JPH01206420A - 自動力率制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の対象〕 本発明は力率制御装置に関し、とくに、交流インダクシ
目ンモータ等の誘導負荷用自動力率制御装置に関する。

〔従来技術〕

従来、交流インダクションモータ、その他の誘導負荷の
省エネルギーを目的として、米国特許筒４，０５２，６
４８号および同４，３３７，６４０号において、インダ
クションモータの入力電圧を位相制御により変えて力率
を改善することが提案されている。

これら力率制御装置では、サイリスタにより負荷に供給
される交流重圧を直接位相制御するため、負荷電流が多
くの電磁波ノイズや高調波成分を含み、とくに高調波電
流が電力制御装置の電力用コンデンサとリニア・リアク
１−ルに流入して、これら素子に異常音、振動の発生お
よび過熱、損傷等の障害をひき起こしていた。しかも、
位相制御により発生した電磁波ノイズはコンピュータ等
の情報機器やその他の制御装（１互に多大な障害を与え
ていた。サイリスタは毎サイクルにおいて電圧に同期し
て点弧されているが、サイリスタの点弧のための同期信
号は電源電圧からとっているので、同期信号は電源電圧
の波形歪みのために変動してしまうことがあった。この
ため負荷の状態によっては制御が不安定になったり、場
合によっては制御不能となってしまい、省エネルギー効
果が不充分となったり、あるいは力率制御装置自体の安
全性ならびに信頼性において問題があった。これを解決
することを目的として、米国特許第４，６０２，２００
号には高調波フィルターを設けることが提案されている
が、この装置では多数の太古斌のコンデンサ、リアクト
ル、ならびに抵抗を必要とし、Ｗｌｉ！／全体が人形化
するとともに製造コストが極めて高くついていた。つぎ
にインダクションモータや誘導コイルの始動時にはモー
タの定格電流の６倍以上の大きい始動電流が流れて、し
ばしば電力用半導体素子が破壊するためにその都度負荷
装「？が停止して頻繁な保守点検が必要であり、したが
って、これを防ぐためには不必要に大きな定格の電力用
半導体素子と太古駄で高コス１−の制御回路とを必要と
し、不経済であるだけでなく、電力損失も大きいという
欠点があった。

〔発明の目的〕

そこで、本発明の目的は電磁波ノイズや高調波成分の発
生が著しく少なく、シかも、省エネルギー効果の高い誘
導負荷用自動力率制御’１４１’Ｚを提供することを目
的とする。

本発明の他の目的は過負荷耐量が大きくて負荷装置のス
トールをひき起さず、しかも安定性や信頼性が高く、保
守点検が不要な誘導負荷用自動力率制御装置を提供する
ことを目的とする。

本発明の他の目的は交流インダクションモータ等の誘導
負荷の急激な負荷変動に高速に応答可能な誘導負荷用自
りＪ力率制御装置を提供することを目的とする。

本発明の他の目的は著しく小形軽量化され、従来の数分
の１の低コストの誘導負荷用自動力率制御装置を提供す
ることを目的とする。

〔発明の構成〕

本発明の自動力率制御装置は可飽和鉄心と、前記可飽和
鉄心に巻装されて交流ｆｆｉ源と誘導負荷との間に接続
された交流巻線と、前記可飽和鉄心の磁気飽和状態を制
御して、前記交流巻線の出力電圧を調整する直流制御巻
線とを僅えた制御リアクトルからなる磁気制御装置と、
前記交流電源と前記誘導負荷との間に接続された整流器
を備え、前記制御巻線に直流出力電流を供給する直流励
磁電源と、前記制御巻線と前記直流励磁電源の直流出力
端子間に接続されていて前記直流出力電流の分流を可能
にする分流用半導体スイッチと、前記制御巻線に波列接
続されていて前記半導体スイッチのオフ時に前記直流出
力電流と前記制御巻線に流れる電流との停電流分を吸収
する電流吸収回路と、前記誘導負荷の力率に比例した出
力信号を発生する力率検出回路と、基や信号を発生する
基Ｉ？！信号発生器と、前記出力信号と前記Ｊ！準ずけ
りとに応答して駆動信号を発生する１ψリノ信号発４・
回路とを備えた制御回路とを備え、前記分流用半導体ス
イッチが前記駆動信号によりオンオフ制御されることを
特徴とする。

〔実施例〕

以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第１図に才ｇいて、本発明の望ましい実施例による誘導
負荷用自動力率制御装置１ｏは交流ｆｆ１Ｍ１２に接続
される入力端１４．１６と、誘導負荷１８に接続される
出力端２０．２２と、誘導負荷１８に供給される出力型
ｊＣを力率に応じて可変調整する制御リアクトル２４か
らなる磁気制御装置と、制御リアクトル２４の制御巻線
２６に直流励磁電流を供給する直流励磁電源２８と、制
御巻線２６と直流励磁電１２８との間に接続され、制御
巻線２６に供給される直流励磁ｆｆｉ流を可変する半導
体スイッチ回路３０と、力率に比例した出力信号を発生
する力率検出回路３２と、出力信号に応答して半導体ス
イッチ回路３０の通流率を制御して出力電圧を力率に応
答して調整する制御回路３４とを備える。

第１図において、制御リアクトル２４は可飽和鉄心３８
に７？装さ！した交流巻線２４と、鉄心３８の飽和度を
制御する直流制御巻線２６とを備える。

実際の使用においては、制御リアクトル２４による非励
磁時の最大の電圧降下率は入力電圧に対し１０〜３５％
の範囲で充分であり、この範囲で殆どの誘導負荷の電力
制御が連続的に可能である。電圧降下率は望ましくは約
１５％前後が適当であり、その場合、制御リアクトル２
４は負荷容置の約１／１０以下の電域のＥ！鉄心を採用
することができるため、大幅な小形畔量化と著しい低コ
スト化が実現できる。たとえば、０．７５ＫＷの３相２
００Ｖｌｉ！ｖ導モータ用の制御リアクトルは負荷電に
０．７５ＫＷの１／１０以下の約０．０６０ＫＶＡのＥ
Ｔ変圧器鉄心（横幅７６　ｖｍ　Ｘコア厚み３５ｎｍ）
で作成した制御リアクトルを３個用いて３相結線すれば
良い、制御巻線２６により鉄心３８の飽和度を制御する
ことにより出力型ハを調整すると、出力波形は第３図の
第３高調波４０によって波形４２の如く歪む。

この波形歪みを修１ドするために、第１図に示す如く、
歪み修１１；変圧器４４が制御リアクタンス２４と１１
６列に接続される。歪み修正変圧器４４は出力端２０．
２２に直列インダクタ４８からなるインピーダンスを介
して接続された１次巻ｔｉＡ４６と、制御リアクトル２
４の交流巻線２４の端子間に直列インダクタ４８を介し
て接続された２次巻線５０を備え、このような結線によ
って、制御リアクトルに流れる基本正弦波交流電圧は修
正トランスの２次巻線によって供給される＋１：・弦波
交流と同じ位相角と電圧レベルを有する。このため、循
還電流は流れず、基本正弦波交流の吸収は行なわれない
。

制御リアクトル２４に第３高調波が生じると、その第３
高調波は歪み修正変圧器の２次巻線５０にも供給される
ために大きな循還電流が流れて、第；３高調波を吸収す
る。

いま、入力端１４．１６に波形歪みのない正弦波交流電
圧４３が供給されると、制御リアクトル２４の交流巻線
２４の両端に現オ〕れる電圧は第３図の波形４２の如く
歪む、入力波形４３と出力波形４２との間の電圧ドロッ
プは出力端２０．２２を介して誘導負荷１８に供給され
るとともに、前記電圧ドロップは修正変圧器４４の１次
巻線４６と直列インダクタ４８とに供給される。このと
き、１次巻線４６の」ん本電圧波形は制御リアクトル２
４の交流巻線２４の端子電圧波形に対して僅かに位相が
ずれている。しかしながら、各リアクタンスの値は３倍
を掛けたものと等しくなるため、第３高調波４０の位相
ずれはもっと大きくなる。修正変圧器４４は電ハ：を反
転させて交流巻線２４の電圧ドロップに対向してＪ！本
波形を印加する。

第３高調波の位相はすでにずれているため２次巻線５０
の端子電圧は交流巻線２４の端子電圧に影響を与え、こ
のとき比較的大きな循還電流が交流巻線２４．２次巻線
５０およびインダクタ４８に流れて交流巻線２４におけ
る第３高調波の影響をとり除く、その結果、」ル本波形
４３のみが出力端２０．２２に現われる。

第１図にもどって、直流励磁ｍｇ２ａは制御リアクトル
２４の出力側に接続された変流器８０と、交流リアクト
ル８２とを備える。変流器８０は誘導負荷１８の負荷電
流に依存した電流をとり出すための電流成分回路として
機能する。符号８１は可変分流抵抗を示す、交流リアク
トル８２は制御リアクトル２４の出力電圧に依存した電
流をとり出すための電圧成分回路として機能する。交流
リアクトル８２は抵抗と置換しても良い、また。

交流リアクトルまたは抵抗は間接的に変）ＥＧを介して
出力端２０．２２に接続しても良い０両電流成分は整流
器８４の交流入力側でベクトル合成される。整流器８４
の直流出力ｆＩ′を流は両成分の合成電流を整流したも
のに相当し、電流制限用７Ａ整抵抗８５を通ってコンデ
ンサ８６により平滑され。

制御巻線２６の直流励磁主ｄεＩとして用いら九る。整
流器８４の直流出力′＠流に含まれる電流依存成分と電
圧依存成分とにより、負荷の急激な変動時に直流出力電
流の変化によって高速応答でその負荷変動を補償させる
ことができる。

半導体スイッチ回路３０は半導体スイッチ８８を備え、
この半導体スイッチ８８は整流器８４の直流出力端子間
に直流励磁電流工を制御するために接続される。半導体
スイッチ８８としてはトランジスタやサイリスタを使用
することができる。

第１図において、半導体スイッチ８８はインバーテンド
ダーリントン回路を形成する第１と第２の制御用トラン
ジスタ８８ａ、８８ｂを備える。

ここで、インバーテツドダーリントン回路とは、１’Ｎ
Ｐ型トランジスタとＮＰＮ型トランジスタを相補的に接
続した回路を云う、すなわち、第１の制御用トランジス
タ８８ａのベース電流を制御するために第２の制御用１
ヘランジスタ８８ｂがインバーテツドダーリントン接続
され、インバーテツドダーリントン回路を形成している
。直流励磁電流工を俳給される制御巻線２６には電流吸
収回路９０が並列接続されている。電流吸収回路９ｏと
してはコンデンサが用いられる。このＬｆＩｊ、流吸収
回路９０は半導体スイッチ８８がオフ時に整流器８４の
直流出力電流と直流励磁電流との差電流分を吸収する作
用をする。電流吸収回路８８と波列に電圧制限素子９２
が接続される、この電圧制御素子９２は励磁主ハ：が電
１１−制限素子９２により制限される電圧に達すると導
通し、半導体スイッチ８８と電流吸収回路９０に過電圧
が加オ〕らないようにするために設けられる。電圧制限
３７−４）２として定電圧ダイオードを用いた場合の実
施例が第１図に示されている。第１図において、電流吸
収回路９０としてのコンデンサと半導体スイッチ８８と
の間に逆流防１ヒ川ダイオード９４が挿入されている。

ダイオード９４は半導体スイッチ８８のオン時にコンデ
ンサ９０からの放電電流がこの半導体スイッチ８８を介
して流れるのをｌＩｎ止する。これにより半導体スイッ
チ８８として用いられる例えば図示の如きトランジスタ
などの素子の破壊の危険性を防止する。

第４，５図の力率検出回路３２において、変圧器ＰＴか
らの下弦波の電圧信号（、ｌ）は演Ｗ増幅器により成る
増幅器１００に供給され、同様に変流器ＣＴからの正弦
波の電流信号（ｂ）は同様に演算増幅器より成る増幅器
１０２に供給される。増幅器１００，１０２は、大きな
増幅率を有し、（４号（ａ）および（ｂ）をそれぞれ矩
形波に変換して信号（Ｑ）および（ｄ）を出力する。ツ
イテ、信号（ｃ）および（ｄ）はＮＯＲ回路１０４に供
給され、信号・（Ｃ）および（ｄ）の位相差（Ｏ）と等
しいパルス（θ）を出力する。このパルス（ｅ）は抵抗
とコンデンサからなるローパス・フィルタ１０６を介し
て直流イご号（ｆ）に変換される。この直流（ｄ吐（ｆ
）は制御回路３４に供給される。

第１図において制御回路３４はトランジスタ１０８と、
互角波形の基や信−）を発生する三角波発振器（基■（
４号発生器）１１０と、負荷状ＩＭ検出回路３２の出力
信号（ｆ）と三角波発振器１１０の三角波形出力ｇとを
比較して、トランジスタ１０８のベースにパルス巾の異
なる’ＭＩＩ＋パルスを出力する差動増幅器１１２を備
える。トランジスタ１０８のコレクターは抵抗Ｒ１，Ｒ
２を介してトランジスタ８８ａのコレクタ側に接続され
、１−ランジスタ８８ｂのオン・オフによって半導体ス
イッチ８０の通流皐祭制御する。これにより制御巻ｗＡ
２６の励磁電流が調整される。この場合に通流率制御は
力率検出回路の出力（１号ｆが低レベルになるように、
すなわち、負荷電圧と負荷電流との位相差をなくすよう
に制御回路３４により制御される。

つぎに、第６図に示す各部の電圧電流波形例を参照しな
がら動作を説明する６ 整流器８４の直流出力電流１はいかなる場合でも制御巻
線２６の励磁電流■′の所要値よりも大きくなるように
回路定数が選ばれる。半導体スイッチ８８がオンのとき
には整流器８４の直流出力電流工はこの半導体スイッチ
８８によって分路され、励磁電流■′は減少してゆく、
つぎに、半導体スイッチ８８がオフすると、整流器出力
電流］は増加してゆきながら制御巻線２６に流入する。

制御巻線２Ｇのりアクタンスのため励磁電流■′は徐々
にしか増大できないため、差電流分１−Ｔ’は電流吸収
コンデンサ９０に流入する。このようにして、励ｍｗ流
ｒ′は半導体スイッチ８８のベース信号によって目慄値
に保たれるように瞬時値制御される。

増幅器１１２のマイナス入力端に加えられた負荷電圧と
負荷電流との位相差に比例した出力信９ｆとプラス入力
端に加えられた三角波基準信吐ｇとが比較されて、出力
パルスｈが生ずる３時間ｔ１のとき、増幅器１１２は’
　１　”　＜ｆｉ号を出力し１時間ｔ２のとき゛′０″
信号を出力する。増幅器１１２からＩＩ　Ｉ　１１信号
が出力されると、１−ランジスタ１０８がオンとなり、
トランジスタ８８ａ、８８ｂがオンとなる。

ある瞬時での半導体スイッチ８８の通流率αはオン時間
をＴ　ｏ　ｎ　＋周期を′ｒとすると、 ｏｎ と表わすことができ、励磁電流Ｉ′の平均値Ｉ’　　ａ
ｖは、整流器出力■の平均値Ｉａｖとすると Ｉ’ａｖ−αすＩａｖ なる関係にある。すなわち、平均値としてみると、整流
器出力電流■のうち励磁にはαＴａｖだけ流れ、半導体
スイッチ８８には残りの（１−α）Ｔａｖが分流してい
ることが分かる。このように半導体スイッチ８８は力率
検出回路３２により検出された力率に応答してオン・オ
フされて、負荷電圧と負荷電流の位相差が常にゼロレベ
ルに近づくように制御回路３４により制御される。すな
わち、負荷電圧と負荷電流との位相差Ｏが大きいときは
、Ｖｇ導負負荷力率が極めて低く、力率検出回路３２の
出力ｆは高くなる。このとき、第６図より明らかなよう
に、トランジスタ１０８の出力Ｊのパルス１１」が大き
くなるため、半導体スイッチ８８の通流率が大きくなつ
て励磁電流の分流電が大きくなる。したがって、制御巻
線２６に供給される制御電流■′が少なくなって、制御
リアクトル２４の磁気飽和度が少なくなる。このとき、
制御リアクトル２４のインピーダンスが高くなって出力
電圧が低下する。つぎに誘導負荷が増大して、負荷電圧
と負荷電流との位相差が小さくなると、力率検出回路３
２の出力ｆは低くなる。このとき。

増幅ｉＧ　ｉ　ｉ　２の出力りのパルス幅が小さくなる
ため、半導体スイッチ８８の通ｄε率が小さくなって励
磁電流ｒ’　が増加してリアク１−ル２４のインピーダ
ンスが小さくなって出力ＫｉｒＩ：が増加する。このよ
うに、制御回路３４は力率検出回路３２の出力信号・ｆ
に応答して、半導体スイッチ８８の通流率を制御するこ
とにより励磁電流■′を制御し、もって、制御リアクト
ル２４から誘導負荷１８に供給される出力電圧を力率が
１に近くなるように調整する。その結果、誘導イｌ荷１
８は力率に応じて常に最適な電力で駆動されて、大幅な
省エネルギー効果が得られる。

力率検出口ｌ？８３２は公知のたとえば特開昭第５９−
６６１号に開示されたカキ検出回路もしくは米国特許第
４．１１．７，４０８号等に開示された負荷イ４号発生
回路から構成しても良い。

〔発明の効果〕

以−１−より明らかなように２本発明による自動力率制
御装置はつぎのような効果をもたらす。

（１）負荷電圧が力率に応じて自動的にしかも連続的に
瞬時制御され、すなオ）ち負荷率の減少に比例して負荷
電圧が減少されるため、誘導負荷が常に高い力率で駆動
され、大幅な省エネルギー効果が得られる。

（２）負荷電ハミの制御が制御リアクトルの制御巻線に
流れる励磁電流の制御により行なわれ、電源ラインにお
ける交流電圧を直接位相制御することがないため、電磁
波ノイズの発生が少なく、また、負荷電流に含まれる高
調波成分が少ない、したがって、コンピュータ等の情Ｉ
ＩＩ機器やその他の制御装置に与える障害が少ない。

（３）電磁波ノイズや高調波成分が少ないため、人形で
高価な大容量の高調波フィルタを省略でき、信頼性と安
全性の向」−を図れるとともに、大幅な小形軽量化が図
れる。

（４）半導体スイッチは直接に電源ラインの交流電圧を
制御せず、制御リアクトルの制御巻線の低電圧、低電流
の励磁電流を制御するため、半導体スイッチと制御回路
の著しい小容量化と大幅な低コスト化が図れる。また回
路設計も容易となる。

（５）制御リアクトルの容量は非励磁において一定の、
たとえば、入力電圧に対してマイナス１５％の電圧降下
をさせるのに必要なインピーダンスをもてば充分である
ため、極めて小容量の制御リアクトルの採用が可能とな
るため、装置全体が小形軽量化されるとともに大幅なコ
ストダウンが可能となる。

（６）低電圧、小容量の半導体スイッチと小容量の制御
リアクトルの制御巻線と組み合わせて高電圧、大容量の
電圧制御が可能なため、安全で信頼性が高く、しかも、
極めて安価な電子部品で従来不可能であった大容量の電
力の制御が可能となるため、実用上の効果が大きい。

（７）大きな負荷容量に対して小形で小容量の制御リア
クトルと小電力の制御回路の採用を可能として、エネル
ギー損失を最小としたため、大幅な高効率化が図れる。

（８）制御リアクトルの交流巻線の過負荷耐量が極めて
大きいため、交流巻線の断線が殆ど起らなく、シかも、
制御装置における分流トランジスタが破損したときでも
負荷電流に比例した直流励磁ｆＪｉ流によって制御リア
クトルが磁気飽和されて誘導負荷には最大の電圧が供給
され、誘導負荷のストールが防止される。このようにフ
ェイル・セーフ機能が作用するので安全性が高い。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による自動力率制御装置の望ましい実施
例の結線図、第２図は第１図の制御リアクトルの平面図
、第３図は第１図の電圧波形図、第４図は第１図の負荷
状態検出回路の１例を示す回路図、第５図は第４図の回
路の波形図、第６図は第１図の電流電圧波形図をそれぞ
れ示す。 ２４・・・・・・・制御リアクトル ２８・・・・・・・・・直流励ａｔｔｔ源３０・・・・
・半導体スイッチ回路 ３２・・・・・・・・力率検出回路 ３４・・・・・・・制御回路 特許出願人　アレックス世子工業株式会社第１１１２Ｉ ２ろ 本２図 、￥Ｅ−、４図 ＜ｏ。 本５図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、（ａ）可飽和鉄心と、前記可飽和鉄心に巻装されて
   交流電源と誘導負荷との間に接続された交流巻線と、前
   記可飽和鉄心の磁気飽和状態を制御して、前記交流巻線
   の出力電圧を調整する直流制御巻線とを備えた制御リア
   クトルからなる磁気制御装置と、 （ｂ）前記交流電源と前記誘導負荷との間に接続された
   整流器を備え、前記制御巻線に直流出力電流を供給する
   直流励磁電源と、（ｃ）前記制御巻線と前記直流励磁電
   源の直流出力端子間に接続されていて前記直流出力電流
   の分流を可能にする分流用半導体スイッチと、（ｄ）前
   記制御巻線に並列接続されていて前記半導体スイッチの
   オフ時に前記直流出力電流と前記制御巻線に流れる電流
   との差電流分を吸収する電流吸収回路と、 （ｅ）前記誘導負荷の力率に比例した出力信号を発生す
   る力率検出回路と、 （ｆ）基準信号を発生する基準信号発生器と、前記出力
   信号と前記基準信号とに応答して駆動信号を発生する駆
   動信号発生回路とを備えた制御回路と、 を備え、前記分流用半導体スイッチが前記駆動信号によ
   りオンオフ制御されることを特徴とする自動力率制御装
   置。 ２、前記半導体スイッチに並列に電圧制限素子が接続さ
   れたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の自動
   力率制御装置。 ３、前記力率検出回路が負荷電圧と負荷電流の位相差を
   検出する位相差検出回路を備えたことを特徴とする特許
   請求の範囲第１項または第２項記載の自動力率制御装置
   。 ４、前記駆動信号発生回路が前記出力信号に応答したパ
   ルス巾の出力パルスを発生する増幅器と、前記増幅器の
   出力に応答して前記半導体スイッチの通流率を制御する
   トランジスタとを備えたことを特徴とする特許請求の範
   囲第１項または第２項記載の自動力率制御装置。 ５、前記制御リアクトルが前記交流巻線に接続された波
   形歪み修正回路を備えたことを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載の自動力率制御装置。 ６、前記波形歪み修正回路は互いに直列接続された波形
   歪み修正変圧器とインピーダンスとを備えたことを特徴
   とする特許請求の範囲第５項記載の自動力率制御装置。 ７、前記変圧器は一端が互いに接続された１次巻線と２
   次巻線を備え、前記１次巻線は前記誘導負荷の入力端に
   前記インピーダンスを介して接続され、前記２次巻線は
   前記第１交流巻線の入力端と前記第２交流巻線の出力端
   との間に前記インピーダンスを介して接続されているこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第６項記載の自動力率制
   御装置。 ８、（ａ）可飽和鉄心と、前記可飽和鉄心に巻装されて
   交流電源と誘導負荷との間に直列接続された交流巻線と
   、前記交流巻線の出力電圧を調整する制御巻線とを備え
   た制御リアクトルからなる磁気制御形電圧調整器と、（
   ｂ）前記電圧調整器の端子電圧に依存した電流成分と、
   前記誘導負荷の負荷電流に依存した電流成分とをベクト
   ル合成した電流を整流して直流出力電流を前記制御巻線
   に供給する整流器を備えた直流励磁電源と、（ｃ）前記
   整流器の直流出力端子側に接続されていて前記直流出力
   電流の分流を可能にする半導体スイッチと、 （ｄ）前記制御巻線に並列接続されていて前記半導体ス
   イッチのオフ時に前記直流出力電流と前記制御巻線に流
   れる電流との差電流分を吸収する電流吸収回路と、 （ｅ）前記誘導負荷の力率に比例した出力信号を発生す
   る力率検出回路と、 （ｆ）基準信号を発生する基準信号発生器と、前記出力
   信号と前記基準信号との差に応答した駆動信号を発生す
   る駆動信号発生回路とからなる制御回路と、 を備え、前記分流用半導体スイッチが前記駆動信号に応
   答してオンオフして前記直流出力電流の分流を前記力率
   が１に近づくように制御することを特徴とする自動力率
   制御装置。 ９、前記制御リアクトルが前記交流巻線に接続された波
   形歪み修正回路を備えたことを特徴とする特許請求の範
   囲第８項記載の自動力率制御装置。 １０、前記波形歪み修正回路は互いに直列接続された波
   形歪み修正変圧器とインピーダンスとを備えたことを特
   徴とする特許請求の範囲第９項記載の自動力率制御装置
   。 １１、前記変圧器は一端が互いに接続された１次巻線と
   ２次巻線を備え、前記１次巻線は前記誘導負荷の入力端
   に前記インピーダンスを介して接続され、前記２次巻線
   は前記交流巻線の入力端と出力端との間に前記インピー
   ダンスを介して接続されていることを特徴とする特許請
   求の範囲第１０項記載の自動力率制御装置。 １２、（ａ）可飽和鉄心と、前記可飽和鉄心に巻装され
   て交流電源と誘導負荷との間に接続された交流巻線と、
   前記交流巻線の出力電圧を調整する制御巻線を備えた制
   御リアクトルからなる磁気制御形電圧調製器と、（ｂ）
   前記交流電源と前記誘導負荷との間に接続された整流器
   により直流出力電流を前記制御巻線に供給する直流励磁
   電源と、（ｃ）前記整流器の直流出力端子側に接続され
   ていて前記直流出力電流の分流を可能にする半導体スイ
   ッチと、 （ｄ）前記制御巻線に並列接続されていて前記半導体ス
   イッチのオフ時に前記直流出力電流と前記制御巻線に流
   れる電流との差電流分を吸収する電流吸収回路と、 （ｅ）前記誘導負荷の力率に比例した出力電圧信号を発
   生する力率検出回路と、 （ｆ）前記出力電圧信号に応答し、前記力率の低下に比
   例して前記直流出力電流の分流電を増加させるよう前記
   半導体スイッチのオンオフ制御を行なう制御回路と、 を備えた自動力率制御装置。