JPH0122631B2

JPH0122631B2 -

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Publication number: JPH0122631B2
Application number: JP59071658A
Authority: JP
Inventors: Junichi Fujimori; Jun Sugyama
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 1984-04-10
Filing date: 1984-04-10
Publication date: 1989-04-27
Also published as: JPS60214397A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野この発明は電子楽器その他楽音発生機能を持つ
装置において用いられる楽音信号発生装置に関
し、特に非調和成分を含む楽音信号を発生し得る
ものに関する。

従来の技術自然楽器、特にピアノ、ハープシコードのよう
な打弦楽器、から発生される楽音はその音名の真
の高調波関係にない成分（非調和成分）を含んで
いる。従来からよく知られた波形メモリに記憶さ
れた楽音波形を単に繰返し読み出すだけの楽音信
号発生方式では、整数倍の高調波関係しか得られ
ないため、このような非調和成分を含む楽音信号
の発生は不可能であつた。これに対して、個々の
高調波成分を別々に演算し合成する高調波合成方
式の電子楽器においては非調和成分を含む楽音信
号の合成が可能であり、そのことが特公昭53−
40527号公報に開示されている。すなわち、個別
に発生すべき各高調波成分の周波数を基本周波数
の整数倍に対して必要に応じて僅かに偏移させる
ことにより非調和成分の部分音信号を発生し、こ
れらを合成することにより非調和成分を含む楽音
信号を得ている。

発明が解決しようとする問題点しかし、上述のような従来技術では、基本波及
び個々の高調波成分に対応する部分音信号を個別
に発生させ、かつこれらの相対振幅を個別に制御
した上で加算合成する、という構成をとらなけれ
ばならないため、ハードウエアの規模が大型化し
てしまうという問題点があつた。

この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、
比較的簡単な構成によつて非調和成分を含む楽音
信号を容易に発生できるようにした楽音信号発生
装置を提供しようとするものである。

問台点を解決するための手段この発明に係る楽音信号発生装置は、複数の楽
音波形を夫々複数のサンプル点に分割して各サン
プル点に対応する波形データを記憶した波形記憶
手段と、発生すべき楽音周波数に応じて前記波形
記憶手段から所定の楽音波形の波形データを繰返
し読み出す読出し手段と、前記波形記憶手段から
読み出すべき楽音波形を時間的に切換えて指定す
る波形指定手段と、読み出すべき楽音波形を切換
えるとき、先行する楽音波形からその次の楽音波
形に滑らかに移行させるよう両楽音波形を重みづ
けする補間手段とを具えており、前記波形記憶手
段に記憶する各楽音波形は夫々基本波及び高調波
成分を含んでいるものであり、該各楽音波形の全
て又は所定の複数に関して、前記切換えの順位が
隣合う楽音波形間において前記成分のうち少なく
とも１つの成分に所定の位相差をもたせたことを
特徴としており、この位相差と前記補間手段によ
る波形移行に要する時間（補間時間）とによつて
定まる非調和が実現されるようにしたものであ
る。

作用補間手段による補間によつて、得られる楽音信
号は、波形記憶手段から読み出された楽音波形そ
のままではなく、切換順位が先行する楽音波形か
らその次の楽音波形へと滑らかに移行するものと
なる。この楽音波形の移行は、各成分毎に分析す
ることができる。すなわち、ｎ次の成分に関して
は、先行する楽音波形のｎ次の成分からその次の
楽音波形のｎ次の成分へと滑らかに移行する。そ
の初期位相に注目すると、補間によつて得られる
楽音波形の初期位相は、先行する楽音波形のｎ次
成分の初期位相値からその次の楽音波形のｎ次成
分の初期位相値へと徐々に移行する。この場合、
隣合う楽音波形間において位相差が設けられてい
ない成分に関しては、補間中もその初期位相は動
かない。こうして、位相差が設けられていない成
分に関しては、その高調波次数が示す通りの整数
倍の（調和した）周波数が得られる。他方、隣合
う楽音波形間において位相差が設けられた成分に
関しては、補間中に、その初期位相が、先行する
楽音波形のそれから次の楽音波形のそれへと徐々
に移行する。このような補間期間中における特定
成分の初期位相の遷移によつて、該成分の周波数
は本来の整数倍周波数を示さず、そこから幾分偏
移したものとなる。こうして、特定の成分が非調
和周波数となり、非調和成分を含む楽音信号が得
られる。

上述のように非調和周波数が得られる原理につ
いて第１図を参照して更に詳しく説明する。第１
図では、先行する楽音波形に含まれる２倍音成分
（SEG１₂で示す）とその次の楽音波形に含まれる
２倍音成分（SEG２₂で示す）とが抽出して示さ
れており、一例として、２倍音成分に所定の位相
差を設定するものとして説明を行う。第１図は３
次元座標で示されており、Ｘ軸は位相、Ｙ軸は振
幅、Ｚ軸は時間、であり、t_1sは補間開始時点、
t_1eは補間終了時点、であり、t_1sからt_1eの間で
SEG１₂からSEG２₂へと直線補間が行われるもの
と仮定する。図では両２倍音成分間の位相差は
22.5度に設定されている。

基本波周波数が440Hz（A4音に対応）であると
すると、２倍音は880Hz（１周期は1.136ｍｓ）で
ある。t_1sからt_1eに至る補間期間がこの２倍音の
16周期分に相当する時間18.182ｍｓに設定されて
いるとすると、両成分SEG１₂，SEG２₂間に位相
差がない場合は、この補間期間において丁度16周
期分の２倍音が発生し、合成された２倍音成分の
周波数は基本波の丁度２倍となるはずである。と
ころが、両成分SEG１₂，SEG２₂間に位相差22.5
度が設けられているため、補間によつて合成され
る２倍音成分の初期位相が徐々にずれてゆき、最
終的には、補間開始時点t_1sの位相に比べて補間
終了時点t_1eでは22.5度ずれる。この位相ずれの方
向はSEG１₂に対するSEG２₂の位相ずれ方向によ
つて決まり、図では進相方向である。22.5度は
22.5／360＝0.0625周期に対応しており、補間期間t_1s 〜t_1eの間に16.0625周期の２倍音成分が発生され
たことになる。これに対応する周波数f₂は、２倍
音の周波数880Hz丁度ではなく、 f₂＝16.0625（周期）／18.182（ｍｓ） ×1000（ｍｓ）＝883.44（Hz）となる。すなわち整数倍周波数から約3.44Hzずれ
た非調和成分として２倍音成分が合成される。

他の次数の成分に関しても同様の原理によつて
非調和成分として合成することが可能である。例
えば、上述と同じ条件下で、３倍音成分の位相差
を45度とすると、合成される３倍音成分の周波数
f₃は、正規の整数倍周波数が1320Hzであるのに対
して、 f₃＝24.125（周期）／18.182（ｍｓ） ×1000（ｍｓ）＝1326.9（Hz）となる。なお、位相差45度に対応する周期は45／360 ＝0.125（周期）である。また、上述と同じ条件下
で、４倍音成分の位相差を90度としたとすると、
合成される４倍音成分の周波数f₄は、正規の整数
倍周波数が1760Hzであるのに対して、 f₄＝32.25（周期）／18.182（ｍｓ） ×1000（ｍｓ）＝1773.8（Hz）となる。なお、位相差90度に対応する周期は90／360 ＝0.25（周期）である。また、倍音成分に限らず、
基本波成分に関して上述のように位相差を設定し
てもよく、その場合は、正規の周波数から幾分偏
移した基本波成分と偏移していない倍音成分との
間で非調和関係が得られる。

実施例以下添付図面を参照してこの発明の一実施例を
詳細に説明しよう。

まず、以下で説明する実施例において採用する
楽音信号発生原理について第２図を参照して説明
する。第２図ａには、波形メモリにおいて予め準
備しておくべき楽音波形の概略が便宜上振幅エン
ベロープのみによつて示されている。発音開始か
ら所定期間の部分（アタツク部）の楽音波形は複
雑に変化するので、１周期波形の繰返し読み出し
によつては良質なアタツク部波形の模倣が困難で
ある。そこでこのアタツク部の楽音波形は、連続
する複数周期波形をそのままサンプリングし、波
形メモリに記憶しておくものとする。アタツク部
以後の全発音期間に関しては、離散的な時間期間
に対応して複数の楽音波形を準備し、夫々を波形
メモリに記憶しておく。これらの複数の楽音波形
は、この発明に従う非調和成分合成のための補間
演算で使用されるものである。第２図ａではその
ような離散的な時間期間に対応する各楽音波形を
SEG１〜SEG５で示しており、これらを便宜上
セグメント波形と呼ぶことにする。

上述のように波形を記憶した波形メモリからの
基本的な波形読み出し法は、まず、アタツク部の
全波形を連続的に読み出し、次に後述するような
波形切換え指令に従う或るタイミングでセグメン
ト波形SEG１〜SEG５を順番に選択し、選択さ
れたセグメント波形１周期を繰返し読み出す。例
えば、アタツク部波形の読み出し終了後第１のセ
グメント波形SEG１を或る時間だけ繰返し読み
出し、次いで第２のセグメント波形SEG２に切
換えてこれを繰返し読み出し、以後セグメント波
形を順次切換える。

セグメント波形の切換え時において、先行する
波形からその次の波形に滑らかに移行させるため
に補間技術が用いられる。その場合、上述のよう
な基本的な読み出し法に加えて、少くとも補間を
行うべき区間において先行するセグメント波形と
その次のセグメント波形を共に読み出し、両者を
適宜の補間関数に従つて夫々重みづけする。一例
として、セグメント波形の切換わり間隔全域が補
間区間に相当しており、第１のセグメント波形
SEG１を読み出すときは第２のセグメント波形
SEG２も一緒に読み出し、その次の切換わり時
では第２及び第３のセグメント波形SEG２，
SEG３を共に読み出し、以下同様に順次切換え
ながら隣合うセグメント波形を一緒に読み出す。

第２図ｂには、補間関数の一例が示されてい
る。実線が第１系列用の補間関数IPF１を示し、
破線が第２系列用の補間関数IPF２を示す。第１
系列とは、上述のように補間のために読み出され
る２つのセグメント波形の一方に対応するもので
あり、第２系列とは他方に対応するものである。
この補間関数IPF１，IPF２は各系列の波形振幅
の重みづけ量を示しており、最小値は零（その波
形を出さないことを示す）である。補間を行わな
いアタツク部においては、第１系列の補間関数
IPF１を最大値に維持し、第２系列の補間関数
IPF２を最小値に維持する。アタツク部の終了
後、セグメント波形SEG１〜SEG５の補間を行
うべき期間において各補間関数IPF１，IPF２は
夫々所定の特性で時間的に変化する。両補間関数
IPF１，IPF２は互に逆特性で変化し、一方の系
列の重みづけが漸減するとき他方が漸増するよう
になつており、これにより滑らかな波形の移行が
達成される。第２図ｂでは補間関数IPF１，IPF
２は直線補間特性を示しているが、これに限らな
いのは勿論である。

t₁，t₂，t₃，t₄は夫々別個の補間区間を示して
おり、補間区間が切換わる毎に各系列の補間関数
IPF１，IPF２の傾きが交互に切換わるようにな
つている。補間区間t₁においては、セグメント波
形SEG１からSEG２に滑らかに移行させる補間
が行われる。この場合、セグメント波形SEG１
が第１系列において繰返し読み出され、セグメン
ト波形SEG２が第２系列において繰返し読み出
される。そして、第１系列の補間関数IPF１が最
大値から漸減する一方で第２系列の補間関数IPF
２が最小値から漸増する。この補間関数IPF１に
よつて第１系列で繰返し読み出されたセグメント
波形SEG１の複数周期波形信号が重みづけ（振
幅制御）され、また、補間関数IPF２によつて第
２系列で繰返し読み出されたセグメント波形
SEG２の複数周期波形信号が重みづけされる。
このように逆特性で重みづけされた両系列の波形
信号を混合することにより、セグメント波形
SEG１からセグメント波形SEG２へと波形が滑
らかに時間変化する楽音信号が得られる。

次の補間区間t₂では、セグメント波形SEG２か
らSEG３に滑らかに移行する補間が行われる。
この場合、前回に引き読き第２系列においてセグ
メント波形SEG２が繰返し読み出され、一方、
第１系列ではセグメント波形がSEG１からSEG
３に切換わつてこれが繰返し読み出される。そし
て、補間関数IPF１，IPF２の傾きが前回とは逆
方向に夫々切換わる。

他の補間区間t₃，t₄も上述と同様に一方の系列
のセグメント波形が切換わると共に補間関数IPF
１，IPF２の傾きが逆方向に切換わる。第２図ｂ
には各補間区間t₁〜t₄において各系列で使用され
るセグメント波形SEG１〜SEG５の番号が併記
されている。

第３図には、この発明に係る楽音信号発生装置
を適用した電子楽器の一実施例が示されている。
この電子楽器においては、第２図を参照して上述
したような楽音信号発生原理に従つて楽音信号を
発生する。

第３図において、鍵盤１０は発生すべき楽音の
音高を指定するための多数の鍵を具えている。キ
ーアサイナ１１は各鍵の押圧又は離鍵を検出し、
押圧鍵を複数の楽音発生チヤンネルの何れかに割
当てる処理を行う。一例として同時最大発音可能
数は12音であり、キーアサイナ１１では12個のチ
ヤンネルの何れかに押圧鍵を割当てる。各チヤン
ネルに割当てられた鍵を特定するキーコードKC、
その鍵の押圧が持続しているか否かを示すキーオ
ン信号KON、及びその鍵の押圧開始時に瞬間的
に発生されるキーオンパルスKONPが所定の時
分割タイミングに従つて各チヤンネル毎に時分割
でキーアサイナ１１から出力される。

時分割チヤンネルタイミングの一例を示すと第
４図のようである。各チヤンネルタイミング１〜
１２はクロツクパルスφ₂に同期して形成される。
クロツクパルスφ₂の２倍の周波数のクロツクパ
ルスφ₁に同期して各チヤンネルタイミングのタ
イムスロツトを２分して２つのサブチヤンネルタ
イミング１，２が形成される。このサブチヤンネ
ルタイミング１，２は前述の補間における第１系
列と第２系列に対応するものである。すなわちこ
の実施例では、１つのチヤンネルのタイムスロツ
トを２分して補間用の第１系列（サブチヤンネル
１）及び第２系列（サブチヤンネル２）のセグメ
ント波形を時分割で読み出すようにしている。
CH１〜CH１２はチヤンネルタイミング信号で
あり、各チヤンネルタイミング１〜１２に対応し
て発生する。各クロツクパルスφ₁，φ₂及び信号
CH１〜CH１２はタイミング信号発生器１２か
ら発生され、第３図に示す電子楽器内の所定の回
路に夫々供給される。

位相発生器１３は、波形メモリ１４から読み出
すべき楽音波形を指定し、この楽音波形を発生す
べき楽音周波数に応じて読み出すためのものであ
り、読み出すべきサンプル点を指示するアドレス
データMADRを各チヤンネル１〜１２の各サブ
チヤンネル１，２毎に合計24タイムスロツトで時
分割的に発生する。この発明の構成との対応を示
せば、発生すべき楽音周波数に応じて波形記憶手
段から１周期の波形データを繰返し読み出す読み
出し手段と、波形記憶手段から読み出すべき楽音
波形を時間的に切換えて指定する波形指定手段と
がこの位相発生器１３に含まれている。位相発生
器１３にはキーアサイナ１１からキーコードKC、
キーオンパルスKONP、キーオン信号KONが与
えられており、これらによつて発生すべき楽音周
波数及び発音開始タイミングが指定される。

波形メモリ１４は、前述のアタツク部全波形と
複数のセグメント波形を各音色に対応して複数組
記憶している。詳しくは、周知のように、各波形
を複数のサンプル点に夫々分割し、各サンプル点
に対応する波形データ（例えば当該サンプル点の
波形振幅データ）を夫々記憶している。各音色毎
のセグメント波形SEG１，SEG２，SEG３…は
夫々基本波及び高調波成分を含む複合波形であ
り、各成分のうち少なくとも１つの成分の位相が
隣合うセグメント波形間で所定量づつずらされて
いるものである。

この波形メモリ１４におけるメモリマツプの一
例を略示すると第５図のようである。音色Ａに関
しては、アドレスA₀からA₁−１のアドレス範囲
でアタツク部全波形の波形データが記憶され、ア
ドレスA₁からA₂−１のアドレス範囲で第１のセ
グメント波形SEG１の１周期分の波形データが
記憶され、以下、所定のアドレス範囲で各セグメ
ント波形SEG２，SEG３…が順次記憶されてい
る。他の音色Ｂ，Ｃ…に関しても同様である。図
中に記したA₀，A₁，A₂…，B₀，B₁，B₂…，C₀，
C₁，C₂…は各アドレス範囲のスタートアドレス
であり、A₀，B₀，C₀…はアタツク部のスタート
アドレス、A₁，B₁，C₁…は第１のセグメント波
形SEG１のスタートアドレス、A₂，B₂，C₂…は
第２のセグメント波形SEG２のスタートアドレ
スである。一例として１周期波形を256のサンプ
ル点でサンプリングし、また、アタツク部全波形
の最大周期数を256周期としている。尚、図示の
通り、アタツク部全波形の周期数は音色によつて
異つている。尚、１周期内の各サンプル点（合計
256）は丁度８ビツトの２進コードで表現できる。
そこで、この１周期内の各サンプル点はアドレス
データMADRの最下位８ビツトによつて特定さ
れるようになつており、各スタートアドレスA₁，
A₂…，B₁，B₂…，C₁，C₂…はその最下位８ビツ
トがオール“０”であり、その上位ビツトが各セ
グメント波形を指定するのに有効な値を持つてい
る。

第３図に戻り、音色選択回路１５は音色選択情
報TCを出力し、位相発生器１３及び波形メモリ
１４、クロスフエード制御回路１６、エンベロー
プ発生器１７に与える。クロスフエード制御回路
１６は、同じ発音チヤンネルに関する２つの系列
（サブチヤンネル）の楽音波形信号を逆特性で
夫々重みづけするための補間関数を発生するため
のものである。この発明の構成との対応を示せ
ば、読み出すべき楽音波形を切換えるとき、先行
した楽音波形からその次の楽音波形に滑らかに移
行させるよう両波形を重みづけするための補間手
段の一部（特にその補間関数を発生するための手
段）と、補間手段における重みづけの時間変化を
設定するための時間関数を発生する計数手段と、
この計数手段の出力に応じて波形指定手段におけ
る波形切換えを制御する切換え制御手段に相当す
るものがクロスフエード制御回路１６に含まれて
いる。

アタツク部全波形の読み出しが完了したことを
示すアタツクエンド信号ATENDと、アタツク部
の読み出しを行つていないことを示す反転アタツ
ク信号が位相発生器１３からクロスフエード
制御回路１６に与えられる。クロスフエード制御
回路１６では、これらの信号に基きアタツク部の
波形読み出しが完了したことを確認すると、所定
の補間関数の発生を開始する。補間関数はクロス
フエードカーブデータCFとして回路１６から出
力され、重みづけ演算用の乗算器１８に与えられ
る。また、波形切換え指令信号WCHGが回路１
６から出力され、位相発生器１３に与えられる。

重みづけ演算用の乗算器１８と、その出力を遅
延回路１９でクロツクパルスφ₁の１周期分遅延
した信号と遅延していない信号とを加算する加算
器２０は補間手段の一部を成すものである。波形
メモリ１４からは各チヤンネル毎の各サブチヤン
ネルタイミングに対応して時分割で楽音波形デー
タが読み出され、クロスフエード制御回路１６か
らは同様に各チヤンネル毎の各サブチヤンネルタ
イミングに同期して時分割でクロスフエードカー
ブデータCFが読み出される。従つて、乗算器１
８では、各チヤンネル毎の各サブチヤンネルに対
応して時分割的に読み出された楽音波形が、各々
に対応するクロスフエードカーブデータCF（すな
わち補間関数）に従つて夫々重みづけされる。１
つの楽音発生チヤンネルに関する２つのサブチヤ
ンネルの重みづけされた楽音波形データが加算器
２０で加算される。すなわち、第１のサブチヤン
ネルの楽音波形信号が遅れて遅延回路１９から加
算器２０に入力されるとき、同じチヤンネルの第
２のサブチヤンネルの楽音波形データが加算器２
０の他の入力に加わるようになつている。こうし
て、１つのチヤンネルのタイムスロツト（クロツ
クパルスφ₂の１周期に対応するタイムスロツト）
の後半で、そのチヤンネルに関する重みづけ済み
の２つの楽音波形データが混合される。

エンベロープ発生器１７は、キーアサイナ１１
から与えられたキーオン信号KONとキーオンパ
ルスKONPに応じて各チヤンネル毎に振幅エン
ベロープ波形信号を時分割で発生する。このエン
ベロープ波形は押鍵中は一定レベルを維持し、離
鍵に応じてデイケイエンベロープ特性を示すもの
である。波形メモリ１４に記憶されたアタツク部
全波形はアタツクエンベロープ特性が予め付与さ
れたものであるため、アタツクエンベロープ特性
はエンベロープ発生器１７によつて付与する必要
がないのである。加算器２０とエンベロープ発生
器１７の出力が乗算器２１に入力され、各チヤン
ネルの楽音波形データに対してその押鍵及び離鍵
に対応する振幅エンベロープが時分割で付与され
る。

乗算器２１の出力は各チヤンネルに対応して並
列的に設けられたラツチ回路２２−１乃至２２−
１２のデータ入力に与えられる。各ラツチ回路２
２−１乃至２２−１２のラツチ制御入力Ｌには、
各々に対応するチヤンネルタイミング信号CH１
〜CH１２とクロツクパルスφ₂の反転信号₂との
アンド論理をとつたアンド回路２３−１乃至２３
−１２の出力が夫々与えられる。こうして、各チ
ヤンネルの時分割タイムスロツトの後半のタイム
スロツトで乗算器２１の出力が対応するラツチ回
路２２−１乃至２２−１２にラツチされる。前述
の通り、加算器２０では各チヤンネルタイミング
１〜１２の後半のタイムスロツト（サブチヤンネ
ル２のタイミング）でそのチヤンネルに関する重
みづけ済みの２つの楽音波形データの加算を行う
ので、その加算結果に対応するデータが各ラツチ
回路２２−１乃至２２−１２にラツチされる。こ
うして各チヤンネルの楽音波形データの時分割が
解除される。

ラツチ回路２２−１乃至２２−１２の出力はラ
ツチ回路２４−１乃至２４−１２に入力される。
各ラツチ回路２４−１乃至２４−１２のラツチ制
御入力Ｌには位相発生器１３から出力されたピツ
チ同期パルスPSP１〜PSP１２が与えられる。ピ
ツチ同期パルスPSP１〜PSP１２は、各チヤンネ
ルに割当てられた楽音の周波数に同期したパルス
であり、これに従つて楽音波形データをラツチす
ることにより非調和なクロツク成分を除去するよ
うにしている。各ラツチ回路２４−１乃至２４−
１２の出力は加算器２５に与えられて合算された
後、デイジタル／アナログ変換器２６でアナログ
信号に変換され、サウンドシステム２７に至る。

次に第３図各部の詳細につき説明する。

第６図は位相発生器１３の一例を示すもので、
符号２８によつて示す部分が、１周期の波形デー
タを繰返し読み出すための読出し手段に相当す
る。キーアサイナ１１から時分割的に与えられた
各チヤンネルのキーコードKCがラツチ回路２９
−１乃至２９−１２に入力され、チヤンネルタイ
ミング信号CH１〜CH１２に従つて各チヤンネ
ルに対応するラツチ回路２９−１乃至２９−１２
に夫々ラツチされる。各チヤンネル別に独立に設
けられた可変発振器３０−１乃至３０−１２は、
各々に対応するラツチ回路２９−１乃至２９−１
２から与えられたキーコードKCに応じて各チヤ
ンネルに割当てられた押圧鍵の楽音周波数に対応
するノートクロツクパルスNC１〜NC１２を発
生する。ノートクロツクパルスNC１〜NC１２
は時分割制御回路３１に与えられ、チヤンネルタ
イミング信号CH１〜CH１２に従つて時分割的
にサンプリングされ、多重化され、ライン３２を
介して時分割多重出力が取り出される。

時分割制御回路３１の一例は第７図のようであ
り、12個のRSフリツプフロツプ３３−１乃至３
３−１２のセツト入力Ｓに各チヤンネルのノート
クロツクパルスNC１〜NC１２が夫々入力され
る。アンド回路３４−１乃至３４−１２にはフリ
ツプフロツプ３３−１乃至３３−１２の出力Ｑと
チヤンネルタイミング信号CH１〜CH１２が
夫々入力され、その出力がオア回路３５０で多重
化されてライン３２に導かれると共に、対応する
フリツプフロツプ３３−１乃至３３−１２のリセ
ツト入力Ｒに戻される。また、フリツプフロツプ
３３−１乃至３３−１２の出力Ｑはピツチ同期パ
ルスPSP１〜PSP１２として出力され、前述の通
り第３図のラツチ回路２４−１乃至２４−１２に
与えられる。フリツプフロツプ３３−１乃至３３
−１２はセツト入力Ｓの信号の立上りでセツトさ
れ、リセツト入力Ｒの信号の立下りでリセツトさ
れるものとする。第８図は第７図各部の入出力信
号の一例を示したものである。同図から明らかな
ように、各チヤンネルに割当てられた鍵のノート
クロツクパルスNC１〜NC１２はチヤンネルタ
イミングに非同期であり、このパルスNC１〜
NC１２の立上りでフリツプフロツプ３３−１乃
至３３−１２をセツトして、対応するアンド回路
３４−１乃至３４−１２を可能化し、その後最初
のチヤンネルタイミング信号CH１〜CH１２に
対応して該アンド回路３４−１乃至３４−１２か
らパルスを出力し、その出力パルスの立下りでフ
リツプフロツプ３３−１乃至３３−１２をリセツ
トする。そうすると、ノートクロツクパルスNC
１〜NC１２と同周波数でチヤンネルタイミング
信号CH１〜CH１２に同期した新たなノートク
ロツクパルスが各アンド回路３４−１乃至３４−
１２から得られる。こうして、各チヤンネルに割
当てた鍵の楽音周波数に対応する（その整数倍周
波数）のノートクロツクパルスが該当チヤンネル
の時分割タイミングに一致してライン３２に出力
される。

第６図に戻り、ライン３２に与えられた各チヤ
ンネルのノートクロツクパルスは加算器３５、ゲ
ート３６、シフトレジスタ３７から成るカウンタ
３８に入力され、そのパルス数が各チヤンネル別
に時分割でカウントされる。シフトレジスタ３７
は24ステージ／８ビツトであり、サブチヤンネル
タイミングに同期するクロツクパルスφ₁によつ
てシフト制御される。シフトレジスタ３７の出力
は加算器３５に与えられ、ライン３２のノートク
ロツクパルスと加算される。その加算出力がゲー
ト３６を介してシフトレジスタ３７にストアされ
る。シフトレジスタ３７の24ステージは12チヤン
ネルの各々の２サブチヤンネルに対応しており、
１チヤンネル分のカウント値が２ステージ（２サ
ブチヤンネルに対応）に夫々ストアされる。ゲー
ト３６はキーオンパルスKONPによつて発音開
始直前に瞬時に閉じられ、シフトレジスタ３７に
おける対応する２ステージ分の記憶をクリアす
る。

シフトレジスタ３７は１ステージにつき８ビツ
トの容量を持つので、カウンタ３８はモジユロ
256のカウントを24チヤンネル分（実際は12チヤ
ンネル分）につき時分割で行う。ゲート３６の出
力がカウンタ３８のカウント出力として取り出さ
れ、アドレスデータMADRの最下位８ビツトと
して波形メモリ１４に与えられる。このカウンタ
３８のカウント出力により256サンプル点から成
る１周期波形の各サンプル点を順次読み出すこと
ができる。カウントはノートクロツクパルスNC
１〜NC１２に従つて行われるので、上記読み出
しは発生すべき楽音周波数に対応して行われるこ
とになる。

波形メモリ１４を読み出すためのアドレスデー
タMADRはＮ＋８ビツト（但しＮ＞８）であり、
上述のように最下位８ビツトによつて波形１周期
内の順次サンプル点を指定し、上位Ｎビツトによ
つて１周期分の波形を指定する。

この波形指定用の上位Ｎビツトのアドレスデー
タは、波形指定手段に相当するスタートアドレス
発生回路４０から加算器４１を経由して与えられ
る。スタートアドレス発生回路４０は、前述のア
タツク部全波形のスタートアドレスA₀，B₀，C₀
…と各セグメント波形のスタートアドレスA₁，
A₂…を発生するものである。アタツク部全波形
内の個々の１周期波形を指定するためにアタツク
部周期数カウンタ３９が設けられており、このカ
ウンタ３９の出力とアタツク部のスタートアドレ
スA₀，B₀，C₀…とを加算合成してアタツク部全
波形内の個々の１周期波形の絶対アドレスを特定
するために加算器４１が設けられている。

アタツク部周期数カウンタ３９のハード構成は
前述のカウンタ３８と同様であり、加算器４３、
ゲート４４、シフトレジスタ４５を含んでいる。
このカウンタ３９は、加算器３５の最上位ビツト
からのキヤリイアウト信号CRYを各チヤンネル
別に時分割でカウントする。このキヤリイアウト
信号CRYはカウンタ３８の或るチヤンネルでノ
ートクロツクパルスを256カウントする毎に（つ
まじ波形１周期を読み出す毎に）発生するもの
で、これをカウントすることによりアタツク部の
周期数をカウントすることができる。

カウンタ３９の出力はゲート４２に加わり、後
述するアタツク信号ATによりアタツク部全波形
読み出し中のみ該ゲート４２が開かれ、加算器４
１に該カウンタ出力が与えられる。加算器４１の
他の入力にはスタートアドレス発生回路４０から
発生されたＮビツトのスタートアドレスデータの
うち最下位８ビツトが入力される。N2ビツトの
スタートアドレスデータのうち加算器４１には入
力されなかつた最上位Ｎ−８ビツトのデータの下
位に加算器４１の８ビツト出力データが位置し、
両データによつてアドレスデータMADRの最上
位Ｎビツトが構成される。カウンタ３９のカウン
ト値はアタツク部全波形の最初の周期から数えた
周期数を示しており、一方、スタートアドレス
A₀，B₀，C₀…は波形メモリ１４における該アタ
ツク部全波形の最初の絶対アドレスを示してい
る。従つて両者を加算することによりアタツク部
全波形の各周期毎の最初の絶対アドレスを特定す
る（すなわち個々の１周期波形を指定する）こと
ができる。

アタツクエンド検出回路４６はカウンタ３８か
ら与えられるキヤリイアウト信号CRYをカウン
トし、アタツク部全波形の読み出しが完了したか
否かを調べるものであり、第９図にその一例が示
されている。

第９図において、アタツク部周期数メモリ４７
はアタツク部全波形の周期数を各音色毎に記憶し
たもので、音色選択情報TCに応じて周期数デー
タATNが読み出される。引算器４８、ゲート４
９、セレクタ５０、24ステージ／８ビツトのシフ
トレジスタ５１から成るカウンタ５２は、アタツ
ク部波形を１周期読み出す毎に周期数のダウンカ
ウントを行うもので、各チヤンネル別に時分割で
該ダウンカウントを行う。セレクタ５０は、キー
オンパルスKONPが発生したときメモリ４７か
ら読み出された周期数データATNをＢ入力を介
して選択し、シフトレジスタ５１に取込む。それ
以外のときはシフトレジスタ５１の最終ステージ
から引算器４８を介してセレクタ５０のＡ入力に
加わるデータが選択され、シフトレジスタ５１に
与えられる。第６図の加算器３５から出力された
キヤリイアウト信号CRYがゲート４９に入力さ
れる。ゲート４９はアタツク信号ATによつてア
タツク中可能化され、キヤリイアウト信号CRY
を引算器４８に与える。引算器４８では、キヤリ
イアウト信号CRYが与えられたときシフトレジ
スタ５１の出力データから１減算する。こうし
て、始めはアタツク部全波形の周期数を示すデー
タがシフトレジスタ５１に入り、以後アタツク部
波形を１周期読み出す毎に該データが１減算さ
れ、最終的にアタツク部全波形の読み出しが完了
したとき該データがオール“０”となる。

カウンタ５２の出力はセレクタ５０から取り出
され、オール“０”検出回路５２０に与えられ
る。オール“０”検出回路５２０はセレクタ５０
から与えられたカウント出力データがオール
“０”か否かを検出し、オール“０”のとき信号
“１”を出力する。この検出回路５２０の出力信
号は反転アタツク信号として出力され、それ
をインバータ５３で反転した信号がアタツク信号
ATとして出力される。従つて、アタツク中はア
タツク信号ATが“１”、反転アタツク信号が
“０”であるが、アタツクが終了すると、反転し
てATが“０”、“１”となる。遅延回路５４
はクロツクパルスφ₂の12倍の周期のクロツクパ
ルスφ₂×12によつて時分割チヤンネルタイミン
グ１サイクル分の信号遅延を設定するものであ
り、アタツク信号ATを遅延してアンド回路５５
に与える。アンド回路５５の他の入力には反転ア
タツク信号が与えられており、信号が
“０”から“１”に切換わつたときそのチヤンネ
ルに対応する１タイムスロツト（サブチヤンネル
２タイムスロツト分）の間アンド回路５５の出力
が“１”となり、それがアタツクエンド信号
ATENDとして出力される。尚、アタツクが終了
するとアタツク信号ATの“０”によりゲート４
９が閉じ、それ以上のダウンカウントは行われな
くなる。従つてカウンタ５２のカウント値はアタ
ツク時以外ではオール“０”を維持する。第９図
の動作例を１つのチヤンネルに関して示すと第１
２図ａのようになる。

第６図に戻ると、スタートアドレス発生回路４
０は音色選沢情報TCに応じてスタートアドレス
の一組を選択し、キーオンパルスKONPに応じ
てアタツク部のスタートアドレスを発生し、波形
切換え指令信号WCHGに応じて各セグメント波
形のスタートアドレスを順次切換えて発生するも
のである。このスタートアドレス発生回路４０の
一例は第１０図に示されている。

第１０図において、スタートアドレスメモリ５
６には各音色Ａ，Ｂ，Ｃ…に対応して複数組のス
タートアドレスA₀，A₁，A₂…、B₀，B₁，B₂…、
C₀，C₁、C₂…を夫々予め記憶したものであり、
音色選択情報TCに応じて一組のスタートアドレ
ス（例えば音色Ａの場合はA₀，A₁，A₂…）が選
択される。24ステージのシフトレジスタ５７、セ
レクタ５８，５９，６０、加算器６１、ゲート６
２を含むループはカウンタを構成しており、この
ループ内のゲート６２から取り出されたカウント
値がスタートアドレスメモリ５６のアドレス入力
に与えられる。スタートアドレスメモリ５６は選
択された一組のスタートアドレスデータ（例えば
A₀，A₁，A₂…）をアドレス入力に与えられたカ
ウント値に従つて順次読み出す。すなわち、ゲー
ト６２から与えられるカウント値が「０」のとき
はアタツク部のスタートアドレスA₀を読み出し、
「１」のときは第１のセグメント波形SEG１のス
タートアドレスA₁を読み出し、「２」のときは第
２のセグメント波形SEG２のスタートアドレス
A₂を読み出す。こうして、スタートアドレスメ
モリ５６から読み出したスタートアドレスデータ
によつて波形メモリ１４（第３図）から読み出す
べき波形を指定する。

ゲート６２はキーオンパルスKONPの反転信
号によつて可能化されるもので、キーオ
ンパルスKONPが発生したチヤンネルでゲート
６２が閉じ、該チヤンネルに対応するシフトレジ
スタ５７の記憶内容がクリアされる。シフトレジ
スタ５７の最終ステージの出力はセレクタ５８の
Ｃ入力に与えられると共に遅延回路６３，６４を
夫々経由してセレクタ５８のＡ入力及びＢ入力に
与えられる。遅延回路６３はクロツクパルスφ₁
の23周期分に相当する周期のクロツクパルスφ₁
×23によつて遅延制御され、遅延回路６４はクロ
ツクパルスφ₁によつて遅延制御される。セレク
タ５８のＡ選択入力SAにはクロツクパルスφ₂と
波形切換え指令信号WCHGのアンド論理をとつ
たアンド回路６５の出力が与えられる。Ｂ選択入
力SBにはクロツクパルスφ₂の反転信号と信号
WCHGのアンド論理をとつたアンド回路６６の
出力が与えられる。Ｃ選択入力SCには信号
WCHGをインバータ６７で反転した信号が与え
られる。

セレクタ５８の出力はセレクタ５９のＡ入力に
与えられる。セレクタ５９のＢ入力には数値
「１」が、Ｃ入力には数値「２」が夫々与えられ
る。セレクタ５９のＡ選択入力SAにはアタツク
エンド信号ATENDをインバータ６８で反転した
信号が与えられ、Ｂ選択入力SBにはクロツクパ
ルスφ₂と信号ATENDのアンド論理をとつたア
ンド回路６９の出力が与えられ、Ｃ選択入力SC
にはクロツクパルスφ₂の反転信号と信号
ATENDのアンド論理をとつたアンド回路７０の
出力が与えられる。

セレクタ５９の出力は加算器６１に与えられ
る。加算器６１の他の入力には波形切換え指令信
号WCHGが与えられており、該指令信号WCHG
が“１”になる毎にセレクタ５９の出力データに
１が加算される。加算器６１の出力はセレクタ６
０のＢ入力に与えられる。セレクタ６０のＡ入力
にはシーケンス戻り先メモリ７１の出力が与えら
れる。また、加算器６１の出力は最終セグメント
検出回路６１Ａに与えられており、この検出回路
６１Ａの出力信号がセレクタ６０のＡ選択入力
SAに与えられ、その出力信号をインバータ７２
で反転した信号がＢ選択入力SBに与えられる。
セレクタ６０の出力はゲート６２を介してシフト
レジスタ５７に与えられる。

シフトレジスタ５７が24ステージであり、動作
クロツクパルスがφ₁であるため、カウント動作
は各チヤンネル１〜１２毎の各サブチヤンネル別
に合計24タイムスロツトで時分割的に行われる。
以下では１つのチヤンネルに関してカウント動作
を説明する。まず、前述の通り、キーオンパルス
KONPが発生したときゲート６２が閉じられ、
当該チヤンネルに対応するシフトレジスタ５７の
２つのステージの内容がオール“０”にクリアさ
れる。後述のようにアタツク中は波形切換え指令
信号WCHGは発生されず、従つて、セレクタ５
８は常にＣ入力を選択する。また、アタツク中は
アタツクエンジ信号ATENDは“０”であり、セ
レクタ５９はＡ入力を選択する。さらに、最終順
位のセグメント波形の読み出しが完了するまでは
最終セグメント検出回路６１Ａの出力信号は
“０”であり、セレクタ６０はＢ入力を選択する。
従つて、クリアされたシフトレジスタ５７の内容
がセレクタ５８のＣ入力、５９のＡ入力、加算器
６１、セレクタ６０のＢ入力、ゲート６２を介し
てチヤンネルタイミング１サイクルの時間遅れで
同じチヤンネルタイミングに同期して循環する。
従つてゲート６２からスタートアドレスメモリ５
６に与えられるカウント値は「０」を維持し、こ
れに応じてアタツク部のスタートアドレス（例え
ばA₀）を示すデータが読み出される。

アタツクが終了すると、前述の通り第９図のア
タツクエンド検出回路４６からアタツクエンド信
号ATENDが当該チヤンネルタイミング（２サブ
チヤンネル分のタイムスロツト）で１度だけ発生
する。これによりアンド回路６９，７０が可能化
され、前半のタイムスロツト（すなわちクロツク
パルスφ₂が“１”となるサブチヤンネル１のタ
イミング）でセレクタ５９のＢ入力が選択され、
数値のデータ「１」がシフトレジスタ５７にスト
アされる。更に後半のタイムスロツト（すなわち
クロツクパルスφ₂が“０”となるサブチヤンネ
ル２のタイミング）でセレクタ５９のＣ入力が選
択され、数値データ「２」がシフトレジスタ５７
にストアされる。

こうして、アタツク終了後、最初はサブチヤン
ネル１に対応して数値「１」がセツトされ、サブ
チヤンネル２に対応して数値「２」がセツトされ
る。これにより、スタートアドレスメモリ５６か
らは、サブチヤンネル１に対応して第１のセグメ
ント波形SEG１のスタートアドレス（例えばA₁）
を示すデータが読み出され、サブチヤンネル２に
対応して第２のセグメント波形SEG２のスター
トアドレス（例えばA₂）を示すデータが読み出
される。次に波形切換え指令信号WCHGが与え
られるまでこの状態が維持される。尚、ゲート６
２から出力される１チヤンネル分（２つのサブチ
ヤンネル分）のカウント値の変化の一例が第１２
図ｂに示されている。

波形切換え指令信号WCHGは、後述するよう
に１つのチヤンネルに関する２つのサブチヤンネ
ルの一方に対応して交互に切換わつて発生するよ
うになつている。第１２図ｂに示すように最初は
サブチヤンネル１に対応して発生し、次にサブチ
ヤンネル２に対応して発生し、以後交互に切換わ
つて発生する。従つて、第１０図の回路では波形
切換え指令信号WCHGに応答するカウント動作
は２つのサブチヤンネルのどちらか一方に関して
行われる。

切換え指令信号WCHGが前半のチヤンネルタ
イムスロツトつまりサブチヤンネル１に対応して
発生したとき、クロツクパルスφ₂の“１”に対
応してアンド回路６５が可能化されるが、アンド
回路６６は可能化されない。従つてその場合は、
セレクタ５８のＡ入力を介して遅延回路６３の出
力が選択され、このデータに対して加算器６１で
信号WCHGによつて１が加算される。遅延回路
６３はサブチヤンネルタイミングにして23タイム
スロツト前のデータを出力しており、これは同じ
チヤンネルに関する前サイクルのサブチヤンネル
２のカウントデータである。このサブチヤンネル
２のカウント値に１加算したものがサブチヤンネ
ル１の新たなカウント値となる。この場合、サブ
チヤンネル２はサブチヤンネル１のカウント値よ
りも大きく、従つて、サブチヤンネル１のカウン
ト値は実質的に２加算されたものと同じことにな
る。例えば、前述のようにサブチヤンネル１のカ
ウント値が「１」で、サブチヤンネル２のカウン
ト値が「２」のとき、最初の波形切換え指令信号
WCHGがサブチヤンネル１に対応して与えられ
ると、サブチヤンネル１のタイミングで前サイク
ルのサブチヤンネル２のカウント値「２」（つま
り遅延回路６３の出力）に対して１が加算され、
サブチヤンネル１のカウント値は「３」に変わ
る。この場合サブチヤンネル２のタイミングでは
セレクタ５８のＣ入力を介してシフトレジスタ５
７の出力がそのまま選択され、カウント値の増加
は行われない。従つて、サブチヤンネル２のカウ
ント値は「２」のままである。こうして、最初の
波形切換え指令信号WCHGによつてサブチヤン
ネル１の読み出しアドレスが変化し、第３のセグ
メント波形SEG３のスタートアドレス（例えば
A₃）を示すデータがメモリ５６から読み出され
る。一方、サブチヤンネル２の読み出しアドレス
は変化せず、第２のセグメント波形のSEG２の
スタートアドレスデータが依然として読み出され
る。

波形切換え指令信号WCHGがサブチヤンネル
２に対応して発生したときは、上述とは逆にアン
ド回路６６が可能化され、遅延回路６４の出力が
セレクタ５８のＢ入力を介して選択され、このデ
ータに信号WCHGによつて加算器６１で１が加
算される。遅延回路６４は１タイムスロツト前の
サブチヤンネル、つまり同じチヤンネルのサブチ
ヤンネル１のカウント値を出力しており、このカ
ウント値に１加算したものがサブチヤンネル２の
新たなカウント値となる。この場合、サブチヤン
ネル１のカウント値はサブチヤンネル２のカウン
ト値よりも１大きく、従つて、サブチヤンネル２
のカウント値は実質的に２加算されたのと同じこ
とになる。例えば、前述のようにサブチヤンネル
１のカウント値が「３」でサブチヤンネル２のカ
ウント値が「２」のときに信号WCHGがサブチ
ヤンネル２に対応して発生すると、サブチヤンネ
ル１のカウント値「３」はそのままで、サブチヤ
ンネル２のカウント値が「４」に変わる。

以上のように、サブチヤンネル１，２の一方に
対応して波形切換え指令信号KCHGが交互に発
生する毎に、対応するサブチヤンネルのカウント
値が２づつ増加し、これに対応して各サブチヤン
ネルで指定されるセグメント波形の順位は「１」
と「２」、「３」と「２」、「３」と「４」、「５」と
「４」、というように２つおきに交互に切換わる。
このような２つおきの交互の波形切換え制御によ
つて第２図ｂに示したような両系列（サブチヤン
ネル１，２）に対するセグメント波形の割振りが
実現される。

波形切換え指令信号WCHGが所定数与えられ
て加算器６１の出力が最終順位のセグメント波形
を指定する値を越えると最終セグメント検出回路
６１Ａの出力信号が“１”になる。なお、この検
出回路６１Ａは、例えば、波形メモリ１４に各音
色毎にそれぞれ記憶される複数のセグメント波形
のうち最終順位のセグメント波形を指定する数値
を各音色毎にそれぞれ記憶し、音色選択情報TC
によつて読み出しが行われるメモリと、このメモ
リから読み出された数値データと加算器６１の出
力データとを比較して「出力データの値＞数値デ
ータの値」のとき“１”信号を出力する比較器と
によつて構成される。検出回路６１の出力信号が
“１”になると、セレクタ６０はＡ入力選択に切
換わる。これにより、シーケンス戻り先メモリ７
１から読み出された戻り先順位データがセレクタ
６０で選択され、シフトレジスタ５７にストアさ
れる。シーケンス戻り先メモリ７１には、最終順
位のセグメント波形を読み出した後にどの順位の
セグメント波形に戻つて読み出すべきかを指示す
る戻り先順位データが各音色毎にサブチヤンネル
１，２についてそれぞれ記憶されており、音色選
択情報TC及びクロツクパルスφ₂に応じて所定の
戻り先順位データが読み出される。最終順位のセ
グメント波形を読み出した後も発音が持続してい
る場合は、戻り先順位データに対応する順位のセ
グメント波形に戻つて読み出しが持続されるよう
にする目的で、シーケンス戻り先メモリ７１が設
けられている。この場合、シーケンス戻り先メモ
リ７１に記憶される戻り先順位データとしては、
波形メモリ１４に記憶されるシーケンス波形
SEG１，SEG２の総数が偶数である音色に関し
てはサブチヤンネル１に対応して実際に戻つて読
み出すセグメント波形SEGiの順位を示す数値ｉ
が、またサブチヤンネル２に対応して該セグメン
ト波形SEGiの次のセグメント波形GEGi＋１の順
位を示す数値ｉ＋１がそれぞれ記憶される一方、
上記シーケンス波形の総数が奇数の音色に関して
は上記の場合とは逆にサブチヤンネル２に対応し
て数値ｉが、またサブチヤンネル１に対応して数
値ｉ＋１がそれぞれ記憶される。

例えば、音色Ａが選択され、この音色Ａに関す
るセグメント波形の総数が「６」であるとし、戻
り先のセグメント波形の順位が「３」の場合、サ
ブチヤンネル１のカウント値は「０」→「１」→
「３」→「５」→「３」→「５」→「３」→「５」
…と変化し、一方サブチヤンネル２のカウント値
は「０」→「２」→「４」→「６」→「２」→
「６」→「２」→「６」…と変化する。これによ
り、サブチヤンネル１に関してはセグメント波形
SEG１，SEG３，SEG５が順次指定された後セ
グメント波形SEG３，SEG５が繰返し指定され、
一方サブチヤンネル２に関してはセグメント波形
SEG２，SEG４，SEG６が順次指定された後セ
グメント波形SEG４，SEG６が繰返し指定され
ることになる。

次に第１１図を参照してクロスフエード制御回
路１６について説明する。

計数手段７３は重みづけの時間変化を設定する
ための時間関数を発生するためのものであり、第
１のカウンタ７３Ａと第２のカウンタ７３Ｂとを
含んでいる。両カウンタ７３Ａ，７３Ｂは、加算
器７４Ａ，７４Ｂ、ゲート７５Ａ，７５Ｂ、クロ
ツクパルスφ₂によつて制御される12ステージの
シフトレジスタ７６Ａ，７６Ｂを夫々含んでお
り、シフトレジスタ７６Ａ，７６Ｂの出力が加算
器７４Ａ，７４Ｂ、ゲート７５Ａ，７５Ｂを介し
て循環し、各チヤンネル別に時分割で計数動作を
行うことが可能である。第１のカウンタ７３Ａは
セグメント波形の切換え回数をカウントするため
のものである。変化レートメモリ７７は上記切換
え回数に応じた変化レードデータを各音色に対応
して予め記憶したものであり、音色選択情報TC
に応じて変化レートデータの一組が選択され、選
択されたデータの中から第１のカウンタ７３Ａで
カウントした切換え回数に応じて１つの変化レー
トデータDTが読み出される。なお、ゲート７５
Ａの出力が第１のカウンタ７３Ａのカウント出力
として取り出され、メモリ７７に入力される。第
１のカウンタ７３Ａと変化レートメモリ７７が計
数レート制御手段に相当する。

第２のカウンタ７３Ｂは、第１の所定値（例え
ば０）から第２の所定値（例えば最大値）までの
カウントを前記メモリ７７から読み出された変化
レートデータDTに応じたレートで行うものであ
る。変化レートデータDTが加算器７４Ｂに入力
されており、第２のカウンタ７３Ｂではこのデー
タDTを所定時間間隔でアキユムレートする。ゲ
ート７５Ｂは反転アタツク信号によつてアタ
ツク時以外において可能化される。従つて、アタ
ツク中はカウンタ７３Ｂのカウント内容は“０”
にクリアされており、アタツクが終了するとデー
タDTのカウントを開始する。

第２のカウンタ７３Ｂのカウント出力はゲート
７５Ｂから取り出され、排他オア回路から成る関
数変換回路７８に入力される。この関数変換回路
７８は、ｎビツトのカウント出力のうち下位のｎ
−１ビツトを別々に排他オア回路に入力し、最上
位ビツトMSBを各排他オア回路に共通に入力し、
MBSが“０”のとき下位ｎ−１ビツトをそのま
ま通過するが、“１”のときは下位ｎ−１ビツト
を反転して出力する。こうして、最小値０から最
大値2ⁿまで増加するカウント値を2^n-1の位置で折
返し、０から2^n-1まで増加し、次いで2^n-1から０
まで減少する三角波状の関数に変換する。

関数変換回路７８の出力は第２系列（サブチヤ
ンネル２）用の基本の補間関数IPF２として利用
される。反転回路７９はその補間関数IPF２の各
ビツトを夫々反転して逆特性の関数を形成するも
ので、この逆特性の関数を第１系列（サブチヤン
ネル１）用の基本の補間関数IPF１とする。これ
らの補間関数IPF１，IPF２の一例が第１１図ｃ
に示されている。尚、アタツク中は第２のカウン
タ７３Ｂの出力が全ビツト“０”であることによ
り関数変換回路７８の出力が全ビツト“０”とな
り、第２系列の補間関数IPF２の値が最小値
（０）を維持し、第１系列の補間関数IPF１の値
が最大値を維持する。

セレクタ８０は、各補間関数IPF１，IPF２を
各サブチヤンネル１，２のタイミングに対応して
時分割多重化するためのものであり、Ａ入力に
IPF２が加わり、Ｂ入力にIPF１が加わりクロツ
クパルスφ₂が“１”のとき（サブチヤンネル１
のタイムスロツトのとき）Ｂ入力のIPF１を選択
し、φ₂が“０”のとき（サブチヤンネル２のタ
イムスロツトのとき）Ａ入力のIPF２を選択す
る。

切換制御手段８１は計数手段７３の出力に応じ
て波形指定手段すなわち第１０図のスタートアド
レス発生回路４０における波形切換え動作を制御
するものであり、セレクタ８０から出力された補
間関数IPF１，IPF２の値が全ビツト“０”であ
るか否かを検出するオール“０”検出回路８２
と、この検出回路８２の出力と反転アタツク信号
ATとを入力したアンド回路８３とを含んでい
る。アンド回路８３は信号によつてアタツク
時以外に可能化され、オール“０”検出回路８２
の出力信号“１”を波形切換え指令信号WCHG
として出力する。２つのサブチヤンネルの補間関
数IPF１，IPF２のうち負の傾きで時間的に漸減
する一方が全ビツト“０”になつたとき、そのサ
ブチヤンネルに対応するタイミングでオール
“０”検出回路８２の出力が“１”となり、これ
に対応して波形切換え指令信号WCHGが発生さ
れる。両サブチヤンネルの補間関数IPF１，IPF
２の傾きは１補間区間毎に切換わるので、波形切
換え指令信号WCHGは１回の補間が終了する毎
に一方のサブチヤンネルに対応して交互に切換つ
て発生する。第１２図ｃの補間関数IPF１，IPF
２に対応する波形切換え指令信号WCHGの発生
例が第１２図ｂに示されている。

セレクタ８０から時分割的に出力される補間関
数IPF１，IPF２は時間的にリニアな特性を示し
ているが、補間関数記憶手段に相当するクロスフ
エードカーブメモリ８４はこの補間関数を任意の
特性に変換するために設けられたものである。例
えば第１３図ａ〜ｅに実線で示すような各種の補
間特性カーブ（重みづけ曲線）を各音色に対応し
てメモリ８４に予め記憶しておき、このうち１つ
を音色選択情報TC（又は専用スイツチ等による選
択操作）に応じて選択し、選択された補間特性カ
ーブをセレクタ８０からの補間関数IPF１，IPF
２をアドレスとして読み出すようになつている。
前述の通り両サブチヤンネルの補間関数IPF１，
IPF２（いわばこれは基本の補間関数である）は
逆特性であるため、メモリ８４の読み出し方向が
両サブチヤンネル間では互に逆方向（一方が正方
向のときは他方が逆方向）となり、互に逆特性の
カーブがメモリ８４から時分割で読み出されるこ
とになる。例えば、一方のサブチヤンネルに対応
して第１３図ａ〜ｅに実線で示すような補間特性
カーブが読み出されるとき、他方のサブチヤンネ
ルに対応して同図に破線で示すような補間特性カ
ーブが読み出される。

上述のようにしてメモリ８４から時分割的に読
み出された各チヤンネル毎の各サブチヤンネルに
対応する補間特性カーブデータはクロスフエード
カーブデータCFとして第３図の乗算器１８に与
えられ、その特性に応じて対応するセグメント波
形データを重みづけ（振幅制御）する。

第１１図に戻り、オール“０”及びオール
“１”検出回路８５は波形切換えタイミングに同
期して切換え同期信号CHGSを出力するものであ
り、間数変換回路７８の出力すなわち補間関数
IPF２を入力し、その値が全ビツト“０”又は全
ビツト“１”であるかを検出する。第１２図ｃか
ら明らかなように、三角波状に変化する相間関数
IPF２の上の頂点においてその値は全ビツト
“１”であり、下の頂点においてその値は全ビツ
ト“０”であり、それは波形切換えタイミングつ
まり波形切換え指令信号WCHGのタイミングに
対応している。全ビツト“０”のとき又は全ビツ
ト“１”のときに対応して切換え同期信号CHGS
が“１”となる。この信号CHGSは両サブチヤン
ネルのタイムスロツトすなわちクロツクパルス
φ₂の１周期に相当する１チヤンネル分のタイム
スロツトにおいて“１”となる。

この信号CHGSは遅延回路８６でクロツクパル
スφ₂×12に従つて時分割チヤンネルタイミング
１サイクル分だけ遅らされ、ゲート８７を介して
カウンタ７３Ａの加算器７４Ａに与えられる。加
算器７４Ａの出力はゲート７５Ａを介して12ステ
ージのシフトレジスタ７６Ａに与えられ、時分割
チヤンネルタイミング１サイクル分だけ遅延され
て加算器７４Ａの入力に戻される。ゲート７５Ａ
はアタツクエンド信号ATENDを反転した信号に
よつて制御されるもので、アタツクエンド信号
ATENDの発生時のみ瞬時に閉じられ、対応する
チヤンネルに関するシフトレジスタ７６Ａの記憶
をクリアする。ゲート７５Ａの出力は前述の通り
変化レートメモリ７７に与えられると共にオール
“１”検出回路８８に与えられる。オール“１”
検出回路８８はカウンタ７３Ａのカウント値が全
ビツト“１”つまり最大値になつたとき信“１”
を出力する。この出力をインバータ８９で反転し
たものがゲート８７の制御入力に与えられる。

カウンタ７３Ａのカウント値はアタツク中は最
大値を保持しており、ゲート８７は閉じられてい
る。アタツクが終了してアタツクエンド信号
ATENDによつてカウント値がクリアされると、
オール“１”検出回路８８の出力が“０”とな
り、ゲート８７が開かれる。以後、切換え同期信
号CHGSが発生する毎にカウンタ７３Ａのカウン
ト値が増加し、波形切換え回数がカウントされ
る。そして、カウント値が最大値（オール“１”）
になるとゲート８７が閉じ、カウント動作が停止
する。なお、遅延回路８６は信号CHGSがカウン
タ７３Ａに入力されるタイミングをシフトレジス
タ７６Ａの入出力間の時間遅れ分だけ遅延するた
めに設けられたものである。切換え同期信号
CHGSとカウンタ７３Ａでカウントした切換え回
数の一例を第１２図ｃに示す。

変化レートメモリ７７は、前述の通り、カウン
タ７３Ａのカウント値に対応して所定の変化レー
ルデータDTを読み出す。この変化レートデータ
DTの値によつて第２のカウンタ７３Ｂのカウン
ト値増加率が定まり、補間関数IPF１，IPF２の
傾きが決定され、従つて、１補間区間の時間的長
さ（第２図ｂのt1、t2、t3、t4…）が決定され
る。メモリ７７では波形切換え回数に応じて（す
なわち各補間区間毎に）任意に変化レートデータ
DTを設定することができるので、各補間区間の
長さt1、t2、t3、t4…は均一ではなく全く任意に
設定できる。なお、第１のカウンタ７３Ａが一旦
最大値になると、以後それが維持されるので、変
化レートメモリ７７は最大値に対応する変化レー
トとデータDTを持続的に読み出すようになる。
勿論、第１のカウンタ７３Ａは他のカウンタと同
様に各チヤンネル毎に時分割でカウント動作を行
うので、上述の波形切換え回数カウント及び変化
レートデータDTの読み出しは各チヤンネル毎に
時分割で行われる。

次に、各セグメント波形SEG１〜SEG５の具
体例及びそれに基き補間合成される楽音信号の具
体例について説明する。

第１４図〜第１８図は各セグメント波形SEG
１〜SEG５の一例を示すもので、説明の簡単化
のために、これらのセグメント波形SEG１〜
SEG５は基本波、２倍音、３倍音、及び４倍音
の４種類の成分を同一の相対振幅で合成したもの
から成るものとしている。各図には、各成分（次
数１、２、３、４）毎の初期位相が付記されてい
る。また、第１４図及び第１５図にはセグメント
波形SEG１，SEG２に含まれる各成分の分解図
が参考のために付記されている。

切換え順位が隣合うセグメント波形は、SEG
１とSEG２、SEG２とSEG３、SEG３とSEG４、
SEG４とSEG５、である。

この例では、セグメント波形SEG１〜SEG５
の全てに関して、切換え順位が隣合うセグメント
波形間において各倍音成分に所定の位相差が設定
されている。また、同一次数の成分に関する前記
位相差の量が、どの隣合うセグメント波形間でも
同じになるように設定されている。また、次数が
異なる成分間では前記位相差の量が異なつてお
り、高次数になるほど前記位相差の量が増してい
る。すなわち、各セグメント波形SEG１〜SEG
５の２倍音成分の初期位相を見ると夫々、０度、
22.5度、45度、67.5度、90度であり、どの隣合う
セグメント波形間でも位相差が22.5度に設定され
ている。同様に、３倍音成分の初期位相を見る
と、その位相差がどの隣合うセグメント波形間で
も45度に設定されている。また、４倍音成分の初
期位相を見ると、その位相差がどの隣合うセグメ
ント波形間でも90度となつている。

第１９図及び第２０図は、第１４図〜第１８図
のセグメント波形SEG１〜SEG５を用いて第３
図の装置で補間合成された楽音信号の一例を示す
もので、第１９図には補間区間t₁とt₂が示されて
おり、第２０図にはそれに続く補間区間t₃とt₄が
示されている。第１９図及び第２０図は、一例と
して、A4音の基本波周波数440Hzに従つて波形メ
モリ１４を読み出し、各補間区間t₁〜t₄の時間を
A4音の８周期に相当する時間（18.182ｍｓ）に
夫々固定した例を示している。

第２１図は、第１９図及び第２０図に示された
楽音信号の周波数スペクトルを示す図で、前述の
通り、基本周波数はA4音の440Hzとしている。第
２２図は第２１図の３倍音と４倍音付近を横軸方
向に拡大して示したスペクトル図である。両図か
ら明らかなように、隣合うセグメント波形間で所
定の位相差が設定された２倍音成分、３倍音成
分、４倍音成分の周波数はその位相差の量に応じ
て正規の整数倍周波数から偏移している。今ここ
で説明している具体例の条件は、この実施例の説
明の前段で発明の概要を説明するために例示した
条件と同じである。従つて、各成分の周波数の具
体的数値は前掲のf₂、f₃、f₄の数値をそつくり援
用することができ、２倍音の周波数偏移は3.44
Hz、３倍音の周波数偏移は6.9Hz、４倍音の周波
数偏移は13.8Hzである。このように、非調和が実
現されている。なお、この具体例のように、高次
成分ほど周波数偏移が増すような非調和は、実際
のピアノ音やハープシコード音の非調和に近いも
のであり、好ましい。

特定の成分のみを非調和としたい場合は、その
成分のみに関して各セグメント波形間で位相差を
設定すればよいことは上述から明らかであろう。

また、全てのセグメント波形において所定の成
分に位相差が設定されるようにする必要はなく、
その中の所定の複数のセグメント波形（例えば
SEG１，SEG２，SEG３のみ）において位相差
が設定されるようにしてもよい。その場合は、発
音開始から終了までの全発音期間のうち特定の期
間で非調和が実現される。

また、同一次数の成分に関する各セグメント波
形間の位相差の量を一定とせずに、時間的に変化
させる（すなわち各隣合うセグメント波形の少な
くとも１組において該位相差の量が他とは異なる
ようにする）ようにしてもよい。その場合は、非
調和の度合（周波数偏移）を時間的に変化させる
（位相差が他とは異なるセグメント波形の補間区
間で変化させる）ことができる。

第１４図〜第２２図の例では、各セグメント波
形SEG１〜SEG５における各成分の相対振幅が
共通であり、セグメント波形を切換えても音色は
変化しないようになつている。しかし、これに限
らず、各セグメント波形SEG１〜SEG５は各成
分の初期位相のみならずその相対振幅も異なつて
いてもよく、そうすれば音色の時間変化も併せて
実現できる。

次に、前述の実施例の変更例について説明す
る。

第１１図における第１のカウンタ７３Ａと変化
レートメモリ７７の部分すなわち計数レート制御
手段は第２３図のように変更することもできる。
変化レート初期値メモリ９０は変化レートデータ
DTの初期値のみを各音色毎に記憶しており、音
色選択情報TCに応じて所定の変化レート初期値
データを読み出す。セレクタ９１はアタツクエン
ド信号ATENDによつてアタツク終了時のみ瞬時
にメモリ９０からの初期値データを選択し、シフ
トレジスタ９２にストアする。シフトレジスタ９
２は12ステージであり、各チヤンネル分のデータ
のストアが可能である。シフトレジスタ９２の最
終ステージの出力は変化レートデータDTとして
出力されると共にシフト回路９３に加わり、アン
ド回路９４からの制御信号に応じてビツトシフト
され、セレクタ９１のＡ入力を介して循環する。
アンド回路９４には変化レートデータDTの最下
位ビツトLSBの反転信号と遅延回路８６（第１
１図）で遅延された切換え同期信号CHGS′が与
えられる。一例として、シフト回路９３はアンド
回路９４から信号“１”が与えられたとき入力デ
ータの各ビツトを下位に１ビツトシフトするもの
である。

データDTのLSBが“０”のときはアンド回路
９４が可能化され、シフトレジスタ９２にストア
した初期値データは切換え同期信号CHGS′が発
生する毎に１ビツトずつ順次下位にシフトされ
る。このシフトは各チヤンネル別に時分割で行わ
れる。やがてLSBが“１”になると、アンド回
路９４が不能化され、データDTはそのときの値
を維持する。

尚、第１１図及び第２３図の例では第２のカウ
ンタ７３Ｂのカウント値の最上位ビツトMSBの
値に応じて下位ビツトの反転を制御することによ
り三角波状に折返した補間関数（基本の補間関数
即ちメモリ８４のアドレス信号）を得るようにし
ているため、カウンタ７３Ｂのカウント値は必ら
ず全ビツト“０”から増加を開始して最終的にオ
ーバーフローによつて全ビツト“０”まで正確に
戻ることが要求される。従つて、変化ルートデー
タDTの値は「１」、「２」、「４」、「８」など２の
べき乗であることが要求される。これに対して、
変化レートデータDTの値を任意に設定できるよ
うにするには、第２のカウンタ７３Ｂを第２４図
のよう変更すればよい。

第２４図に示すカウンタ７２Ｂにおいては、加
算器７４Ｂとゲート７５Ｂとの間にゲート９４が
設けられている。加算器７４Ｂの最上位ビツトか
らのキヤリイアウト信号をインバータ９５で反転
した信号が反転アタツク信号と共にアンド回
路９６に加わり、その出力によつてゲート７５Ｂ
が制御される。加算器７４Ｂの出力信号のうち最
上位ビツトMSBがゲート７５Ｂに入力されると
共に立上り微分回路９７に加わり、下位のｎ−１
ビツトがゲート９４に入力される。立上り微分回
路９７はMSBが信号“１”に立上つたときクロ
ツクパルスφ₂の１周期幅で信号“１”を出力し、
この信号“１”がインバータ９８で反転されてゲ
ート９４の制御入力に加わる。ゲート９４の出力
（ｎ−１ビツト）と加算器７４ＢのMSB出力がｎ
ビツトの信号としてゲート７５Ｂに加わる。ゲー
ト７５Ｂの出力はシフトレジスタ７６Ｂに加わる
と共に前述と同様に関数変換回路７８に与えられ
る。

アタツク中は反転アタツク信号の“０”に
よりアンド回路９６が不能化され、ゲート７５Ｂ
が閉じ、カウンタ７５Ｂのカウント値はオール
“０”に維持される。アタツクが終了するとゲー
ト７５Ｂが開き、また、通常はゲート９４が開い
ているので、カウント動作が可能となり、変化レ
ートデータDTの値を所定時間間隔（チヤンネル
タイミング１サイクル）で繰返し加算する。こう
してデータDTの値に応じた任意のレートでカウ
ント値が増加する。加算結果の最上位ビツト
MSBが“０”から“１”に変化したとき、その
チヤンネルタイミングで立上り微分回路９７から
パルスが出力され、ゲート９４が一時的に閉じ
る。カウント値の増加率は任意である（２のべき
乗に限らない）ため加算結果のMSBが“０”か
ら“１”に切換わつたときその下位ｎ−１ビツト
が全ビツト“０”とは限らない。しかし、上述の
ようにゲート９４が一時的に閉じることにより、
加算結果の下位ｎ−１ビツトが強制的に全ビツト
“０”にクリアされ、ゲート７５Ｂを介してシフ
トレジスタ７６Ｂに与えられるカウント値MSB
が“１”でその下位ｎ−１ビツトがオール“０”
となる。

加算結果の最上位ビツトMSBが“１”から
“０”に変化したとき、つまり、加算器７４Ｂか
らキヤリイアウト信号が出力されたとき、アンド
回路９６が不能化され、ゲート７５Ｂが閉じる。
このときも、カウント値の増加率は任意であるた
め、加算器７４Ｂの出力が全ビツト“０”とは限
らない。しかし、ゲート７５Ｂが一時間に閉じる
ことにより、該ゲート７５Ｂから出力されるカウ
ント値は強制的に全ビツト“０”となる。

これにより、関数変換回路７８の出力は、折返
し点では必らず全ビツト“０”又は全ビツト
“１”となり、検出回路８２，８５（第１１図）
では支障なくオール“０”又はオール“１”を検
出し、波形切換え制御を支障なく行うことができ
る。従つて、第２４図の構成によれば、変化レー
トデータDTを２のべき乗に限らず任意の値に設
定することができる。なお、その場合、セグメン
ト波形を丁度整数周期読み出したとき波形切換え
が行われるようにするには、データDTの値を楽
音周波数に関連づけて決定するようにすればよ
い。

上述の実施例では計数手段７３における計数レ
ートは、所定時間間隔で適宜の値のデータDTを
繰返しカウントすることにより、このデータDT
の値によつて決定されるようになつている。しか
し、これに限らず、データDTの値を一定にして
計数時間間隔（カウントクロツク）を可変制御す
る、もしくはデータDTの値と計数時間間隔の両
方を可変制御することにより計数レートを決定す
るようにしてもよい。

また、第１０図の例ではスタートアドレス発生
回路４０は、或るサブチヤンネルのカウント値
（セグメント波形順位データ）を２増加するため
に、他方のサブチヤンネルのカウント値を取り出
してこれに１増加することにより等価的に２増加
したのと同じ計算を行つている。しかし、これら
に限らず、スタートアドレス発生回路４０を第２
５図のように構成し、当該サブチヤンネルのカウ
ント値に直接的に２加算するようにしてもよい。

第２５図において、第１０図と同一符号は同一
回路であり、第１０図の符号５８，６３〜６７に
相当する回路が省略され、シフトレジスタ５７の
出力がセレクタ５９のＡ入力に直接入力されてい
る点が異なつている。また、ゲート９９が設けら
れており、波形切換え指令信号WCHGが与えら
れる毎に数値「２」のデータを該ゲート９９を介
して加算器６１に与えるようになつている。従つ
て、一方のサブチヤンネルに対応して波形切換え
指令信号WCHGが発生されると、そのサブチヤ
ンネルのタイミングでシフトレジスタ５７から出
力されたカウント値に数値「２」が加算され、実
質的に第９図と同等に動作する。

以上説明した実施例では第２図ｂに示すように
基本の補間関数IPF１，IPF２（メモリ８４のア
ドレス信号）が三角波状に変化し、常時２つのセ
グメント波形が重みづけされるようになつている
が、これに限らず、波形切換わりの過渡期でのみ
２波形の重みづけを行うようにしてもよい。第２
６図はその場合の基本の補間関数IPF１，IPF２
（メモリ８４のアドレス信号）の一例を示したも
ので、例えばセグメント波形SEG１からSEG２
に切換わるときその過渡期P₁において両関数IPF
１，IPF２を交差させ、以後はSEG２のための補
間関数IPF２を最大値に維持し、SEG１のための
補間関数IPF１は最小値に維持する。SEG２から
SEG３に切換わる過渡期P₂においても同様であ
る。第２６図のような制御を行うためには、第１
１図の検出回路８２，８５が単にオール“０”又
はオール“１”を検出するのではなく、オール
“０”又はオール“１”から増加方向又は減少方
向に変化したことを検出し、これに基き波形切換
え指令信号WCHGあるいは切換え同期信号
CHGSを発生するようにすればよい。

また、上記実施例では補間用の２系列（サブチ
ヤンネル）が時分割処理されているが、これを並
列処理するようにしてもよい。また、第３図では
補間用に重みづけされた２系列の楽音波形信号を
加算器２０でデイジタル加算した後Ｄ／Ａ変換し
ているが、各系列独立にＤ／Ａ変換した後混合も
しくは独立発音するようにしてもよい。

また、第３図の波形メモリ１４では波形各サン
プル点の振幅値データをそのまま記憶しているも
のとしているが、これに限らず種々の記憶法を採
用してよい。例えば、各サンプル点間の振幅値の
差分値を記憶しておき、これらを読み出した後累
算することにより各サンプル点振幅データを得る
方法、或いは各サンプル点振幅値の実数を仮数部
と指数部に分けて記憶しておき、読み出した後の
演算処理によつて各サンプル点振幅値の実数を得
る方法など、種々のものがある。

なお、上記実施例ではセグメント波形（SEG
１，SEG２，…）として波形１周期分をそのま
ま波形メモリ１４に記憶するようにしたが、これ
に限らず波形の半周期だけを記憶してもよく、こ
の場合には読み出された半周期波形に対して正・
負の極性を交互に付加して１周期波形とすればよ
い。また、波形メモリ１４に記憶するセグメント
波形は１周期波形に限らず、複数周期（例えば２
周期）分の波形であつてもよい。

上記実施例では、楽音信号のアタツク部につい
ては、連続する複数周期波形をそのまま波形メモ
リ１４に記憶しておき、これをこのまま読み出す
ことにより発生するようにしたが、これに代え
て、アタツク部に関してもこの発明にしたがつて
複数のセグメント波形を波形メモリ１４に記憶し
ておき、これを順次切換えて読み出すとともに、
波形切換え時に上述した補間処理を行つて楽音信
号を発生するようにしてもよいことは勿論であ
る。逆に、発音開始から終了までの一部の区間だ
けにこの発明によるセグメント波形補間合成を適
用してもよい。

上記実施例ではこの発明による楽音信号発生装
置を複音電子楽器に用いた場合につき説明した
が、単音電子楽器にも用いることができるのは勿
論であり、更には電子楽器に限らず楽音を発生す
る装置全てに適用できる。また、音階音に限ら
ず、リズム音等の発生にもこの発明を適用するこ
とができる。

また、第１１図の例では最終的な補間関数つま
りクロスフエードカーブデータCFはメモリ８４
から得るようになつているが、メモリ８４を設け
ずに、IPF１，IPF２をそのまま乗算器１８（第
３図）に重みづけ係数として与える。もしくは、
適宜の論理演算によつてIPF１，IPF２を修正し
たものを乗算器１８に与えるようにしてもよい。

また、第１１図の例ではセグメント波形の切換
えを時間で制御している（変化レートデータDT
を発生すべき楽音の音高に無関係に設定してい
る）が、これに限らず、セグメント波形を所定周
期数だけ繰返し読出す毎に切換えを行うようにし
てもよい。その場合は、例えば、第６図のカウン
タ３８のキヤリイ信号CRYに応じて第１１図の
計数手段７３のカウントを行うようにすればよ
い。この場合、セグメント波形が切換られるべき
周期数が各補間区間t₁，t₂，t₃…毎に又は各音色
毎に又は各音名毎に適宜可変設定できるようにし
てもよいし、反対に、一定周期数に固定されてい
てもよい。

以上から明らかなように、この発明によつて得
られる非調和の量は、補間されるべき２つのセグ
メント波形間の各成分毎の位相差のみならず、補
間に要する時間によつても決定される。従つて、
各セグメント波形を所望の特性（所望の各成分毎
の位相特性）で波形メモリ１４に一旦記憶した後
は、補間に要する時間を制御することにより非調
和の量（整数倍周波数に対する周波数偏移量）を
可変制御することが可能である。この補間時間制
御（各補間区間t₁〜t₄の時間の制御）は、第１１
図における変化レートデータDTを可変制御す
る、若しくは前述のように所定周期数毎にセグメ
ント波形の切換えを行う場合はその周期数設定値
を可変制御する、ことによつて実現される。

発明の効果以上の通りこの発明によれば、基本波及び高調
波成分を含む楽音波形（セグメント波形）を波形
記憶手段に複数記憶し、これを順次切換えて読出
し、切換え順位が隣合う楽音波形間で時間的に補
間を行うことにより楽音信号を発生し、その際
に、隣合う楽音波形間において少なくとも１つの
成分に位相差が設立されるように前記記憶すべき
楽音波形を決定することにより該成分が非調和成
分となるようにしたので、比較的簡単な構成によ
つて非調和が実現できるという優れた効果を奏す
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明における補間合成によつて非
調和成分が発生されることを原理的に説明するた
めに、補間されるべき２つの楽音波形に含まれる
同一次数の１つの成分を夫々取り出してその波形
（特に位相関係）を示した波形図、第２図はこの
発明の実施例における補間による楽音信号発生原
理を説明するための略図、第３図はこの発明に係
る楽音信号発生装置を適用した電子楽器の一実施
例を示す電気的ブロツク図、第４図は同実施例で
使用するクロツクパルス及びチヤンネルタイミン
グ信号の一例及び時分割チヤンネルタイミングの
一例を示すタイミングチヤート、第５図は同実施
例における波形メモリのメモリマツプの一例を示
す図、第６図は第３図の位相発生器の一例を示す
電気的ブロツク図、第７図は第６図の時分割制御
回路の一例を示す電気的ブロツク図、第８図は第
７図の各部信号の一例を示すタイミングチヤー
ト、第９図は第６図のアタツクエンド検出回路の
一例を示す電気的ブロツク図、第１０図は第６図
のスタートアドレス発生回路の一例を示す電気的
ブロツク図、第１１図は第３図のクロスフエード
制御回路の一例を示す電気的ブロツク図、第１２
図は第９図、第１０図、第１１図の各部信号の一
例を示すタイミングチヤート、第１３図は第１１
図のクロスフエードカーブメモリで予め準備して
おく各種補間関数（クロスフエードカーブ）の特
性を略示する図、第１４図乃至第１８図は第３図
の波形メモリに記憶されるセグメント波形の一例
を夫々示す波形図で、第１４図は切換え順位第１
のセグメント波形SEG１、第１５図は切換え順
位第２のセグメント波形SEG２、第１６図は切
換え順位第３のセグメント波形SEG３、第１７
図は切換え順位第４のセグメント波形SEG４、
第１８図は切換え順位第５のセグメント波形
SEG５、を夫々示すもの、第１９図及び第２０
図は第１４図乃至第１８図のセグメント波形を用
いて第３図の実施例で合成される楽音信号の一例
を示す波形図、第２１図は第１９図及び第２０図
に示された楽音信号の周波数スペクトルを示すス
ペクトルエンベロープ図、第２２図は第２１図の
３倍音と４倍音付近を横軸方向に拡大して示すス
ペクトルエンベロープ図、第２３図は第１１図に
おける第１のカウンタ及び変化レートメモリの部
分すなわち計数レート制御手段の変更例を示す電
気的ブロツク図、第２４図は第１１図における第
２のカウンタの部分の変更例を示す電気的ブロツ
ク図、第２５図は第１０図に示したスタートアド
レス発生回路の変更例を示す電気的ブロツク図、
第２６図は第２図ｂとは別の補間方法を示す図、
である。１０……鍵盤、１１……キーアサイナ、１３…
…位相発生器、１４……波形メモリ、１６……ク
ロスフエード制御回路、１８，１９，２０……補
間手段の一部である重みづけ用の演算回路、２８
……読み出し手段、４０……波形指定手段に相当
するスタートアドレス発生回路、４６……アタツ
クエンド検出回路、７３……計数手段、７３Ａ…
…切換え回数カウント用の第１のカウンタ、７３
Ｂ……時間関数発生用の第２のカウンタ、７７…
…変化レートメモリ、８１……切換制御回路、７
８……関数変換回路、７９……逆特性の補間関数
を作るための反転回路、８４……クロスフエード
カーブメモリ、SEG１〜SEG５……セグメント
波形、SEG１₂，SEG２₂……セグメント波形SEG
１，SEG２の２倍音成分。

Claims

【特許請求の範囲】１複数の楽音波形を夫々複数のサンプル点に分
割して各サンプル点に対応する波形データを記憶
した波形記憶手段と、発生すべき楽音周波数に応じて前記波形記憶手
段から所定の楽音波形の波形データを繰返し読み
出す読出し手段と、前記波形記憶手段から読み出すべき楽音波形を
時間的に切換えて指定する波形指定手段と、読み出すべき楽音波形を切換えるとき、先行す
る楽音波形からその次の音楽波形に滑らかに移行
させるよう両楽音波形を重みづけする補間手段
と、を具える楽音信号発生装置において、前記波形記憶手段に記憶する各楽音波形は夫々
基本波及び高調波成分を含んでいるものであり、
該各楽音波形の全て又は所定の複数に関して、前
記切換えの順位が隣合う楽音波形間において前記
成分のうち少なくとも１つの成分に所定の位相差
をもたせたことを特徴とする楽音信号発生装置。２同一次数の成分に関する前記位相差の量が、
どの隣合う楽音波形間でも同じである特許請求の
範囲第１項記載の楽音信号発生装置。３同一次数の成分に関する前記位相差の量が、
各隣合う楽音波形の少なくとも１組において他と
は異なつている特許請求の範囲第１項記載の楽音
信号発生装置。４次数が異なる成分間では前記位相差の量が異
なつている特許請求の範囲第１項記載の楽音信号
発生装置。５高次数になるほど前記位相差の量が増す特許
請求の範囲第４項記載の楽音信号発生装置。６前記波形記憶手段は、アタツク部の複数周期
波形を更に記憶しており、前記波形指定手段は、
初め前記アタツク部の複数周期波形を指定し、そ
の後前記各楽音波形を順次切換えて指定するもの
である特許請求の範囲第１項記載の楽音信号発生
装置。７前記補間手段で得られた前記重みづけ済みの
両楽音波形の合成楽音信号は前記位相差に応じた
非調和成分を含んでおり、この非調和の量は該位
相差と前記補間手段における波形移行に要する時
間に従つて決定されるものであり、前記補間手段
における波形移行に要する時間すなわち補間時間
を可変制御することにより前記非調和の量を制御
し得るようにした特許請求の範囲第１項記載の楽
音信号発生装置。