による通電の遅れを補償するよう
駆動トランジスタを動作させる方式が特開昭５２−８０
４１５号公報に記載されているが、これを実現するため
にはコンデンサ等の部品がさらに必要となる。また、駆
動コイル通電波形Ｕ。、ｖ、、Ｗｏは、駆動トランジス
タのＯＦＦ時に発生するスパイクノイズや、電源電圧変
動、負荷変動にともなう電流変動等が存在し、ＵＯｔ　
Ｖｇ　、Ｗ（１の通電波形からフィルタ回路を使用して
通電切換信号を正確に得ることが困難となることが多い
。その対策として特公昭５９−３６５１９号公報に示さ
れているような方式が提案されている。

しかし、駆動コイル通電波形からフィルタ回路を使用し
て通電切換信号を得る方式は、基本的に以下のような問
題を有している。すなわち、駆動コイル通電時の通電電
流と駆動コイル内部インピーダンスにより発生する電圧
降下、および通電休止直後に発生するスパイクノイズ等
が駆動コイル通電波形の基本波（逆起電圧）に重畳され
、しかもこれらは電源電圧や負荷の変動と共に絶えず変
動している。従って、駆動コイル通電波形をフィルタ処
理し通電切換信号を得る場合、通電波形の基本波（逆起
電圧）に絶えず変動しつつ重畳されている上記成分によ
る誤差が発生し、正確な駆動コイルの通電が困難となる
。

以上の問題点を解決するために、従来より通電切換信号
を正確に得るための様々な手法が提案されているが、基
本的に駆動コイル逆起電圧と通電切換信号の位相差を一
定に保つようフィルタ回路周辺にて調整を行うものであ
り、その調整は極めて面倒なものである。また、フィル
タ回路構成用以外に多数のコンデンサが必要となり、従
ってＩＣ化においては外付部品点数やビン数の増加とな
り高価なものとなってしまう。また、フィルタ回路を用
いずに、マイクロコンピュータ等を使用し、デジタル的
に通電切換信号を得る方式が特開昭６１−２９３１９１
号公報に記載されているが、やはり高価なものとなって
しまう。

以上のように、従来のブラシレスモータの駆動装置は、
駆動コイル通電波形からフィルタ回路により、可動子の
位置に対して一定位相関係を持つ通電切換信号を得、こ
れを利用して前記駆動コイルを順次通電するよう構成さ
れているため、駆動コイル通電波形に含まれるスパイク
ノイズや通電電流による駆動コイルの電圧降下、電源電
圧や負荷の変動によるこれら重畳成分の変動、さらに電
機子反作用等による影響により正確な通電切換信号を得
ることが困難である。また、フィルタ回路を構成する際
に多数の大容量コンデンサが必要であり、特にＩＣ化の
際、外付部品点数やピン数の増加となり、価格的に不利
となる。

そこで、特公昭６１−３１９３号公報に示されているよ
うに、駆動コイルに発生する逆起電圧を波形整形し、Ｐ
ＬＬ回路を用いて適正な位相パルスを発生し、駆動コイ
ルを順次通電し、モータを駆動する方式が提案されてい
る。すなわち、第９図に示した様な構成により、駆動コ
イルに発生する逆起電圧Ａ、Ｂ、Ｃをパルス整形、演算
処理してパルス信号Ｇを得、電圧制御発振器の出力に設
けられた分周器出力Ｉと上記パルス信号Ｇとを位相比較
し、その比較出力を上記電圧制御発振器にフィードバッ
クすることにより上記信号ＩおよびＧを位相同期させ、
上記信号Ｉを分周して駆動コイルの通電信号を発生しモ
ータを駆動する方式が示されている。この方式の各部信
号の様子を第１０図に示す。しかしこの様な方式におい
て、駆動コイルに発生する逆起電圧には先に述べたよう
に、駆動コイル通電時の通電電流と駆動コイル内部イン
ピーダンスにより発生する電圧降下、および通電休止直
後に発生するスパイクノイズ等が重畳されており、従っ
て駆動コイルに発生する逆起電圧を波形整形、演算処理
してパルス信号を得ることは極めて困難である。実際、
第９図に示されている構成では、第１０図の様なパルス
信号Ｇを得ることができず、駆動コイル通電直後に発生
するスパイクノイズの影響が必ず発生する。従って分周
器出力■との位相比較が不可能となり、両信号Ｉおよび
のＧ位相間期が不可能となる。従って、特公昭６１−３
１９３号公報の方式では駆動コイルの逆起電圧を単にパ
ルス整形、演算処理しているため、上記のような不具合
が発生し実現は不可能である。

以上のように、従来のブラシレスモータの駆動装置は様
々な問題点を有していた。

本発明は上記問題点に鑑み、駆動コイルの通電切換信号
をフィルタ回路を用いずに得ることにより、従来フィル
タ回路構成上必要であった多数の大容量コンデンサを除
去し、同時に駆動コイル通電波形に含まれるスパイクノ
イズの影響や電源電圧変動、負荷変動さらには電機子反
作用による影響を受けることな（駆動コイルを順次通電
し駆動することが可能な新規なブラシレスモータの駆動
装置を提供するものである。

課題を解決するための手段上記課題を解決するために本発明のブラシレスモータの
駆動装置は、複数相のモータ駆動コイルと、前記駆動コ
イルに設けられた複数の駆動トランジスタと、前記駆動
コイルの通電切換信号を前記駆動トランジスタへ順次伝
達する通電切換回路と、前記通電切換回路に適当な周波
数を有する信号を入力する電圧制御発振器と、前記駆動
コイルの通電休止期間において、前記駆動コイルに発生
する逆起電圧と前記駆動コイルの通電切換信号の位相差
を検出する位相誤差検出器と、前記位相誤差検出器の出
力を増幅し、前記電圧制御発振器へ入力する誤差増幅器
と、前記電圧制御発振器の最低発振周波数を設定する最
低周波数設定回路と前記誤差増幅器の出力を適当なレベ
ルでクランプする誤差増幅器出力クランプ回路により構
成したものである。

作用本発明は上記した構成によって、電圧制御発振器の最低
発振周波数に対応した周波数にて同期モータとして起動
し、起動後は、モータ駆動コイルに発生する逆起電圧と
同コイルの通電切換信号の位相差を検出し、その検出位
相差に応じて通電切換信号の周波数および位相を制御し
、可動子の位置に対して通電切換信号が一定位相関係を
保持するよう帰還ループすなわち位相制御ループ（ＰＬ
Ｌループ）を構成しているので、従来必要であったフィ
ルタ回路は不要となり、従って、フィルタ回路を有する
が故に発生した種々の不具合点は全て解消されることと
なる。

また、モータ駆動コイルに発生する逆起電圧と同コイル
の通電切換信号の位相差を通電休止期間において検出し
ているので、正確な位相差検出が可能となり、上記位相
制御ループの安定動作が可能となる。

さらに、起動時、誤差増幅器出力を電圧制御発振器の発
振周波数が最低発振周波数から上昇を開始する境界レベ
ル付近でクランプすることにより、上記位相制御ループ
の速やかな位相同期引き込みを可能としている。

実施例以下本発明の一実施例のブラシレスモータの駆動装置に
ついて、図面を参照しながら説明する。

第１図は本発明の実施例におけるブラシレスモータの駆
動装置の回路構成図である。第１図において、第７図の
従来のブラシレスモータの駆動装置と同一機能を有する
部分は同一記号を付し、その説明を省略する。第１図に
おいて、駆動トランジスタ１０〜１５の各ヘースは電力
増幅器４３の出力にそれぞれ接続され、前記電力増幅器
４３の入力は論理回路４２の出力に接続されている。こ
こで前記論理回路４２および前記電力増幅器４３は通電
切換回路４４を構成している。前記論理回路４２の入力
は分周回路４１の出力Ｄ１に接続され、前記分周回路４
１の入力は電圧制御発振器４０の出力に接続されている
。前記分周回路４１の他の出力Ｄ２と前記論理回路４２
の出力Ｕｌ　。

Ｕ２　、Ｖ’ｌ、Ｖ２　、Ｗｔ　、Ｗ２は位相差検出パ
ルス発生回路２８に入力され、駆動コイルｌ、２゜３の
一端Ｕ。、Ｖｏ　ｌ　ｗｏはバッファ回路２１゜２２．
２３に入力されている。前記バッファ回路２１．２２．
２３（７）各出力ＵＢ、　ＶＢ、　ＷＢｌｔ比較器２７
に入力されると共に抵抗２４，２５．２６を介して共通
接続され、この共通接続点１’ＪＢは前記比較器２７に
入力されている。前記比較器２７の出力ＰＤは前記位相
差検出パルス発生回路２８の出力により制御される。こ
こで前記各構成要素２１〜２８は位相誤差検出器２０を
構成し、前記出力ＰＤは前記位相誤差検出器２０の出力
となっている。前記位相誤差検出器２０の出力ＰＤは抵
抗３２を介して演算増幅器３１の反転入力端子に接続さ
れ、前記演算増幅器３１の反転入力端子と、出力端子の
間には抵抗３３とコンデンサ３４の直列回路とコンデン
サ３５が挿入されている。前記演算増幅器３１の非反転
入力端子は抵抗３６．３７により一定バイアス電圧が印
加されている。ここで前記各構成要素３１〜３７により
、誤差増幅器３０を構成し、前記誤差増幅器３０の出力
ＥＡＯは前記電圧制御発振器４０の入力に接続されてい
る。

さらに、前記電圧制御発振器４０には最低周波数設定回
路５０が接続され、前記誤差増幅器３０には誤差増幅器
出力クランプ回路５３が接続されている。

以上のように構成されたブラシレスモータの駆動装置に
ついて、以下その動作を説明する。

第２図は本発明の詳細な説明図であり、駆動コイル逆起
電圧と駆動コイル通電波形の位相関係を示すものである
。第２図（ａ）は前記逆起電圧（破線部）と前記通電波
形（実線部）の位相関係が最適状態にある場合であり、
同図（ｂ）　、　（Ｃ）は位相角ψだけ最適状態からず
れた場合を示している。ここで第１図において、電圧制
御発振器４０の出力は分周回路４１２通電切換回路４４
．駆動トランジスタ１０〜１５を通して駆動コイル１〜
３に伝達されている。従って前記電圧制御発振器４０の
出力と前記駆動コイル１〜３の通電波形には一定の位相
関係が存在する。すなわち、電圧制御発振器の発振周波
数および位相を制御することにより、駆動コイル逆起電
圧と駆動コイル通電波形の位相差を制御することが可能
となる。そこで、第２図（ｂ）　、　（Ｃ）に示したよ
うに、駆動コイル逆起電圧と駆動コイル通電波形との間
に位相角ψのずれを生じた場合、その位相誤差ψを位相
誤差検出器２０および誤差増幅器３０により検出増幅し
、ψが零となるよう電圧制御発振器４０の発振周波数お
よび位相を制御する位相制御ループを設けることにより
、第２図（ａ）に示すような最適通電状態を確保するこ
とが可能となる。従ってモータ駆動トルクを常に安定か
つ効率よく発生させることが可能となり、モータが駆動
されるものである。

なお、最低周波数設定回路５０はモータ起動の際、可動
子が追従できる程度の回転磁界を駆動コイルに発生させ
るものであり、これによりモータ起動を可能としている
。

位相誤差検出器２０の具体的な構成としては、例えば第
３図に示したようなものが考えられる。

第３図において、第１図と同一機能を有する部分は同一
記号を付す。すなわち、駆動コイル１，２゜３の一端Ｕ
。、ｖＯ，ｗｏはそれぞれバッファ回路２１，２２．２
３に入力され、前記バッファ回路２１．２２．２３（７
）出力Ｕａ、Ｖａ、ＷＢはそれぞれ抵抗２４．２５．２
６を介して共通接続され、その共通接続点ＮＢは比較回
路ｔｏｏ、１２０゜１４０の反転入力端子と比較回路１
１０，１３０゜１５０の非反転入力端子に接続されてい
る。前記バッファ回路２１の出力［Ｊａは前記比較回路
１００の非反転入力端子と前記比較回路１１０の反転入
力端子に接続され、前記バッファ回路２２の出力’Ｊｓ
は前記比較回路１２０の非反転入力端子と前記比較回路
１３０の反転入力端子に接続され、前記バッファ回路２
３の出力ＷＢは前記比較回路１４０の非反転入力端子と
前記比較回路１５０の反転入力端子に接続されている。

前記比較回路１００．１１０，１２０，１３０，１４０
．１５０の各出力はトランジスタ１０１，１１１，１２
１゜１３１．１４１，１５１によるオーブンコレクタ出
力であり、前記トランジスタ１０１，１１１゜１２１．
１３１，１４１．１５１の各コレクタは共通でトランジ
スタ１６１のコレクタに接続され、位相誤差検出器出力
ＰＤを成している。前記トランジスタ１６１のベースは
トランジスタ１６２のベースおよびコレクタに接続され
ると共にトランジスタ１６４のコレクタと定電流源とし
て動作するトランジスタ１６９のコレクタに接続されて
いる。前記トランジスタ１６２のエミッタは抵抗１６３
を介して安定化電源電圧Ｖｒｅｇが印加され、前記トラ
ンジスタ１６１．１６４のエミッタは前記安定化電源電
圧Ｖｒｅｇが印加されている。前記トランジスタ１６４
のベースは抵抗１６６を介して同エミッタに接続される
と共に抵抗１６５を介してエミッタ接地されたトランジ
スタ１６７のコレクタに接続されている。前記トランジ
スタ１６７のベースは抵抗１６８を介して位相差検出パ
ルス発生回路２８の出力Ｓ。が接続されている。前記位
相差検出パルス発生回路２８の他の出力ＳＩ＋Ｓ２　、
Ｓｓ　、Ｓ４　、Ｓ５．Ｓｓはそれぞれ抵抗１７１．１
７３，１７５，１７７．１７９．１８１を介してエミッ
タ接地されたトランジスタ１７０゜１７２．１７４，１
７６．１７８．１８０の各ベースに接続され、前記トラ
ンジスタ１７０，１７２゜１７４．１７６．１７８．１
８０の各コレクタはそれぞれ前記トランジスタ１０１，
１１１，１２１゜１３１．１４１．１５１の各ベースに
接続されている。前記位相差検出パルス発生回路２８の
各入力端子は通電切換回路４４の各出力Ｕ１１Ｕ２１Ｖ
ｒ　、Ｖ２　、Ｗｉ　、Ｗ２および分周回路４１の出力
Ｄ２が接続されている。

以上のように構成された位相誤差比較器について、以下
その動作を説明する。

第４図はその動作説明図であり、駆動コイル１に関して
、その逆起電圧と通電波形との位相誤差検出の様子を示
したものである。第１図、第３図、第４図において、駆
動コイル１は電圧制御発振器４０の分周出力であるＤｌ
、Ｄ２と同期した信号Ｕｒ　、０２　、（つまりＵＨ，
ＵＬ）を通電指令信号として通電されている。従ってＵ
Ｉ、Ｕ２共に出力されていない期間は通電休止期間であ
り、この間駆動コイル通電波形Ｕｏは逆起電圧Ｕｅと一
致している。第４図より通電休止期間はＵｌがＬｏｗと
なってからＵ２がＨｉｇｈとなるまでの期間で、Ｄｌの
１クロツクあるいはＤ２の４クロツクに当たる。Ｕ２が
ＬｏｗとなってからＵＩがＨｉｇｈとなるまでの期間に
おいても同様に通電休止期間が存在するが、説明を簡単
にするため、前者の期間のみを考える。通電休止期間に
おいて、各駆動コイルの中性点電圧Ｎｏと駆動コイル通
電波形Ｕ。

を比較すると、Ｕｏと駆動コイル逆起電圧Ｕｅとの位相
差ψが零の時、ＮｏとＵｏは通電休止期間の中央すなわ
ちＵｌがＬｏｗとなってからＤ２の２クロツク後に一致
する。また、Ｕｏ′ｈ＜Ｕｅに対して位相差ψだけ遅れ
た場合、ＮｏとＵ。はＵｌがＬｏｗとなってからＤ２の
２クロツク後以前に一致し、ＵｏがＵ、に対して位相差
ψだけ進んだ場合、ＮｏとＵ。はＵｌがＬｏｗとなって
からＤ２の２クロツク後以後に一致する。従って、Ｕｌ
がＬｏｗとなってからＤ２の２クロツク後においてＵｏ
とＮｏを比較することによりＵｏとＵｅの位相関係を知
ることができる。従って位相差ψを検出する方法として
、ＵＬがＬｏｗとなってからＤ２の２クロツク後を基準
に適当な幅を持った位相誤差検出パルス信号Ｓ２および
Ｓｏを発生させ、Ｓ２およびＳ。発生時にのみＮ。とＵ
。を比較することにより、位相差ψに応じたデユーティ
−を有する比較器出力ＰＤを得ることができる。第４図
ではＳ２およびＳ。はＵｌがＬｏｗとなってからＤ２の
２クロツク後を基準にＤ２の士−クロックの期間発生し
、ＵｏがＵｅに対して位相角ψだけ遅れた場合を示して
いる。

以上、駆動コイル１の通電波形Ｕｏに対して、ＵｌがＬ
ｏｗとなってからＵ２がＨｉｇｈとなるまでの間の通電
休止期間を利用した位相差ψの検出についてその動作原
理を説明したが、Ｕｏに対して他の通電休止期間、すな
わちＵ２がＬｏｗとなってからＵｌがＨｉｇｈとなるま
での期間、および他の駆動コイル２，３の通電波形Ｖｏ
　、　Ｗ。

においても同様に検出でき、本実施例においてはこれら
全てを合成することにより位相誤差検出器出力ＰＤを得
ている。

また、バッファ回路２１，２２．２３は利得１／２倍の
反転増幅器であり、各比較回路１００゜１１０．１２０
，１３０，１４０．１５０の動作入力電圧範囲を前記バ
ッファ回路２１，２２．２３の各出力ＵＢ、ＶＢ、ＷＢ
が満足するよう構成されている。

第５図は、第１図における位相誤差検出器２０として第
３図で示した構成を用いた場合の各部の動作波形を示す
ものであり、駆動コイル通電波形と逆起電圧の位相差が
零となるよう電圧制御発振器の発振周波数ｆが制御され
ている様子を示すものである。

ところで、第１図における誤差増幅器出力クランプ回路
５３について説明する。

前記誤差増幅器出力クランプ回路５３は、誤差増幅器３
０の出力をクランプするよう動作し、これによりモータ
起動の際、前述の位相制御ループの位相同期引き込みを
速やかに行うものである。

すなわち、起動時、誤差増幅器３０の出力ＥＡＯを、電
圧制御発振器４０の発振周波数が上昇を開始するレベル
にクランプし待機させることにより、起動から定常に至
るまでの間、位相誤差検出器２０の出力ＰＤの変化を電
圧制御発振器４０の発振周波数ｆの変化として円滑に伝
達することができ、従って上記位相制御ループの位相同
期引き込みが速やかに行われ、モータが駆動されるもの
である。

誤差増幅器出力クランプ回路５３の具体的な構成として
は、例えば第６図（ａ）に示したようなものが考えられ
る。すなわち、第６図（ａ）において、基準電源５１は
、誤差増幅器３０の出力ＥＡＯのレベルクランプ手段で
あり、比較回路５２は誤差増幅器３０の出力ＥＡＯと前
記基準電源５１の出力Ｖ５１を比較し、ＥＡＯがＶＳＩ
のレベルまで降下するとこれを検知し、ＥＡＯがＶＳＩ
のレベル以下とならないよう演算増幅器３１の反転入力
を制御する。これによりＥＡＯの降下レベルがＶＳＩの
レベルに制限される。ここでＶＳＩのレベルは、電圧制
御発振器４０の発振周波数ｆの上昇開始レベルであり、
ＥＡＯがＶＳＩにてクランプされている時、ｆは最低周
波数設定回路５０にて設定される周波数ｆ　ｍｉｎに等
しく、ＥＡＯがＶＳＩよりわずかに大きくなると、ｆは
上昇を始める。このようなレベルＶ５１にＥＡＯ出力を
クランプ、すなわち待機させることにより、起動時の出
力ＰＤの変化を速やかにｆの変化として伝達が可能とな
り、前述の位相制御ループの速やかな同期引き込みが可
能となる。

なお、ＥＡＯのクランプレベルをＶＳＩとしたが、各部
回路のオフセット等を配置して、ＶＳＩ−ΔＶ（ΔＶ＝
数１０ｍＶ’）程度でクランプしてもよい。

第６図（ｂ）に出力ＥＡＯと発振周波数ｆの関係を示す
。

第６図（ｂ）において、ＶＳＩは出力ＥＡＯのクランプ
レベル、ｆｍｉｎは、最低周波数設定回路による最低発
振周波数である。

発明の効果以上のように本発明は、電圧制御発振器の出力を基にモ
ータ駆動コイルを通電し、その通電波形とモータ駆動コ
イル逆起電圧との位相差を通電休止期間において位相誤
差検出器により検出し、検出位相誤差信号を誤差増幅器
により増幅した後、電圧制御発振器に入力し、その出力
を制御する位相制御ループを構成することにより、従来
必要であったフィルタ回路を必要とせず、従って大容量
のコンデンサを大幅に削減でき、また駆動コイル通電波
形に含まれるスパイクノイズや通電電流と駆動コイルイ
ンピーダンスによる電圧降下、電源電圧や負荷の変動に
よるこれらの変動、さらに電機子反作用による効率の低
下等の問題はなく、また誤差増幅器出力クランプ回路を
設けることにより、誤差増幅器出力ＥＡＯのレベルを電
圧制御発振器の発振周波数が上昇を始めるレベルにてク
ランプすることにより、位相制御ループの速やかな位相
同期が可能となり、確実にモータを起動することができ
るものである。さらにＩＣ化することにより極めて少な
い外付部品点数により、特性上極めて優れたブラシレス
モータの駆動装置を安価に実現することができる。

なお、本発明の実施例では三相全波駆動方式の場合につ
いて示したが、他の駆動方式、例えば、二相余波駆動方
式、三相半波駆動方式においても本発明と同様の方式に
よるブラシレスモータの駆動装置が実現可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例におけるブラシレスモータの駆
動装置の回路構成図、第２図は第１図の動作原理説明図
、第３図は位相誤差検出器の具体的回路構成図、第４図
は第３図の動作説明図、第５図は本発明の実施例におけ
る動作波形図、第６図は誤差増幅器および誤差増幅器出
力クランプ回路の具体的回路構成図、第７図は従来のブ
ラシレスモータの駆動装置の回路構成図、第８図は第７
図の動作説明図、第９図は他の従来例のブラシレスモー
タの駆動装置の回路構成図、第１０図は第９図の動作説
明図である。１〜３・・・・・・駆動コイル、１０〜１５・・・・・
・駆動トランジスタ、２０・・・・・・位相誤差検出器
、３０・・・・・・誤差増幅器、４０・・・・・・電圧
制御発振器、４４・・・・・・通電切換回路、５０・・
・・・・最低周波数設定回路、５３・・・・・・誤差増
幅器出力クランプ回路。代理人の氏名　弁理士　中尾敏男　ほか１名第２　図Ｉ第５図第　６　図＼ Σ　　　　　　　　ｋト第　８　［二１ＷＬ

Claims

【特許請求の範囲】

　複数相のモータ駆動コイルと、前記駆動コイルに設け
られた複数の駆動トランジスタと、前記駆動コイルの通
電切換信号を前記駆動トランジスタへ順次伝達する通電
切換回路と、前記通電切換回路に適当な周波数を有する
信号を入力する電圧制御発振器と、前記駆動コイルの通
電休止期間において前記駆動コイルに発生する逆起電圧
と、前記駆動コイルの通電切換信号の位相差を検出する
位相誤差検出器と、前記位相誤差検出器の出力を増幅し
、前記電圧制御発振器へ入力する誤差増幅器と、前記電
圧制御発振器の最低発振周波数を設定する最低周波数設
定回路と、前記誤差増幅器の出力を適当なレベルでクラ
ンプする誤差増幅器出力クランプ回路により構成したブ
ラシレスモータの駆動装置。