JPH01197819A - 誘導負荷用自動電力制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の対象〕 本発明は交流電力制御装置に関し、とくに、交流インダ
クションモータ等の誘導負荷用自動電力制御装置に関す
る。

〔従来技術〕　　　・ 従来、交流インダクシコンモータ、その他の誘導負荷の
省エネルギーを目的として、米国特許筒４’、０５２，
６４８号および同４，３３７，６４０号において、イン
ダクションモータの入力電圧を位相制御により変えて力
率を改善することが提案されている。

これら電力制御装置では、サイリスタにより負荷に供給
される交流電圧を直接位相制御するため、負荷電流が多
くの電磁波ノイズや高調波成分を含み、とくに高調波電
流が電力制御装置の電力用コンデンサとリニア・リアク
トルに流入して、これら素子に異常音、振動の発生およ
び過熱、損傷等の障害をひき起こしていた。しかも、位
相制御により発生した電磁波ノイズはコンピュータ等の
情報機器やその他の制御装置に多大な障害を与えていた
。サイリスタは毎サイクルにおいて電圧に同期して点弧
されているが、サイリスタの点弧のための同期信号はｆ
ｆ１ｉｌｌＸ電圧からとっているので。

同期信号はｔｆＩｇ電圧の波形歪みのために変動してし
まうことがあった。このため負荷の状フッによっては制
御が不安定になったり、場合によっては制御不能となっ
てしまい、省エネルギー効果が不充分となったり、ある
いは電力制御装置自体の安全性ならびに信頼性において
問題があった。これを解決することを目的として、米国
特許筒４，６０２，２００号には高調波フィルターを設
けることが提案されているが、この装置では多数の大容
量のコンデンサ、リアクトル、ならびに抵抗を必要とし
、装置全体が大形化するとともにｍＷコストが極めて高
くついていた。つぎにインダクションモータや誘導コイ
ルの始動時にはモータの定格電流の６倍以上の大きい始
動′Ｐｆｔｉｄが流れて、しばしば電力用半導体素子が
破壊するためにその都度負荷装置が停止して頻繁な保守
点検が必要であり、したがって、これを防ぐためには不
必要に大きな定格の電力用半導体素子と大容量で高コス
トの制御回路とを必要とし、不経済であるだけでなく、
電力損失も大きいという欠点があった。

〔発明の目的〕

そこで１本発明の目的は電磁樟ノイズや高調波成分の発
生が著しく少なく、しかも、省エネルギー効果の高い誘
導負荷用自動電力制御装置を提供することを目的とする
。

本発明の他の目的は過負荷耐量が大きくて負荷装置のス
トールをひき起さず、しかも安定性や信頼性が高く、保
守点検が不要な誘導負荷用自動電力制御装置を提供する
ことを目的とする。

本発明の他の目的は交流インダクションモータ等の誘導
負荷の急激な負荷変動に高速に応答可能な誘導負荷用自
動電力制御装置を提供することを目的とする。

本発明の他の目的は著しく小形軽量化され、従来の数分
の１の低コストの誘導負荷用自動電力制御装置を提供す
ることを目的とする。

〔発明の構成〕

本発明の自動電力制御装置は可飽和鉄心と、前記可飽和
鉄心に巻装されて交流電源と誘導負荷との間に接続され
た交流巻線と、前記可飽和鉄心の磁気飽和状態を制御し
て、前記交流巻線の出力電圧を調整する直流制御巻線と
を備えた制御リアクトルからなる磁気制御装置と、前記
交流電源と前記誘導負荷との間に接続された整流器を備
え、前記制御巻線に直流出力電流を供給する直流励磁電
源と、前記制御巻線と前記直流励磁電源の直流出力端子
間に接続されていて前記直流出力電流の分流を可能にす
る分流用半導体スイッチと、前記制御巻線に並列接続さ
れていて前記半導体スイッチのオフ時に前記直流出力電
流と前記制御巻線に流れる電流との差電流分を吸収する
電流吸収回路と、前記誘導負荷の負荷状態に比例した出
力信号を発生する負荷状態検出回路と、基４！信号を発
生する基準信号発生器と、前記出力信号と前記基準信号
とに応答して駆動信号を発生する＃動信号発生回路とを
備えた制御回路とを備え、前記分流用半導体スイッチが
前記駆動信号によりオンオフ制御されることを特徴とす
る。

〔実施例〕

以下１図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第１図において１本発明の望ましい実施例による誘導負
荷用自動電力制御装置１０は交流電源１２に接続される
入力端１４．１６と、誘導負荷１８に接続される出力端
２０．２２と、誘導負荷１８に供給される出力電圧を負
荷状態に応じて可変調整する制御リアクトル２４からな
る磁気制御装置と、制御リアクトル２４の制御巻線２６
に直流励磁電流を供給する直流励磁電源２８と、制御巻
線２６と直流励磁型ＷＸ２８との間に接続され。

制御巻線２６に供給されるｉｆ流励磁電流を可変する半
導体スイッチ回路３０と、負荷状態に比例した出力信号
を発生する負荷状態検出回路３２と。

出力信号に応答して半導体スイッチ回路３０の通流率を
制御して出力電圧を負荷状態に応答して調整する制御回
路３４とを備える。

第１図において、制御り゛アクドル２４は可飽和鉄心３
８に巻装された交流巻線２４と、鉄心３８の飽和度を制
御する直流制御巻線２６とを備える。

実際の使用においては、制御リアクトル２４による非励
磁時の最大の電圧降下率は入力電圧に対し１０〜３５％
の範囲で充分であり、この範囲で殆どの誘導負荷の電力
制御が連続的に可能である。電圧降下率は望ましくは約
１５％前後が適当であり、その場合、制御リアクトル２
４は負荷容量の約１７１０以下の容量のＥ工鉄心を採用
することができるため、大幅な小形軽量化と著しい低コ
スト化が実現できる。たとえば、０．７５ＫＷの３相２
００ｖ誘導モータ用の制御リアクトルは負荷容量０．７
５ＫＷの１／１０以下の約０．０６０ＫＶＡのＥＩ変圧
器鉄心（横幅７６■×コア厚み３５園）で作成した制御
リアクトルを３個用いて３相結線すれば良い、制御巻線
２６により鉄心３８の飽和度を制御することにより出力
電圧を調整すると、出力波形は第３図の第３高調波４０
によって波形４２の如く歪む。

この波形歪みを修正するために、第１図に示す如く、歪
み修正変圧器４４が制御リアクトル２４と並列に接続さ
れる。歪み修正変圧器４４は出力端２０．２２に直列イ
ンダクタ４８からなるインピーダンスを介して接続され
た１次巻線４６と、制御リアクトル２４の交流巻線２４
の端子間に直列インダクタ４８を介して接続された２次
巻線５０を備え、このような結線によって、制御リアク
トルに流れる基本正弦波交流電圧は修正トランスの２次
巻線によって供給される正弦波交流と同じ位相角と電圧
レベルを有する。このため、＠還電流は流れず、基本正
弦波交流の吸収は行なわれない。

制御リアクトル２４に第３高調波が生じると、その第３
高調波は歪み修正変圧器の２次巻線５０にも供給される
ために大きな循還電流が流れて、第３高調波を吸収する
。

いま、入力端１４．１６に波形歪みのない正弦波交流電
圧４３が供給されると、制御リアクトル２４の交流巻線
２４の両端に現わ九る電圧は第３図の波形４２の如く歪
む、入力波形４３と出力波形４２との間の電圧ドロップ
は出力端２０．２２を介して誘導負荷１８に供給される
とともに、前記電圧ドロップは修正変圧器４４の１次巻
線４６と直列インダクタ４８とに供給される。このとき
、１次巻線４６の基本電圧波形は制御リアクトル２４の
交流者＠２４の端子電圧波形に対して僅かに位相がずれ
ている。しかしながら、各リアクタンスの値は３倍を掛
けたものと等しくなるため。

第３高調波４０の位相ずれはもっと大きくなる。修正変
圧＠４４は電圧を反転させて交流巻線２４の電圧ドロッ
プに対向して基本波形を印加する。

第３高調波の位相はすでにずれているため２次巻線５０
の端子電圧は交流巻線２４の端子電圧に影響を与え、こ
のとき比較的大きな循還電流が交流巻線２４，２次巻線
５０およびインダクタ４８に流れて交流巻線２４におけ
る第３高調波の影響をとり除く、その結果、基本波形４
３のみが出力端２０．２２に現われる。

第１図にもどって、直流励磁型＠２８は制御リアクトル
２４の出力側に接続された変流器８０と、交流リアクト
ル８２とを備える。変流器８０は誘導負荷１８の負荷電
流に依存した電流をとり出すための電流成分回路として
機能する。符号８１は可変分流抵抗を示す、交流リアク
トル８２は制御リアクトル２４の出力電圧に依存した電
流をとり出すための電圧成分回路として機能する。交流
リアクトル８２は抵抗と置換しても良い、また。

交流リアクトルまたは抵抗は間接的に変圧器を介して出
力端２０．２２に接続しても良い１両電流成分は整流器
８４の交流入力側でベクトル合成される。整流器８４の
直流出力電流は同成分の合成電流を整流したものに相当
し、電流制限用調整抵抗８５を通ってコンデンサ８６に
より平滑され。

制御巻線２６の直流出力電流工として用いられる。整流
器８４の直流出力電流に含まれる電流依存成分と電圧依
存成分とにより、負荷の急激な変動時に直流出力電流の
変化に、よって高速応答でその負荷変動を補償させるこ
とができる。

半導体スイッチ回路３０は半導体スイッチ８８を備え、
この半導体スイッチ８８は整流器８４の直流出力端子間
に直流励磁電流Ｉを制御するために接続される。半導体
スイッチ８８としてはトランジスタやサイリスタを使用
することができる。

第１図において、半導体スイッチ８８はインバーテツド
ダーリントン回路を形成する第１と第２の制御用トラン
ジスタ８８ａ、８８ｂを備える。

ここで、インバーテツドダーリントン回路とは、ＰＮＰ
型トランジスタとＮ、ＰＮ型トランジスタを相補的に接
続した回路を云う、すなわち、第１の制御用トランジス
タ８８ａのペース電流を制御するために第２の制御用ト
ランジスタ８８ｂがインバーテツドダーリントン接続さ
れ、インバーテツドダーリントン回路を形成している。

直流励磁電流Ｉを供給される制御巻＠２６には電流吸収
回路９０が並列接続されている。電流吸収口ｆ８９０と
してはコンデンサが用いられる。この電流吸収回路９０
は半導体スイッチ８８がオフ時に整流器８４の直流出力
電流と直流励磁電流との差電流分を吸収する作用をする
。電流吸収回路８８と並列に電圧制限素子９２が接続さ
れる。この電圧制御素子９２は励磁電圧が電圧制限素子
９２により制限される電圧に達すると導通し、半導体ス
イッチ８８と電流吸収回路９０に過電圧が加わらないよ
うにするために設けられる。電圧制限素子９２として定
電圧ダイオードを用いた場合の実施例が第１図に示され
ている。第１図において、電流吸収回路９０としてのコ
ンデンサと半導体スイッチ８８との間に逆流防止用ダイ
オード９４が挿入されている。ダイオード９４は半導体
スイッチ８８のオン時にコンデンサ９０からの放電電流
がこの半導体スイッチ８８を介して流れるのを阻止する
。これにより半導体スイッチ８８として用いられる例え
ば図示の如きトランジスタなどの素子の破壊の危険性を
防止する。

第４，５図において、負荷状態検出回路３２は力率検出
回路からなるものとして示されている。負荷状態検出回
路３２において、変圧器ＰＴからの正弦波の電圧信号（
ａ）は演算増幅器により成る増幅器１００に供給され、
同様に変流器ＣＴからの正弦波の電流信号（ｂ）は同様
に演算増幅器より成る増幅器１０２に供給される。増幅
器１００，１０２は、大きな増幅率を有し、信号（ａ）
および（ｂ）をそれぞれ矩形波に変換して信号（ｅ）お
よび（ｄ）を出力する。ついで、信号（ｅ）および（ｄ
）はＮ○Ｒ＠略１０４に供給され、信号（ｃ）および（
ｄ）の位相差（θ）と等しいパルス（Ｓ）を出力する。

このパルス（θ）は抵抗とコンデンサからなるローパス
・フィルタ１０６を介して直流信号（ｆ）に変換される
。この直流信号（ｆ）は制御回路３４に供給される。

第１図において制御回路３４はトランジスタ１０８と、
三角波形の基準信号を発生する三角波発振器（基準信号
発生器）１１０と、負荷状態検出回路３２の出力信号（
ｆ）と三角波発振器１１０の三角波形出力ｇとを比較し
て、トランジスタ１０８のベースにパルス巾の異なる駆
動パルスを出力する差動増幅器１１２を備える。トラン
ジスタ１０８のコレクターは抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してト
ランジスタ８８ａのコレクタ側に接続され、トランジス
タ８８ｂのオン・オフによって半導体スイッチ８０の通
流率を制御する。これにより制御巻線２６の励磁電流が
調整される。この場合に通流率制御は負荷状態検出回路
の出力信号ｆが低レベルになるように、すなわち、負荷
電圧と負荷電流との位相差をなくすように制御回路３４
により制御される。

つぎに、第６図に示す各部の電圧電流波形例を参照しな
がら動作を説明する。

整流器８４の直流励磁電流工はいかなる場合でも制御巻
線２６の励磁電施工′の所要値よりも大きくなるように
回路定数が選ばれる。半導体スイッ′チ８８がオンのと
きには整流器８４の直流出力電流Ｉはこの半導体スイッ
チ８８によって分路され、励磁電流Ｉ゛は減少してゆく
、つぎに、半導体スイッチ８８がオフすると、整流器出
力電流Ｉは増加してゆきながら制御巻線２６に流入する
。制御巻線２６のリアクタンスのため励磁電流１′は徐
々にしか増大できないため、差電流分Ｉ−Ｉ’は電流吸
収コンデンサ９０に流入する。このようにして、励磁電
施工′は半導体スイッチ８８のベース信号によって目樟
値に保たれるように瞬時値制御される。

増幅器１１２のマイナス入力端に加えられた負荷電圧と
負荷電流との位相差に比例した出力信号ｆとプラス入力
端に加えられた三角波基準信号ｇとが比較されて、出力
パルスｈが生ずる０時間ｔ１のとき、ｍ幅器１１２は“
１″信号を出力し、時間ｔ１のとき“Ｏｎ信号を出力す
る。増幅器１１２から“１＃′信号が出力されると、ト
ランジスタ１０８がオンとなり。

トランジスタ８８ａ、８８ｂがオンとなる。

ある瞬時での半導体スイッチ８８の通流率αはオン時間
をＴｏｎ、周期をＴとすると、 Ｔｏｎ α＝　　□ と表わすことができ、励磁電施工′の平均値Ｉ’ａｖは
、整流器出力Ｉの平均値Ｉａｖとすると Ｉ’　ａｖ＝α　Ｉａｖ なる関係にある。すなわち、平均値としてみると、整流
器出力電施工のうち励磁にはαＩａｖだけ流れ、半導体
スイッチ８８には残りの（１−α）Ｉａｖが分流してい
ることが分かる。このように半導体スイッチ８８は負荷
状態検出回路３２により検出された負荷状態に応答して
オン・オフされて、負荷電圧と負荷電流の位相差が常に
ゼロレベルに近づくように制御回路３４により制御され
る。すなわち、負荷電圧と負荷電流との位相差θが大き
いときは、誘導負荷の力率が極めて低く、負荷状態検出
回路３２の出力ｆは高くなる。このとき、第６図より明
らかなように、トランジスタ１０８の出力ｊのパルス中
が大きくなるため、半導体スイッチ８８の通流率が大き
くなって励磁電流の分流量が大きくなる。したがって、
制御巻線２６に供給される制御電流Ｉ’が少なくなって
、制御リアクトル２４の磁気飽和度が少なくなる。この
とき、制御リアクトル２４のインピーダンスが高くなっ
て出力電圧が低下する。つぎに誘導負荷が増大して、負
荷電圧と負荷電流との位相差が小さくなると、負荷状態
検出回路３２の出力ｆは低くなる。このとき、増幅器１
１２の出力りのパルス幅が小さくなるため。

半導体スイッチ８８の通流率が小さくなって励磁電施工
ゝが増加してリアクトル２４のインピーダンスが小さく
なって出力電圧が増加する。このように、制御回路３４
は負荷状態検出回路３２の出力信号ｆに応答して、半導
体スイッチ８８の通流率を制御することにより励磁電流
Ｉ′を制御し、もって、制御リアクトル２４から誘導負
荷１８に供給される出力電圧を力率が１に近くなるよう
に調整する。その結果、誘導負荷１８は負荷状態に応じ
て常に最適な電力で駆動されて、大幅な省エネルギー効
果が得ら九る。

以上、負荷状態検出回路３２は力率検出回路からなるも
のとして説明したが、負荷状態検出回路３２は公知のた
とえば米国特許第３，５８８，７１０号および同第４，
４８０，２１９に開示された位相検出回路もしくは米国
特許第４，１１７，４０８号等に開示された負荷信号発
生回路から構成しても良い。

〔発明の効果〕

以上より明らかなように、本発明による自動電力制御装
置はっぎのような効果をもたらす。

（１）負荷電圧が負荷状態に応じて自動的にしかも連続
的に瞬時制御され。

すなわち負荷率の減少に比例して負荷電圧が減少される
ため、誘導負荷が惜に高い力率で駆動され、大幅な省エ
ネルギー効果が得られる。

（２）負荷電圧の制御が制御リアクトルの制御巻線に流
れる励磁電流の制御により行なわれ、電源ラインにおけ
る交流電圧を直接位相制御することがないため、１！ｌ
磁波ノイズの発生が少なく、また、負荷電流に含まれる
高調波成分が少ない、したがフて、コンピュータ等の情
報機器やその他の制御装置に与える障害が少ない。

（３）電磁波ノイズや高調波成分が少ないため、大形で
高価な大容量の高調波フィルタを省略でき、信頼性と安
全性の向上を図九るとともに、大幅な小形軽量化が図れ
る。

（４）半導体スイッチは直接に電源ラインの交流電圧を
制御せず、制御リアクトルの制御巻線の低電圧、低電流
の励磁電流を制御するため、半導体スイッチと制御回路
の著しい小容量化と大幅な低コスト化が図れる。また回
路設計も容易となる。

（５）制御リアクトルの容量は非励磁において一定の、
たとえば、入力電圧に対してマイナス１５％の電圧降下
をさせるのに必要なインピーダンスをもてば充分である
ため、極めて小容量の制御リアクトルの採用が可能とな
るため、装置全体が小形軽量化されるとともに大幅なコ
ストダウンが可能となる。

（６）低電圧、小容量の半導体スイッチと小容量の制御
リアクトルの制御巻線と組み合わせて高電圧、大容量の
電圧制御が可能なため、安全で信頼性が高く、シかも、
極めて安価な電子部品で従来不可能であった大容量の電
力の制御が可能となるため、実用上の効果が大きい。

（７）大きな負荷容量に対して小形で小容量の制御リア
クトルと小電力の制御回路の採用を可能として、エネル
ギー損失を最小としたため、大幅な高効率化が図れる。

（８）制御リアクトルの交流巻線の過負荷耐量が極めて
大きいため、交流巻線の断線が殆ど起らなく、シかも、
制御装置における分流トランジスタが破損したときでも
負荷電流に比例した直流励磁電流によって制御リアクト
ルが磁気飽和されて誘導負荷には最大の電圧が供給され
、誘導負荷のストールが防止される。このようにフェイ
ル・セーフ機能が作用するので安全性が高い。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による自動電力制御装置の望ましい実施
例の結線図、第２図は第１図の制御リアクトルの平面図
、第３図は第１図の電圧波形図。 第４図は第１図の負荷状態検出回路の１例を示す回路図
、第５図は第４図の回路の波形図、第６図は第１図の電
流電圧波形図をそれぞれ示す。 ２４・・・・・・・・・制御リアクトル２８・・・・・
・・・・直流励Ｉｉｌ電源３０・・・・・・・・・半導
体スイッチ回路３２・・・・・・・・・負荷状態検出回
路３４・・・・・・・・・制御回路 特許出願人　アレックス電子工業株式会社寿１図 奏２図 為４図 Ｌ　　　　　　　　　　　　　、　　　　　　　　　　
　Ｊ奉５ワ 為６圏

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、（ａ）可飽和鉄心と、前記可飽和鉄心に巻装されて
   交流電源と誘導負荷との間に接続された交流巻線と、前
   記可飽和鉄心の磁気飽和状態を制御して、前記交流巻線
   の出力電圧を調整する直流制御巻線とを備えた制御リア
   クトルからなる磁気制御装置と、 （ｂ）前記交流電源と前記誘導負荷との間に接続された
   整流器を備え、前記制御巻線に直流出力電流を供給する
   直流励磁電源と、（ｃ）前記制御巻線と前記直流励磁電
   源の直流出力端子間に接続されていて前記直流出力電流
   の分流を可能にする分流用半導体スイッチと、（ｄ）前
   記制御巻線に並列接続されていて前記半導体スイッチの
   オフ時に前記直流出力電流と前記制御巻線に流れる電流
   との差電流分を吸収する電流吸収回路と、 （ｅ）前記誘導負荷の負荷状態に比例した出力信号を発
   生する負荷状態検出回路と、 （ｆ）基準信号を発生する基準信号発生器と、前記出力
   信号と前記基準信号とに応答して駆動信号を発生する駆
   動信号発生回路とを備えた制御回路と、 を備え、前記分流用半導体スイッチが前記駆動信号によ
   りオンオフ制御されることを特徴とする誘導負荷用自動
   電力制御装置。 ２、前記半導体スイッチに並列に電圧制限素子が接続さ
   れたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の誘導
   負荷用自動電力制御装置。 ３、前記負荷状態検出回路が負荷電圧と負荷電流の位相
   差を検出する位相差検出回路を備えたことを特徴とする
   特許請求の範囲第１項または第２項記載の誘導負荷用自
   動電力制御装置。 ４、前記駆動信号発生回路が前記出力信号に応答したパ
   ルス巾の出力パルスを発生する増幅器と、前記増幅器の
   出力に応答して前記半導体スイッチの通流率を制御する
   トランジスタとを備えたことを特徴とする特許請求の範
   囲第１項または第２項記載の誘導負荷用自動電力制御装
   置。 ５、前記制御リアクトルが前記交流巻線に接続された波
   形歪み修正回路を備えたことを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載の誘導負荷用自動電力制御装置。 ６、前記波形歪み修正回路は互いに直列接続された波形
   歪み修正変圧器とインピーダンスとを備えたことを特徴
   とする特許請求の範囲第５項記載の誘導負荷用自動電力
   制御装置。 ７、前記変圧器は一端が互いに接続された１次巻線と２
   次巻線を備え、前記１次巻線は前記誘導負荷の入力端に
   前記インピーダンスを介して接続され、前記２次巻線は
   前記第１交流巻線の入力端と前記第２交流巻線の出力端
   との間に前記インピーダンスを介して接続されているこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第６項記載の誘導負荷用
   自動電力制御装置。 ８、（ａ）可飽和鉄心と、前記可飽和鉄心に巻装されて
   交流電源と誘導負荷との間に直列接続された交流巻線と
   、前記交流巻線の出力電圧を調整する制御巻線とを備え
   た制御リアクトルからなる磁気制御形電圧調整器と、（
   ｂ）前記電圧調整器の端子電圧に依存した電流成分と、
   前記誘導負荷の負荷電流に依存した電流成分とをベクト
   ル合成した電流を整流して直流出力電流を前記制御巻線
   に供給する整流器を備えた直流励磁電源と、（ｃ）前記
   整流器の直流出力端子側に接続されていて前記直流出力
   電流の分流を可能にする半導体スイッチと、 （ｄ）前記制御巻線に並列接続されていて前記半導体ス
   イッチのオフ時に前記直流出力電流と前記制御巻線に流
   れる電流との差電流分を吸収する電流吸収回路と、 （ｅ）前記誘導負荷の負荷状態に比例した出力信号を発
   生する負荷状態検出回路と、 （ｆ）基準信号を発生する基準信号発生器と、前記出力
   信号と前記基準信号との差に応答した駆動信号を発生す
   る駆動信号発生回路とからなる制御回路と、 を備え、前記分流用半導体スイッチが前記駆動信号に応
   答してオンオフして前記直流出力電流の分流を前記出力
   信号が一定のレベルに近づくように制御することを特徴
   とする誘導負荷用自動電力制御装置。 ９、前記制御リアクトルが前記交流巻線に接続された波
   形歪み修正回路を備えたことを特徴とする特許請求の範
   囲第８項記載の誘導負荷用自動電力制御装置。 １０、前記波形歪み修正回路は互いに直列接続された波
   形歪み修正変圧器とインピーダンスとを備えたことを特
   徴とする特許請求の範囲第９項記載の誘導負荷用自動電
   力制御装置。 １１、前記変圧器は一端が互いに接続された１次巻線と
   ２次巻線を備え、前記１次巻線は前記誘導負荷の入力端
   に前記インピーダンスを介して接続され、前記２次巻線
   は前記交流巻線の入力端と出力端との間に前記インピー
   ダンスを介して接続されていることを特徴とする特許請
   求の範囲第１０項記載の誘導負荷用自動電力制御装置。 １２、（ａ）可飽和鉄心と、前記可飽和鉄心に巻装され
   て交流電源と誘導負荷との間に接続された交流巻線と、
   前記交流巻線の出力電圧を調整する制御巻線を備えた制
   御リアクトルからなる磁気制御形電圧調整器と、（ｂ）
   前記交流電源と前記誘導負荷との間に接続された整流器
   により直流出力電流を前記制御巻線に供給する直流励磁
   電源と、（ｃ）前記整流器の直流出力端子側に接続され
   ていて前記直流出力電流の分流を可能にする半導体スイ
   ッチと、 （ｄ）前記制御巻線に並列接続されていて前記半導体ス
   イッチのオフ時に前記直流出力電流と前記制御巻線に流
   れる電流との差電流分を吸収する電流吸収回路と、 （ｅ）前記誘導負荷の力率に比例した出力電圧信号を発
   生する負荷状態検出回路と、 （ｆ）前記出力電圧信号に応答し、前記力率の低下に比
   例して前記直流出力電流の分流量を増加させるよう前記
   半導体スイッチのオンオフ制御を行なう制御回路と、 を備えた誘導負荷用自動電力制御装置。