JPH0121699B2 - - Google Patents
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- JPH0121699B2 JPH0121699B2 JP15723282A JP15723282A JPH0121699B2 JP H0121699 B2 JPH0121699 B2 JP H0121699B2 JP 15723282 A JP15723282 A JP 15723282A JP 15723282 A JP15723282 A JP 15723282A JP H0121699 B2 JPH0121699 B2 JP H0121699B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 102100031437 Cell cycle checkpoint protein RAD1 Human genes 0.000 description 2
- 102100033934 DNA repair protein RAD51 homolog 2 Human genes 0.000 description 2
- 101001130384 Homo sapiens Cell cycle checkpoint protein RAD1 Proteins 0.000 description 2
- 101001132307 Homo sapiens DNA repair protein RAD51 homolog 2 Proteins 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、入力電圧の切り換えあるいは広範囲
の入力電圧の変動に対応して一定の安定化出力電
圧を得ることができる直流安定化電源装置として
のスイツチング電源に関するものである。
の入力電圧の変動に対応して一定の安定化出力電
圧を得ることができる直流安定化電源装置として
のスイツチング電源に関するものである。
商用交流電源電圧は、国内ではAC100Vあるい
はAC200Vであり、外国でもAC100V系あるいは
AC200V系が使用されており、その電圧は大幅に
異なつているが、電子機器の動作電圧は直流電圧
の例えばDC5VやDC12V等と定まつており、こ
のような直流の動作電圧を安定に商用交流電源か
ら得るための直流安定化電源装置として、パルス
幅制御方式のスイツチング電源が従来から使用さ
れている。
はAC200Vであり、外国でもAC100V系あるいは
AC200V系が使用されており、その電圧は大幅に
異なつているが、電子機器の動作電圧は直流電圧
の例えばDC5VやDC12V等と定まつており、こ
のような直流の動作電圧を安定に商用交流電源か
ら得るための直流安定化電源装置として、パルス
幅制御方式のスイツチング電源が従来から使用さ
れている。
また、このような複数の商用交流電源電圧ある
いは広範囲の入力電圧の変動に対応できるスイツ
チング電源の需要も多くなつてきている。
いは広範囲の入力電圧の変動に対応できるスイツ
チング電源の需要も多くなつてきている。
ここで出力の負荷変動、入力変動に対して出力
電圧を安定に制御する従来からのパルス幅制御方
式によつて、複数の商用交流電源電圧あるいは広
範囲の入力電圧の変動に対応させることについて
下記により検討する。
電圧を安定に制御する従来からのパルス幅制御方
式によつて、複数の商用交流電源電圧あるいは広
範囲の入力電圧の変動に対応させることについて
下記により検討する。
スイツチング電源のパルス幅制御方式における
出力電圧Eoと入力電圧Eiとの関係は、トランス
の１次捲線と２次捲線との捲数比をＮ、スイツチ
ング・トランジスタの動作周期をＴ、スイツチン
グ・トランジスタの導通幅をtonとすると、 Eo＝ton・Ei／Ｔ・Ｎとなる。
出力電圧Eoと入力電圧Eiとの関係は、トランス
の１次捲線と２次捲線との捲数比をＮ、スイツチ
ング・トランジスタの動作周期をＴ、スイツチン
グ・トランジスタの導通幅をtonとすると、 Eo＝ton・Ei／Ｔ・Ｎとなる。
そして、出力電圧Eoを一定とすると、制御パ
ルスのデユーテイ比ton／Ｔと入力電圧Eiとの関
係は、第１図の如く双曲線となる。
ルスのデユーテイ比ton／Ｔと入力電圧Eiとの関
係は、第１図の如く双曲線となる。
ここで、例えばスイツチング電源のスイツチン
グ動作周波数を20KHzとすると、入力電圧が
AC100Vの時は、tonは7μs程度、入力電圧が
AC200Vの時は、3.5μs以下となり、スイツチン
グ・トランジスタの蓄積時間に近づくことにな
り、このために動作が不安定になつたり、損失が
増大する。（パルス幅が蓄積時間以下になると制
御が出来なくなる。） また、パルス幅制御回路中の誤差増幅器の利得
も入力電圧の変動幅の増大に伴い、高くする必要
があるため、発振等の不安定要因を生ずる。
グ動作周波数を20KHzとすると、入力電圧が
AC100Vの時は、tonは7μs程度、入力電圧が
AC200Vの時は、3.5μs以下となり、スイツチン
グ・トランジスタの蓄積時間に近づくことにな
り、このために動作が不安定になつたり、損失が
増大する。（パルス幅が蓄積時間以下になると制
御が出来なくなる。） また、パルス幅制御回路中の誤差増幅器の利得
も入力電圧の変動幅の増大に伴い、高くする必要
があるため、発振等の不安定要因を生ずる。
一般にスイツチング電源は、スイツチング動作
周波数を高くすることにより使用部品が小型化で
き、これにより電源装置としても小型化できるも
のであるが、上述の理由により高周波化は非常に
困難な問題となる。
周波数を高くすることにより使用部品が小型化で
き、これにより電源装置としても小型化できるも
のであるが、上述の理由により高周波化は非常に
困難な問題となる。
このように従来のパルス幅制御方式で複数の商
用交流電源電圧あるいは広範囲の入力電圧の変動
に対応させることは、非常に困難であるため、一
般に、入力電圧を切り換えることによつて対応す
ることが行われている。
用交流電源電圧あるいは広範囲の入力電圧の変動
に対応させることは、非常に困難であるため、一
般に、入力電圧を切り換えることによつて対応す
ることが行われている。
従来の入力電圧切り換え型のスイツチング電源
の構成は、例えば入力電圧がAC100VとAC200V
とに対応する場合は、第２図に示すようにインバ
ータ部INVは共通とし、整流回路をAC100Vの時
は倍電圧整流回路に、AC200Vの時にはブリツジ
整流回路に切り換えるものが一般的に使用されて
いる。
の構成は、例えば入力電圧がAC100VとAC200V
とに対応する場合は、第２図に示すようにインバ
ータ部INVは共通とし、整流回路をAC100Vの時
は倍電圧整流回路に、AC200Vの時にはブリツジ
整流回路に切り換えるものが一般的に使用されて
いる。
しかし、この構成は入力側の切り換え回路とし
て、大電力用スイツチ素子等の高価な部品を必要
とし、また切り換え操作が必要であり、コスト
上、操作上の問題があり、さらに入力が直流電圧
である場合には対応できないという問題がある。
て、大電力用スイツチ素子等の高価な部品を必要
とし、また切り換え操作が必要であり、コスト
上、操作上の問題があり、さらに入力が直流電圧
である場合には対応できないという問題がある。
本発明は、上記の問題点を解決するためのスイ
ツチング電源の提供を目的とするものである。
ツチング電源の提供を目的とするものである。
上記目的は、パルス幅制御回路によりトランス
の１次側に接続したスイツチング素子を該トラン
スの２次側の出力電圧に応じてオン、オフ制御す
るスイツチング電源において、該出力電圧と出力
基準電圧との誤差電圧に応じてパルス幅制御する
第１のパルス幅制御回路と、該第１のパルス幅制
御回路の周波数よりも低い一定周波数で前記トラ
ンスの入力電圧と入力基準電圧との誤差電圧に応
じてパルス幅制御する第２のパルス幅制御回路
と、該第２のパルス幅制御回路の出力パルスと前
記第１のパルス幅制御回路の出力パルスとを論理
演算する論理回路とを具備し、該論理回路の出力
パルスにより前記スイツチング素子を駆動制御す
ることを特徴とするスイツチング電源によつて達
成される。
の１次側に接続したスイツチング素子を該トラン
スの２次側の出力電圧に応じてオン、オフ制御す
るスイツチング電源において、該出力電圧と出力
基準電圧との誤差電圧に応じてパルス幅制御する
第１のパルス幅制御回路と、該第１のパルス幅制
御回路の周波数よりも低い一定周波数で前記トラ
ンスの入力電圧と入力基準電圧との誤差電圧に応
じてパルス幅制御する第２のパルス幅制御回路
と、該第２のパルス幅制御回路の出力パルスと前
記第１のパルス幅制御回路の出力パルスとを論理
演算する論理回路とを具備し、該論理回路の出力
パルスにより前記スイツチング素子を駆動制御す
ることを特徴とするスイツチング電源によつて達
成される。
以下、本発明を実施例に基づいて説明する。
第３図は、本発明の実施例の回路図であり、図
中、Eiは交流入力電圧、REC１，REC２は整流
回路、Ｔ１は主トランス、Ｔ２は駆動トランス、
Ｑはスイツチング・トランジスタ、PWM１は第
１のパルス幅制御回路、PWM２は第２のパルス
幅制御回路、ANDは論理回路、DRVは駆動回
路、Ｌはインダクタンス、Ｃ１，Ｃ２はコンデン
サ、Eoは直流出力電圧、Ｒは負荷をそれぞれ示
す。
中、Eiは交流入力電圧、REC１，REC２は整流
回路、Ｔ１は主トランス、Ｔ２は駆動トランス、
Ｑはスイツチング・トランジスタ、PWM１は第
１のパルス幅制御回路、PWM２は第２のパルス
幅制御回路、ANDは論理回路、DRVは駆動回
路、Ｌはインダクタンス、Ｃ１，Ｃ２はコンデン
サ、Eoは直流出力電圧、Ｒは負荷をそれぞれ示
す。
第４図は本実施例回路の制御パルスの波形図で
ある。
ある。
交流入力電圧Eiは整流回路REC１にて整流さ
れ、コンデンサＣ１により平滑されて直流電圧に
変換されて、スイツチング・トランジスタＱで断
続されて矩形波交流として、主トランスＴ１に供
給される。
れ、コンデンサＣ１により平滑されて直流電圧に
変換されて、スイツチング・トランジスタＱで断
続されて矩形波交流として、主トランスＴ１に供
給される。
主トランスＴ１の２次側捲線に電圧変換された
矩形波交流電圧は、整流回路REC２にて整流さ
れ、インダクタンスＬおよびコンデンサＣ２より
平滑されて、直流出力電圧Eoとして出力され、
負荷Ｒに供給される。
矩形波交流電圧は、整流回路REC２にて整流さ
れ、インダクタンスＬおよびコンデンサＣ２より
平滑されて、直流出力電圧Eoとして出力され、
負荷Ｒに供給される。
この直流出力電圧Eoは、出力の検出電圧とし
て第１のパルス幅制御回路PWM１へ入力され、
ここで出力電圧設定の基準電圧と比較され、その
誤差電圧によりパルス幅制御された制御パルスを
発生させるものであるが、この動作は従来のもの
と同様である。
て第１のパルス幅制御回路PWM１へ入力され、
ここで出力電圧設定の基準電圧と比較され、その
誤差電圧によりパルス幅制御された制御パルスを
発生させるものであるが、この動作は従来のもの
と同様である。
このときの第１のパルス幅制御回路PWM１の
出力パルスＢは、第４図ａのような矩形波であ
り、出力電圧と基準電圧との誤差によりパルス幅
が制御されるものである。
出力パルスＢは、第４図ａのような矩形波であ
り、出力電圧と基準電圧との誤差によりパルス幅
が制御されるものである。
一方、交流入力電圧Eiを整流、平滑した１次側
の直流電圧は、入力電圧の検出値として第２のパ
ルス幅制御回路PWM２へ入力され、入力電圧の
基準電圧と比較されて、入力電圧に逆比例したオ
ン幅のパルスＡとして第２のパルス幅制御回路
PWM２より出力される。
の直流電圧は、入力電圧の検出値として第２のパ
ルス幅制御回路PWM２へ入力され、入力電圧の
基準電圧と比較されて、入力電圧に逆比例したオ
ン幅のパルスＡとして第２のパルス幅制御回路
PWM２より出力される。
このパルスＡは、第１のパルス幅制御回路
PWM１の周波数よりも低い周波数であり、入力
電圧の切り換え電圧値あるいは変動幅に応じた任
意の一定周波数としたものであり、第４図ｂは例
えば交流入力電圧がAC200Vの場合であり、第４
図ｃはAC200Vの場合をそれぞれ示し、入力電圧
が高くなるに従つてデユーテイ比が小さくなる。
PWM１の周波数よりも低い周波数であり、入力
電圧の切り換え電圧値あるいは変動幅に応じた任
意の一定周波数としたものであり、第４図ｂは例
えば交流入力電圧がAC200Vの場合であり、第４
図ｃはAC200Vの場合をそれぞれ示し、入力電圧
が高くなるに従つてデユーテイ比が小さくなる。
次に、第１のパルス幅制御回路PWM１の出力
パルスＢと、第２のパルス幅制御回路PWM２の
出力パルスＡは、論理回路ANDへ入力されて、
論理積演算され、この出力パルスは駆動回路
DRVおよび駆動トランスＴ２を介して増幅、整
合されて、スイツチング・トランジスタＱをオ
ン、オフ制御する。
パルスＢと、第２のパルス幅制御回路PWM２の
出力パルスＡは、論理回路ANDへ入力されて、
論理積演算され、この出力パルスは駆動回路
DRVおよび駆動トランスＴ２を介して増幅、整
合されて、スイツチング・トランジスタＱをオ
ン、オフ制御する。
このときの論理回路ANDの出力パルスは、入
力電圧がAC100Vの場合は、第４図ｂとａとの論
理積として第４図ｄのようになり、入力電圧が
AC200Vの場合は、第４図ｃとａとの論理積とし
て第４図ｅのようになる。
力電圧がAC100Vの場合は、第４図ｂとａとの論
理積として第４図ｄのようになり、入力電圧が
AC200Vの場合は、第４図ｃとａとの論理積とし
て第４図ｅのようになる。
このような出力パルスは、第２のパルス幅制御
回路PWM２によつて決定される周波数の周期中
において、入力電圧の高低により第１のパルス幅
制御回路PWM１のパルス数を増減させるもので
あり、入力電圧が低い場合にはパルス数を増や
し、入力電圧が高い場合にはパルス数を減らすこ
とにより、スイツチング・トランジスタＱを駆動
制御し、主トランスＴ１の２次側捲線に供給する
電力エネルギーを一定にするように制御し、出力
電圧の安定化を図るものである。
回路PWM２によつて決定される周波数の周期中
において、入力電圧の高低により第１のパルス幅
制御回路PWM１のパルス数を増減させるもので
あり、入力電圧が低い場合にはパルス数を増や
し、入力電圧が高い場合にはパルス数を減らすこ
とにより、スイツチング・トランジスタＱを駆動
制御し、主トランスＴ１の２次側捲線に供給する
電力エネルギーを一定にするように制御し、出力
電圧の安定化を図るものである。
本実施例の場合は、第２のパルス幅制御回路
PWM２の動作周波数を第１のパルス幅制御回路
PWM１の動作周波数の1/5〜1/10倍程度に選定
しているが、入力電圧の切り換え電圧値あるいは
入力電圧の変動幅に対応して任意に設定するもの
である。
PWM２の動作周波数を第１のパルス幅制御回路
PWM１の動作周波数の1/5〜1/10倍程度に選定
しているが、入力電圧の切り換え電圧値あるいは
入力電圧の変動幅に対応して任意に設定するもの
である。
また、本実施例においては、１次側の直流入力
電圧を直接第２のパルス幅制御回路へ入力してい
るが、１次側と２次側（出力側）との絶縁が必要
な場合は、直流入力電圧をフオト・カツプラー等
の絶縁素子を介して第２のパルス幅制御回路へ入
力することもできる。
電圧を直接第２のパルス幅制御回路へ入力してい
るが、１次側と２次側（出力側）との絶縁が必要
な場合は、直流入力電圧をフオト・カツプラー等
の絶縁素子を介して第２のパルス幅制御回路へ入
力することもできる。
さらに、本実施例は交流入力電源の場合につい
て述べたが、電圧変動の大きいバツテリー等の直
流入力電源の場合にも適用できることは言うまで
もない。
て述べたが、電圧変動の大きいバツテリー等の直
流入力電源の場合にも適用できることは言うまで
もない。
以上の如く本発明によれば、入力電圧の切り換
えが不要であつて広範囲の入力電圧の変動に対応
でき、さらに直流入力電圧にも適用できるスイツ
チング電源が実現でき、コスト的、信頼度的にも
極めて有用なものである。
えが不要であつて広範囲の入力電圧の変動に対応
でき、さらに直流入力電圧にも適用できるスイツ
チング電源が実現でき、コスト的、信頼度的にも
極めて有用なものである。
また、入力電圧が高い場合にはスイツチング・
トランジスタのスイツチング回数が減少すること
により、スイツチング・トランジスタでの損失が
減少し、効率が向上すると共にスイツチング動作
周波数の高周波化も可能となる。
トランジスタのスイツチング回数が減少すること
により、スイツチング・トランジスタでの損失が
減少し、効率が向上すると共にスイツチング動作
周波数の高周波化も可能となる。
さらに、入力電圧の変動を第１、第２のパルス
幅制御回路の両方で制御できるので、パルス幅制
御回路内の誤差増幅器の利得を小さくすることが
でき、極めて安定に動作させることができる。
幅制御回路の両方で制御できるので、パルス幅制
御回路内の誤差増幅器の利得を小さくすることが
でき、極めて安定に動作させることができる。
第１図はパルス幅制御方式における入力電圧Ei
と制御パルスのデユーテイ比ton／Ｔとの関係を
示す図、第２図は従来の入力電圧切り換え型のス
イツチング電源の回路構成を示す図、第３図は本
発明の一実施例としてのスイツチング電源の回路
構成を示す図、第４図は本実施例回路の制御パル
スの波形を示す図である。 図中、Ｔ１は主トランス、Ｑはスイツチング・
トランジスタ、PWM１は第１のパルス幅制御回
路、PWM２は第２のパルス幅制御回路、AND
は論理回路、DRVは駆動回路である。
と制御パルスのデユーテイ比ton／Ｔとの関係を
示す図、第２図は従来の入力電圧切り換え型のス
イツチング電源の回路構成を示す図、第３図は本
発明の一実施例としてのスイツチング電源の回路
構成を示す図、第４図は本実施例回路の制御パル
スの波形を示す図である。 図中、Ｔ１は主トランス、Ｑはスイツチング・
トランジスタ、PWM１は第１のパルス幅制御回
路、PWM２は第２のパルス幅制御回路、AND
は論理回路、DRVは駆動回路である。
Claims (1)
- １ パルス幅制御回路によりトランスの１次側に
接続したスイツチング素子を該トランスの２次側
の出力電圧に応じてオン、オフ制御するスイツチ
ング電源において、該出力電圧と出力基準電圧と
の誤差電圧に応じてパルス幅制御する第１のパル
ス幅制御回路と、該第１のパルス幅制御回路の周
波数よりも低い一定周波数で前記トランスの入力
電圧と入力基準電圧との誤差電圧に応じてパルス
幅制御する第２のパルス幅制御回路と、該第２の
パルス幅制御回路の出力パルスと前記第１のパル
ス幅制御回路の出力パルスとを論理演算する論理
回路とを具備し、該論理回路の出力パルスにより
前記スイツチング素子を駆動制御することを特徴
とするスイツチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15723282A JPS5944974A (ja) | 1982-09-07 | 1982-09-07 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15723282A JPS5944974A (ja) | 1982-09-07 | 1982-09-07 | スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5944974A JPS5944974A (ja) | 1984-03-13 |
| JPH0121699B2 true JPH0121699B2 (ja) | 1989-04-21 |
Family
ID=15645118
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15723282A Granted JPS5944974A (ja) | 1982-09-07 | 1982-09-07 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5944974A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2796679B2 (ja) * | 1989-11-30 | 1998-09-10 | 財団法人半導体研究振興会 | Ｐｗｍインバータ装置 |
-
1982
- 1982-09-07 JP JP15723282A patent/JPS5944974A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5944974A (ja) | 1984-03-13 |
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