JPH0568955B2

JPH0568955B2 -

Info

Publication number: JPH0568955B2
Application number: JP59141666A
Authority: JP
Inventors: Masami Yuasa
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1984-07-09
Filing date: 1984-07-09
Publication date: 1993-09-30
Also published as: JPS6122787A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、ロータの位置検出用素子を不要とし
たブラシレス直流モータの駆動回路に関する。

〔背景技術とその問題点〕

従来、ブラシ付き直流モータは、ブラシと整流
子による機械的スイツチによつて転流を行なつて
おり、この機械的スイツチの断続により発生する
火花放電のノイズが周辺の電子回路に悪影響を与
える場合があつた。また、この火花放電の繰り返
しは、ブラシの摩耗や整流子の損傷を招き、モー
タの寿命を低下させる原因となつていた。

一方、ブラシレス直流モータは、上記機械的ス
イツチをトランジスタ等の半導体スイツチに置き
換えており、ブラシ付き直流モータの有する欠点
が解消されている。

このブラシレス直流モータでは、界磁用磁石で
あるロータの位置を検出し、ステータを構成する
電機子コイルへの通電モードを順次切り換える必
要があり、従来からこのロータの位置を検出する
位置検出用素子としては、ホール素子等が用いら
れている。ロータの磁界内に配されるこのホール
素子は、一般には、電機子コイルの相数と同数設
ける必要がある。

ところで、このようにブラシレス直流モータに
ホール素子等の位置検出用素子を用いることは、
コストを増大させたり、組付けや配線の工数を増
してしまうという欠点がある。また、位置検出用
素子を配することにより、電機子のコイル容積が
制限を受けることがあつたり、モータを小型化で
きないという欠点がある。

そこで、ロータの位置を検出するために配され
るホール素子等の位置検出用素子の個数を減らし
たり、または廃止する試みが以前からなされてい
る。たとえば、３相のブラシレス直流モータにお
いて、２つの位置検出用素子を用いこれらの検出
用素子の出力の和により３相目を合成したりする
ことが行なわれている。また、休止中の２つのコ
イルに誘起される逆起電力を検出して、つぎの通
電を決定する３相の片方向通電におけるセンサレ
ス等が知られている。

しかし、片方向通電ではモータの外形形状の大
きさに対する出力比が小さく、またトルクリツプ
ルが大きいという欠点がある。また、２つの位置
検出用素子を用いる上述の制御では、２つの検出
用素子の感度をそろえる必要があることや、検出
される磁束形状に制約があるという欠点がある。

〔発明が解決しようとする問題点〕

このように、従来のブラシレス直流モータで
は、ロータの位置検出用素子を用いるために、モ
ータを小型化できなかつたり、コストがアツプ
し、また組付けや配線の工数を増やしてしまうと
いう不具合がある。また、位置検出用素子を配さ
ないブラシレス直流モータは片方向通電に限つて
しまい、モータ形状の大きさに対する出力比が小
さいという問題点がある。

そこで、本発明はこのような問題点を解決する
ために提案されたものであり、両方向通電におい
てもロータの位置検出用素子が不要であり、組付
けや配線の工数を減らすことができ、有効スペー
スの向上により電機子のコイル容積が制限される
ことがなく、外形形状の大きさに対する出力比が
大きく、超小型化の可能な、しかもコストを削減
できるブラシレス直流モータの駆動回路を提供す
ることを目的とする。

また、先に本発明者は、特願昭58−186372号に
おいて、電機子コイルに流れる電流の超小値の位
相ずれに基づいて制御を行なうブラシレス直流モ
ータの駆動回路を提案しているが、本発明は電流
制御によらない新規な駆動回路を提供しようとす
るものである。

〔問題点を解決するための手段〕

この目的を達成するために本発明のブラシレス
直流モータの駆動回路は、発振回路の発振出力を
カウンタによりカウントし、このカウンタ出力か
ら各相への通電を切り換える通電モード切換信号
を作り出す駆動回路において、各相の電機子コイ
ルに印加される駆動電圧の極大値を検出し、この
検出した電圧波形の極大値の位相と、スイツチン
グ周期の1/2の位相との位相ずれに基づいて、上
記発振回路の発振出力の位相を制御することを特
徴とする。

〔作用〕

したがつて本発明によれば、両方向通電におい
てもロータの位置を検出する検出用素子が不要と
なり、組付けや配線の工数を削減することがで
き、有効スペースの向上によつて電機子のコイル
容積が制限されなくなり、外形形状の大きさに対
する出力比が大きく、超小型化の可能な、しかも
コストダウンを図れるブラシレス直流モータの駆
動回路を提供することが可能となる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面に基づき詳細に説
明する。

まず、本発明の基本的な考え方を述べる。ブラ
シレス直流モータでは、スイツチングトランジス
タ等を切り換えることによつて、ステータを構成
する各相の電機子コイルへの通電が行なわれる。
この通電相の切り換えであるスイツチングの位相
が正しく、しかも電流一定で駆動した場合では、
界磁用磁石であるロータの回転によつて電機子コ
イルに誘起される誘起電圧（逆起電力）により、
電機子コイルに印加される駆動電圧は、スイツチ
ング間の中央において最も高い電圧値を示すよう
になる。また、上記スイツチングの位相に進みや
遅れが有ると、駆動電圧の電圧波形の極大値の位
相にずれが生じるようになる。そこで、発振器の
出力をカウントするカウンタの出力から、各相に
対する通電モードを切り換える通電モード切換信
号を作り出し、上記スイツチングトランジスタに
この通電モード切換信号を供給するような駆動回
路に対して、上記電圧波形の極大値の位相ずれを
検出しこの検出信号により上記発振器の発振出力
の位相を制御するようにすれば、前述の位置検出
素子を配することなくモータを駆動することがで
きるとともに、上記スイツチングの位相を正しく
補正することができ、負荷の変動によらず常に最
大トルクを得ることができるようになる。

第１図は、このような本発明により構成される
ブラシレス直流モータの駆動回路を示している。
この第１図に示すブラシレス直流モータは、たと
えば３相Ｙ結線の両方向通電のブラシレス直流モ
ータであり、３相を構成する電機子コイル１，
２，３を有している。また、電機子コイル１に給
電し通電モードを切り換えるスイツチングトラン
ジスタ４，５は、トランジスタ４のエミツタがト
ランジスタ５のコレクタに接続され、この接続点
がＹ結線されている電機子コイル１の他端に接続
されている。また、電機子コイル２に給電し通電
モードを切り換えるスイツチングトランジスタ
６，７は、トランジスタ６のエミツタがトランジ
スタ７のコレクタに接続され、この接続点が電機
子コイル２の他端に接続されている。さらに、電
機子コイル３に給電し通電モードを切り換えるス
イツチングトランジスタ８，９は、トランジスタ
８のエミツタがトランジスタ９のコレクタに接続
され、この接続点が電機子コイル３の他端に接続
されている。また、上記トランジスタ４，６，８
のコレクタが共通接続され、この接続点に定電流
源である直流電源Isが供給されている。さらに、
上記トランジスタ５，７，９のエミツタはそれぞ
れ接地されている。

また、電圧制御型発振回路VCO１０が６進カ
ウンタ１１に接続され、VCO１０の第２図Ｅに
示す発振出力がカウンタ１１によりパルスの立下
りにおいてカウントされる。また、６進カウンタ
１１は、３相ロジツク回路１２に接続されてお
り、このロジツク回路１２において、電機子コイ
ル１，２，３の各相への通電モードを切り換える
通電モード切換信号が、カウンタ１１のカウンタ
出力に基づいて作り出される。そして、この３相
ロジツク回路１２の出力と上記スイツチングトラ
ンジスタ４，５，６，７，８，９のベースが接続
され、これらトランジスタ４，５，６，７，８，
９に上記通電モード切換信号が順次供給される。
これにより、スイツチングトランジスタ４，５，
６，７，８，９のオン状態、オフ状態が順次切り
換えられ、電機子コイル１，２，３へ両方向に順
次通電される通電モードの切り換えが行なわれ
て、ロータの全周角に渡つて駆動力が発生し、ロ
ータが回転する。

また、スイツチングトランジスタ４，６，８の
コレクタの共通接続点であり直流電源Isの供給点
１３からは、電機子コイル１，２，３に印加され
る駆動電圧が検出される。この検出される駆動電
圧波形は、第２図Ｂに示されている。ここで第２
図Ａは、通電相の切り換えであるスイツチングの
タイミングに相当するスイツチングパルスであ
る。また第２図の横軸は時間経過を示し、この第
２図において、期間T₃は上記スイツチングの位
相が正しい期間、期間T₂はこの位相がやや進ん
だ期間、また期間T₁はこの位相がさらに進んだ
期間を示している。また、期間T₄はスイツチン
グの位相がやや遅れた期間、期間T₅はこの位相
がさらに遅れた期間を示している。この第２図Ｂ
の上記電圧波形に示されるように、スイツチング
の位相が正しい場合には、各電機子コイル１，
２，３に印加される駆動電圧の極大値の位相はス
イツチング間隔の中央すなわちスイツチングパル
ス間の中央に位置している。また、上記スイツチ
ングの位相のずれに応じて上記電圧の極大値の位
相がずれる。

ところで、上記供給点１３は微分回路１４に接
続され、この微分回路１４において、上記電圧波
形の微分が行なわれる。この微分回路１４により
第２図Ｂの電圧波形が微分されると、第２図Ｃに
示す微分出力が得られる。この微分出力は第２図
Ｃに示されるように、上記電圧波形の極大値点お
よびスイツチング点においてゼロクロスするよう
になる。また、上記微分回路１４の出力は、反転
入力端子が接地された比較回路１５の非反転入力
端子に接続されている。このため、比較回路１５
の比較出力を第２図Ｄに示すように、この比較回
路１５からは、上記電圧の極大値点とゼロクロス
点との間にパルス幅を有する比較出力（パルス波
形）が得られる。また、上記比較回路１５の出力
は位相比較回路１６の一方の入力端子に供給され
ており、上記VCO１０の発振出力がこの位相比
較回路１６の他方の入力端子に供給されている。
ここで、上記VCO１０と位相比較回路１６およ
び次段に設けられているローパスフイルタLPF
１７とは、PLL（フエーズ・ロツクド・ループ）
回路を構成している。ところで、上記位相比較回
路１６では、比較回路１５の比較出力とVCO１
０の発振出力とがパルスの立上りにおいて位相比
較されることにより、第２図Ｂに示す上記電圧波
形の極大値の位相ずれ、すなわち上記スイツチン
グの位相ずれが検出される。この検出された位相
ずれは、位相ずれの進みと遅れに対応した２つの
出力となつて、位相比較回路１６より出力され
る。この２つの出力は、第２図Ｆ，Ｇに示されて
おり、第２図Ｆがスイツチングの位相が進んだ状
態の出力、また第２図Ｇがスイツチングの位相の
遅れた状態の出力を示している。また、上記位相
比較回路１６の出力は、LPF１７に通されるこ
とで、位相ずれに比例した直流電圧に変換され
る。このLPF１７の出力は、第２図Ｈに示され
ている。また、このLPF１７の出力電圧は、バ
イアス電圧Ｖと加算回路１８において電圧加算さ
れたのち、上記VCO１０に供給される。このた
め、VCO１０では上記スイツチングの位相に進
みがある場合には発振周波数が一時的に下がり、
またこの位相に遅れがあるときには発振周波数が
一時的に上昇することによつて、VCO１０の発
振出力の位相が制御される。これにより、第２図
Ｂに示す電圧波形の極大値の位相がスイツチング
パルス間の中央に位相するように常に制御され、
上記スイツチングの位相ずれが補正される。この
ように、電機子反作用による中性点ずれに対して
自動修正がなされるため、高負荷時の出力を向上
することができ、負荷の変動によらず常に最大ト
ルクによりモータを駆動することができる。ま
た、スイツチングの位相ずれが正しく補正される
ことにより、いわゆるスパイクノイズが押さえら
れ、たとえば電源ラインを通り周辺の電子回路に
およぼすノイズの影響を軽減することができる。

ここで、上記バイアス電圧Ｖは、LPF１７の
出力電圧がゼロである始動時に、VCO１０に供
給され、モータの始動が行なわれる。また、この
始動時には、VCO１０の発振周波数が低くなる
ように、バイアス電圧Ｖが設定されている。な
お、バイアス電圧を徐々に高めゆくことにより、
VCO１０の発振周波数を徐々に高めてゆくよう
にして始動させてもよい。

ところで、上述の実施例では、位相比較回路１
６、LPF１７、およびVCO１０で構成される
PLL回路によつて、VCO１０の発振出力の位相
を制御するようにしているが、このようにPLL
回路構成によらず、上記比較回路１５の比較出力
をローパスフイルタLPF１９に通し、このLPF
１９の出力を積分したのち上記VCO１０に入力
するようにしてもよい。第３図は、このように構
成される他の実施例の要部を示し、第１図の上述
の実施例の変更部分のみをブロツク図に示してい
る。この第３図において、上記比較回路１５の比
較出力はローパスフイルタLPF１９に通される
ことで平均値が取り出される。このLPF１９の
出力は、第４図Ｆに示されている。この第４図に
おいて、第４図Ａ乃至Ｅは第２図Ａ乃至Ｅに対応
しており、第４図に示す期間T₁乃至T₅は、第２
図の期間T₁乃至T₅に対応している。ところで、
上記LPF１９の出力は、積分回路２０に供給さ
れる。この積分回路２０は、周波数偏差をなくし
てVCO１０の発振出力を位相制御するため設け
られている。この積分回路２０の出力は、上記加
算回路１８を介したのち上記VCO１０に供給さ
れる。これにより、第４図の期間T₃のLPF１９
の出力、すなわち、上記スイツチングの位相が正
しい時のLPF１９の出力を基準にして、VCO１
０の発振出力の位相が、上記スイツチングの位相
ずれに応じて制御され、スイツチングの位相ずれ
が正しく補正されるようになる。

つぎに、第５図のブロツク図および第６図の波
形図を参照してさらに他の実施例を説明する。こ
の第５図には、第１図の実施例の変更部分のみが
示されている。また、第６図の波形図において、
第６図Ａ乃至Ｅは第２図Ａ乃至Ｅに対応してお
り、第６図に示す期間T₁乃至T₅は第２図の期間
T₁乃至T₅に対応している。

この第５図において、上記比較回路１５の比較
出力はサンプルパルス発生回路２１に入力され
る。このサンプルパルス発生回路２１では、比較
出力のパルス信号の立上りすなわち上記スイツチ
ングパルスに同期した第６図Ｆに示すサンプルパ
ルス信号が作り出され、このサンプルパルス信号
が三角波発生回路２２に入力される。この三角波
発生回路２２では、上記サンプルパルス信号に同
期した第６図Ｇに示す三角波信号が作り出され、
この三角波信号がピークホールド回路２３に入力
される。このピークホールド回路２３では、上記
三角波信号のピーク値を上記サンプルパルス信号
に基づいてピークホールドを行なつており、第６
図Ｉに示すピークホールド信号を作り出してい
る。

また、上記比較回路１５の比較出力はサンプル
パルス発生回路２４に入力される。このサンプル
パルス発生回路２４では、比較出力のパルス信号
の立下りに同期した第６図Ｈに示すサンプルパル
ス信号が作り出され、このサンプルパルス信号が
サンプルホールド回路２５に入力される。またこ
のサンプルホールド回路２５には上記三角波信号
が入力され、このサンプルホールド回路２５にお
いて、入力されたサンプルパルス信号に基づき上
記三角波信号のサンプルホールドが行なわれる。
このサンプルホールド回路２５の出力の第６図Ｊ
に示すサンプルホールド信号は加算回路２６に入
力される。

ところで、上記ピークホールド回路２３の出力
であるピークホールド信号は、1/2倍乗算回路２
７で1/2倍されたのち、電圧反転されて上記加算
回路２６に入力される。したがつて、この加算回
路２６では、上記サンプルホールド信号から1/2
倍されたピークホールド信号がマイナスされるよ
うになる。

この加算回路２６の出力信号は第６図Ｋに示さ
れており、この出力信号は上述の加算回路１８を
介してVCO１０に供給される。

このように、この実施例ではサンプルホールド
やカウンタ等の手段を用いて、デイジタル微分お
よびデイジタル時間カウントを行なつており、上
記スイツチングの位相に対応する時間を電圧変換
して、スイツチング周期の1/2からのスイツチン
グの位相ずれをエラー電圧信号として取り出すよ
うにしている。ここで、スイツチングの位相が正
しい場合は、前述したように駆動電圧の極大値の
位相がスイツチングパルス間の中央（スイツチン
グ周期の1/2）となる。

したがつて、第６図の期間T₃の上記加算回路
２６の出力、すなわち上記スイツチングの位相が
正しい時の加算回路２６の出力を基準にして、
VCO１０の発振出力の位相が、上記スイツチン
グの位相ずれに応じて制御され、スイツチングの
位相ずれが正しく補正されるようになる。

ところで、スイツチング周期の1/2を基準とし
ているのは、モータの回転速度変化に関係しない
基準電圧を得るためである。

このように、本発明によれば、VCO１０の発
振出力を６進カウンタ１１によりカウントし、こ
の６進カウンタ１１の出力に基づいて３相ロジツ
ク回路１２で、各相の通電モードを切り換える通
電モード切換信号を作り出す駆動回路において、
電機子コイル１，２，３に加わる駆動電圧の極大
値を検出し、この検出した電圧波形の極大値の位
相と、スイツチング周期の1/2の位相との位相ず
れに基づいて、上記VCO１０の発振出力の位相
を制御している。このため、前述のロータの位置
検出用素子を配することなくモータを駆動するこ
とができるとともに、通電相を切り換えるスイツ
チングの位相ずれを常に正しい位置に補正するこ
とができる。このように、本発明によつて、上記
位置検出用素子が不要となることにより、コスト
ダウンが可能であり、位置検出用素子に要してい
た組付けや配線の工数が削減される。また、モー
タ内部の有効スペースが向上し、電機子のコイル
容積が制限されず、コイルを有効に巻き込むこと
ができる。また、位置検出用素子がいらないた
め、モータの超小型化が可能である。また、両方
向通電においても位置検出用素子が不要であり、
モータの外形形状の大きさに対する出力の向上が
図られるとともに、トルクリツプルを小さくする
ことができる。さらに、スイツチングの位相ずれ
が常に正しく補正されるため、負荷の変動によら
ず常に最大トルクを発生でき、またノイズの発生
を防止できる。また、既存の駆動回路に外付けで
付加することが容易に可能である。

ところで、上述の３つの実施例では、３相両方
向通電のＹ結線ブラシレス直流モータについての
例を引用したが、相数は３相に限らず幾相であつ
てもよく、また片方向通電であつてもよい。ま
た、本発明をΔ（デルタ）結線のブラシレス直流
モータに適用することも可能である。

〔発明の効果〕

以上の説明から明らかなように、本発明によれ
ば、発振回路の出力をカウンタでカウントし、こ
のカウンタ出力より通電相を切り換える通電モー
ド切換信号を作り出す駆動回路において、各相の
電機子コイルに加わる駆動電圧の極大値を検出
し、この検出した電圧波形の極大値の位相と、ス
イツチング周期の1/2の位相との位相ずれに基づ
いて、上記発振回路の発振出力の位相を制御して
おり、これにより通電相を切り換えるスイツチン
グの位相を常に正しく補正することができる。

このため、ロータの位置検出用素子を配するこ
となく、ブラシレス直流モータを駆動することが
できる。この位置検出用素子が不要なことから、
コストダウンが可能であり、組付けや配線の工数
が削減され、さらにモータ内部の有効スペースが
向上し電機子のコイル容積が制限を受けるような
ことがなくなる。また、特にモータの超小型化が
可能となる。また、両方向通電においても位置検
出用素子が不要なことから、モータの外形形状に
対する出力比が向上し、トルクリツプルを小さく
することができる。

また、電機子反作用による中性点ずれが自動修
正されるため、常に正しいスイツチングの位相で
モータを駆動することができ、モータ負荷の変動
によらず、常に最大トルクによりモータを駆動す
ることができるとともに、ノイズの発生を防止で
きる。

また、既存の駆動回路に外付けで付加すること
が容易に行なえる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるブラシレス直流モータの
駆動回路のブロツク図、第２図は上記駆動回路の
動作を説明する波形図、第３図は本発明の他の実
施例を示すブラシレス直流モータの駆動回路の要
部を示すブロツク図、第４図は第３図の駆動回路
の動作を説明する波形図、第５図は本発明のさら
に他の実施例を示すブラシレス直流モータの駆動
回路の要部を示すブロツク図、第６図は第５図の
駆動回路の動作を説明する波形図である。１，２，３……電機子コイル、４，５，６，
７，８，９……スイツチングトランジスタ、１０
……VCO、１１……６進カウンタ、１２……３
相ロジツク回路、１４……微分回路、１５……比
較回路、１６……位相比較回路、１７……LPF、
１８……加算回路、１９……LPF、２０……積
分回路、２１，２４……サンプルパルス発生回
路、２２……三角波発生回路、２３……ピークホ
ールド回路、２５……サンプルホールド回路、２
７……1/2倍乗算回路、２６……加算回路。

Claims

【特許請求の範囲】１発振回路の発振出力をカウンタによりカウン
トし、このカウンタ出力から各相への通電を切り
換える通電モード切換信号を作り出す駆動回路に
おいて、各相の電機子コイルに印加される駆動電圧の極
大値を検出し、この検出した電圧波形の極大値の
位相と、スイツチング周期の1/2の位相との位相
ずれに基づいて、上記発振回路の発振出力の位相
を制御することを特徴とするブラシレス直流モー
タの駆動回路。