JPH0123971B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は音声信号等の帯域圧縮のために用いら
れる適応量子化および適応逆量子化の改良に関す
る。 適応量子化方式とは、入力信号の標本値を定め
られたビツト数で表現する、いわゆる量子化にお
いて、入力信号の大きさに応じて量子化に用いる
量子化幅を適時決定する方法で、この逆操作を行
なう適応逆量子化により入力信号標本値を少いビ
ツト数で高精度に再現できる。このため、この様
な適応量子化方式及び逆量子化方式を音声信号等
のデイジタル伝送に応用すれば、１標本当りの必
要ビツト数を、適応機能のない量子化方法及び逆
量子化方法を用いた場合と比べて少くできるた
め、伝送情報量を低減でき、いわゆる帯域圧縮が
実現できる。 従来から知られている適応量子化及び適応逆量
子化の方法のうち、本発明に関係する瞬時適応量
子化及び瞬時適応逆量子化について次に詳細に説
明する。瞬時適応量子化については1973年９月
Bell研究所発行のBSTJ誌1119頁〜1144頁に詳し
いが、原理は次の通りである。いま、ある標本時
刻ｊでの量子化幅をΔ_j、この時の入力信号xjが nj・Δj（nj＋１）Δj nj∈｛０、±１、±２、……、 ±(2^m-1-1)、−2^m-1｝ ｍ：割当量子化ビツト数 (1) であれば、出力信号はnjであり、次の標本時刻で
の量子化幅を次の様に決定する。 Δ_j+7＝Δj・Ｍ（nj） (2) ただし、ここでＭ（nj）はnjにより一意的に定
まる乗数であり、8kHz標本化音声信号を４ビツ
ト（ｍ＝４）に符号化する場合に用いられる乗数
の一例を表１に示す。

【表】 この様に量子化幅を時々刻々変化させると、量
子化幅が一定値に固定された場合では出力信号が
常に０となるような小レベルの場合や出力信号が
常に過負荷を起こすような大レベルの場合にも、
それぞれ量子化幅を小さくしたり、大きくしたり
する事により、量子化器のダイナミツク・レンジ
を大きくできるばかりでなく、(2)式による適応量
が入力信号によく追随しているならば(1)式により
定められる量子化も精度よく行なえる。この様な
量子化器を伝送装置に応用する場合は、量子化さ
れ伝送された信号は受信側でも(2)式の演算を行な
い、各標本時刻での量子化幅を再元して x^j＝njΔj＋１／２Δj (3) により伝送信号を逆量子化することで、ほぼ入力
信号xjと同じ大きさの信号ｘ＾ｊを再現できる。送
信側と受信側における量子化幅Δjが等しいこと
は、初期値Δoが等しく、かつ、伝送路に誤りが
ない状態（つまりnjが常に正しく伝送されている
状態）が保証されれば、送受両側でΔjに乗ずる
乗数Ｍ（nj）が一致し、成立する。 上記の瞬時適応量子化の方法は入力信号を精度
よく少いビツト数で伝送するという本来の目的の
ためには優秀な方法であるが、初期における量子
化幅を送信側と受信側で一致させなければいけな
い事、また、通常の伝送路においては回線の歪み
や熱雑音により伝送路ビツト誤りが発生する事な
ど、実用上の観点からすれば各標本時間において
送信側と受信側では量子化幅が不一致となる状況
が頻繁に発生する。以上の困難を克服する方法に
ついては1975年IEEE発行の「Transacfions on
Communication 1362頁〜1365頁に詳しいが、こ
の方法は(2)式を次の(4)式で置き換えたものであ
る。 Δ_j+1＝Δj〓・M′（nj） (4) ただし、βは１に近いが１より小の数であり、
M′（nj）はＭ（nj）と同様njにより一意的に定まる
乗数であり、以下簡単化のためＭ（nj）と記す。
以上のように修正した事により、(4)式は次の様に
式変形できる。 Δ_j+1＝Ｍ(nj)・Ｍ(n_j-1)〓・Ｍ(n_j-2)〓²・Δ₀〓^j(5
) さらにβを１より小の数に設定しため、β^kはｋ
が大きくなるに従い０に漸近する。以上の事柄よ
り、送信側と受信側での量子化幅を各々TΔj、
RΔjと記述すれば、初期値が異なつていても
（TΔo≠RΔo）、量子化符号njは送受で等しいか
ら時刻ｊにおける送信側と受信側での量子化幅の
比は、 TΔ_j+1／RΔ_j+1＝（TΔo／RΔo）〓^j (6) となり、ｊの増加とともに１に収束する事にな
る。つまり、送受での量子化幅は等しくなる。 また、伝送路ビツト誤りが発生した場合も以下
の様に同様に考えられる。時刻j′に伝送路ビツト
誤りが起きた場合、送信側および受信側で次の標
本時刻において乗ぜられる乗数Ｍ（nj′）が異なる
ため、量子化幅に不一致を生ずる。この場合、時
刻j′を改めて初期時刻と定義し直し、初期値が不
一致であつたと考えれば上記の解釈により時刻と
ともに送信側と受信側での量子化幅が等しくなる
事が理解されよう。以上のように誤差を含んだ量
子化幅Δjは時刻とともにβ乗され、１に近づく
ため、1.0を量子化基準値と呼ぶ。 しかしながら、従来の伝送ビツト誤りに強くし
たアルゴリズムでは音声信号のようにダイナミツ
ク・レンジが60dBにも達する信号に対しては、
平均的な信号レベルの符号化に於ては問題になら
ないものの、大きな信号レベルや小さな信号レベ
ルに於ては量子化精度の劣化を招く事になる。こ
の事は式(2)と式(3)を比べるとΔjをβ乗するか否
かの違いであり、第１図のΔj対Δj〓のグラフを用
いれば以下の様に理解される。第１図では、β＝
１のグラフはβ乗しない事を意味し、式(2)に対応
する演算に対応する。また、β＝１−αのグラフ
は式(4)の演算に対応する。図に示すように両グラ
フは量子化基準値1.0で交わる。いま、信号レベ
ルが定常的に高い場合を考える。この場合第１図
でΔjがΔ_L付近に来る事が多いが、伝送路ビツト
誤りに対して強い性格を持たせたβ乗を行なう方
式では、β乗する事によりΔ_LがΔ_L′まで縮められ
る。（Δ_L−Δ_L′）の差はΔ_Lが大きくなる程大きく
なり、このため真に必要となる次の量子化幅Δ_j+1
を計算するにあたり、過負荷状態を発生する要因
となる。このため、信号レベルの大きいものに対
しては符号化精度を劣化させることになる。同様
に信号レベルが定常的に低い場合は第１図におい
てΔjがΔ_M近傍に来る事が多く、この場合Δj〓を行
なうとΔ_M′となり、Δ_Mより大きな値となる。この
ため、レベルの低い信号に対しては、次の標本時
刻での量子化幅をΔj〓を用いて計算すると、量子
化幅の適応性が劣化し、量子化による信号標本値
の桁落ちが生じ易くなり、符号化精度を悪化させ
ることになる。また、βの値を１に近付けると、
高レベルもしくは低レベルの信号に対する符号化
精度の劣化を小さくできるが、伝送路ビツト誤り
に対する送信側および受信側の量子化幅の不一致
が長時間解消されずに残る事になる。本発明の目
的は伝送路ビツト誤りに対して短時間で送信側お
よび受信側の量子化幅の不一致が解消され、か
つ、高レベルおよび低レベル信号に対しても符号
化精度を高く保つ適応量子化方法及び適応逆量子
化方法を提供する事にある。 本発明の方法は量子化基準値と、現在の標本時
刻における量子化幅および量子化符号とを用いて
適応的に次の標本時刻における量子化幅を決定
し、この量子化幅を用いて標本化された入力信号
を適応的に量子化および逆量子化を行なう瞬時適
応量子化方法において、前記量子化基準値を、各
時刻における量子化符号から、入力信号のシラブ
ルに応じた速度により変化する量を抽出し、その
量で補正する手段を設け、従来の瞬時適応量子化
方法の量子化基準値をシラブルに応じた速度で適
応させる事を特徴としている。 本発明の原理は第１図におけるβ＝１のグラフ
とβ１のグラフの交点（1.0）を入力信号のシ
ラブル・レベルに応じて変える様に、β１のグ
ラフを変化させる事にある。これ等２つのグラフ
の交点を変化させることは、従来1.0に固定され
ていた量子化基準値を変える事を意味する。この
ため数式的には式(4)を量子化基準値ΔSを用いて
式(7)のように表現したものを用いると説明しやす
い。 Δ_j+1＝（Δj／Δ_S）〓Δ_SＭ（nj） (7) 明らかにΔS＝1.0の時は式(4)と一致し、ΔS≠
1.0の時は両グラフの交点をΔSまで移動させた形
となる。さらに、Δ_Sの値が固定しておれば、初
期時刻での送信側と受信側の量子化幅の不一致は
式(7)を用いた場合でも式(6)の様になることは容易
に導出できよう。 いま、ΔSの変化範囲を〔Δ_S0、Δ_S1〕と設定し、
Δ_Sの変化速度をシラブルに応じた速度（100Hz程
度に帯域制限された信号）に設定し、Δ_Sを入力
信号の振幅、もしくはエネルギーに依存した量で
制御する。この様にΔ_Sを変化させれば、第１図
に相当するグラフは第２図の様になる。送信側、
受信側においてΔ_Sが一致していると仮定し、定
常的にレベルの大きな信号を符号化している場合
を考える。この場合、量子化基準値はΔ_S1となり、
第２図のグラフＡを用いて次の量子化幅を決定す
る事になる。いま時刻ｊでの量子化幅がΔLであ
つたとすると、従来の方法では第２図のグラフＣ
を用いて次の量子化幅を決定するため、グラフＡ
を用いて決定する場合と比べ大幅にβ＝１のグラ
フを用いた場合からの劣化が少い。同様に定常的
に低レベルの信号を符号化する場合は、第２図の
グラフＢを用いることになり、時刻ｊでの量子化
幅がΔ_Mであつた場合を考えると、第２図より従
来の方法よりもよい量子化幅の決定が行えること
は明らかであろう。 以下、この様な方法でも伝送路誤りについて強
固な性質を持つている事を示す。時刻ｊでの量子
化基準値をΔSjとすると、時刻ｊ＋１での量子化
幅は式(7)をくり返し使用する事により次式を得
る。 Δ_j+1＝Δj〓Ｍ（nj）ΔSj^(1-〓⁾＝Ｍ（nj）M〓（nj−
１）M〓²（nj−２）…M〓^j _(o0) ×ΔSj^(1-〓⁾ΔSj−1^(1-〓⁾〓ΔSj−2^(1-〓⁾〓²…ΔS
0^(1-〓⁾〓^j×Δ0〓^j(8) 音声等の信号の場合、無音区間が存在するた
め、有声区間の始まりにおいて送信側、受信側符
号器の量子化基準値は取りうる値の最小値ΔS0と
なつていると期待できる。たとえ送受において同
一量子化基準値を持たなくともその比は１に近い
と期待できる。(8)式を用いて送信側、受信側それ
ぞれの量子化幅および量子化基準値を ^TΔj、 ^RΔj
^TΔSj、 ^RΔSjとおけば時刻ｊ＋１での量子化幅
の比は以下の様になる。ただし、時刻０からｊま
では伝送路誤りはないものとする。 RΔ_j+1／TΔ_j+1＝（RΔ_Sj／TΔ_Sj）^(1-〓⁾（RΔ_Sj-1／T
Δ_Sj-1）^(1-〓⁾〓（RΔ_Sj-2／TΔ_Sj-2）^(1-〓⁾〓²・（R
Δ_Sj-3／TΔ_Sj-3）^(1-〓⁾〓³……（RΔ₀／TΔ₀）〓^j(9)
ｊの値を10程度に選ぶと ^TΔSj、 ^RΔSjともに
^ＴΔS0、 ^RΔS0とほぼ等しいと考えられるから、
（量子化基準値の変化速度は100Hz程度、つまり、
8KHz標本化を行なつていると、100Hz１周期分は
80標本となり、今考えている10標本区間では大幅
な変化はない。）式(9)は以下の様になる。 RΔ_j+1／TΔ_j+1＝（RΔ_S0／TΔ_S0）^(1-〓⁾⁽¹⁺〓⁺…⁺〓^j
)＝（RΔ_S0／TΔ_S0）^1-〓^j+1≒RΔ_S0／TΔ_S0≒１(10) よつて、送受の信号レベルの差はほとんどなく、
音声の始まりで発生する量子化基準値の差程度と
なる。 伝送路ビツト誤りが発生した場合の量子化基準
値の変化については、以下の様に微少な差が現わ
れるだけである。いま、時刻ｊにおいて伝送路ビ
ツト誤りが発生し、送信側と受信側での量子化符
号が異なつたとする。この異なつた量子化符号が
シラブルに応じた速度で変化する量子化基準値に
与える影響を考える。時刻ｊでの復号信号は入力
信号と比べ伝送路ビツト誤りによつて発生した差
の符号に対応する量だけ不連続的に大きくなる。
この不連続点からの復号信号と入力信号との差の
エネルギーが量子化基準値の差となる。しかし、
不連続点は一般に高周波成分が多く、インパルス
的で量子化基準値は後述するように復号信号のエ
ネルギー、つまり100Hzで遮断特性を持つ低域通
過フイルタの出力とする。このため音声等の4K
Hz帯域制限された信号を扱う8KHz標本化システ
ムでは、このインパルス信号は （100Hz／4000Hz）²＝１／1600 (11) の影響となつて量子化基準値に現われる。このた
め、量子化基準値へ与える影響はバースト・エラ
ー等の長時間に亘るエラーでないかぎり無視でき
る。さらに、この様な誤差も、音声等の信号を扱
つている限り蓄積される訳でなく、音声の無音区
間で再び送受双方の量子化基準値は予め定められ
た最小値ΔS0となり一致する。いずれにせよ、伝
送路ビツト誤りにより送受における量子化基準値
が無視できる程度に小さな誤差した発生しない限
り、送受における量子化幅は従来の量子化アルゴ
リムと同様、伝送路ビツト誤りにより発生する瞬
時的な誤差は式(4)または式(7)のβ乗の効果により
時々刻々減衰する。 次に図面を参照しながら本発明を詳細に説明す
る。第３図は本発明の一実施例であり、１は標本
化されデイジタル化された信号の入力端子、２は
入力信号を被除数とする除算器、３は除算器出力
を量子化する量子化回路、４は量子化符号出力端
子、５は量子化符号からシラブルに応じた速度で
変化する量子化基準値を出力する量子化基準発生
回路、６は次標本時刻において除算器２の除数と
なる量子化ステツプ幅の値を算出する量子化幅決
定回路からなる。 また量子化回路３の詳細は後述するがデイジタ
ル化された入力信号に対し、複数個の閾値を設け
（例えば2^m−１個）、入力信号ビツト数より少いビ
ツト数（例えばｍ）で表わされる出力信号に変換
するものである。量子化基準発生回路５の詳細は
後述するが、出力信号から入力信号エネルギーを
計算し、入力信号エネルギーの変化に応じた量子
化基準値を出力するものである。量子化幅の大き
さは量子化符号に依存する。また量子化符号は予
測残差信号に依存する。このため、予測が入力信
号にぴつたり合うようになると量子化幅は非常に
小さくなる。残念ながら予測はある程度は適中す
るものの、ぴつたり合うことはない。このこと
は、例えばPrentice Hall、Inc社1978年発行の
「Digital Processing of Speech Signals」の215
頁にも記述されている様に、予測利得（予測を用
いたことによるＳ／Ｎの向上）はせいぜい10dB
程度である。このため、入力信号エネルギーが大
きいと予測残差信号エネルギーが大きくなり、こ
の結果量子化幅も大きなものが発生しやすくな
る。従来の量子化基準値は平均的な入力信号に対
して量子化基準値が１となるように設定してい
る。さらに、装置の設計上、平均的な入力信号の
エネルギーを、入力信号の基準としたいため１と
する。このため、本発明では入力信号エネルギー
を量子化基準値として使用する。量子化幅決定回
路６の詳細も後述するが、現時刻の量子化幅決定
回路の出力である量子化幅と、量子化基準発生回
路５の出力と、現時刻の量子化符号より、次標本
時刻における量子化幅を決定する回路である。 いま、ある時刻ｊにおいて、入力端子１にxjが
加えられ、量子化幅決定回路６が現時刻における
量子化幅Δjを出力しているものとする。この時、
除算器２の出力にはxj／Δjが出力される。よつ
て、量子化回路３では、 njxj／Δj＜（nj＋１） (11) となるｍビツトの符号njが端子４より出力され
る。この時式(11)は、 nj・Δjxj＜（nj＋１）Δj (12) と変形できるため式(1)と一致する。量子化回路３
の出力njは量子化基準発生回路５に加えられ、後
述する様に、信号エネルギーの計算値Δ_Sj-1を微
少量だけ更新し、更新されたエネルギー量に従つ
て量子化基準値をΔSj変化させる。量子化幅決定
回路６では量子化回路３の出力nj、量子化基準発
生回路５の出力ΔSj、および量子化幅決定回路６
の出力Δjを用いて Δ_j+1＝Δj〓Ｍ（nj）ΔSj^(1-〓⁾ (13) を計算し、次の標本時刻における量子化幅Δ_j+1を
決定する。 第３図に示した適応量子化回路が伝送路ビツト
誤りに強く、高精度の量子化が行なえる理由は、
量子化回路３の出力が式(1)と等しい式(12)で行なえ
ること、次の標本時刻における量子化幅の決定を
式(8)と等しい式(13)で行なうこと、および前述の
本発明の原理の部分で詳述した事柄より明確であ
ろう。 次に第３図で使用した量子化回路３の構成につ
いて述べる。以下では簡単のために４ビツト相当
の入力信号を出力信号２ビツトに量子化する場合
を述べる。量子化回路３は読出専用メモリ
（ROM）が利用できる。４ビツトの入力信号は
ROMのアドレス入力端子の下位４ビツトに供給
され、２ビツトの出力信号をROMの出力端子の
下位２ビツトから出力するものとすると、量子化
回路３を構成するためのROMの内容は表２のよ
うになる。ただし、アドレスに加えられる入力信
号は、信号値としてはLBSから２ビツト目と３
ビツト目の間に小数点があるものと仮定してお
り、量子化回路出力はこれを整数値に切り捨てる
ものとして考えている。

【表】 第３図の量子化幅決定回路６の構造を第４図に
示す。第４図において、量子化幅決定回路６は、
量子化符号入力端子１１、量子化幅基準入力端子
１２、現在の量子化幅入力端子１３、乗数発生回
路１４、除算器１５、β乗演算回路１６、乗算器
１７および１８、出力端子１９とから構成されて
いる。除算器１５は第３図の除算器２と同一構成
を有している。また、乗数発生回路１４は第３図
の量子化回路３に利用したROMが利用でき、こ
の場合、アドレスは入力信号njをそのまま接続
し、アドレスnjの内容は表１に示したＭ（nj）の
値に設定する。さらに、β乗演算回路も前述の
ROMが利用できる。この場合入力信号は小数も
許容されるため、LSBからｌビツト目に小数点
がある形式とすれば、入力信号に2^lを乗じて整数
とした数値のアドレスに、入力信号をβ乗した値
を格納すればよい。 いま、時刻ｊでの量子化幅Δjが端子１３から
入力され、量子化幅基準信号Δ_Sjが端子１２から
入力された場合、除算器１５ではΔj／Δ_Sjが演算
され出力される。この信号はβ乗演算回路１６に
加えられ、出力として（Δj／ΔSj）〓となつた信号
を得る。この信号は乗算器１７により端子１２か
ら加えられたΔ_Sjと乗ぜられ（Δj／Δ_Sj）〓・Δ_Sjと
な
る。一方、端子１１から入力された量子化符号nj
は乗数発生回路１４に入力され、Ｍ（nj）となり、
乗算器１８に与えられる。乗算器１８では、この
信号と乗算器１７の出力信号とが乗ぜられ、この
結果、出力端子１９には（Δj／Δ_Sj）〓・Δ_Sj・Ｍ
（nj）が出力される。この結果は式(13)と一致し、
第４図の回路が量子化幅決定回路６の動作を行な
うことが明らかであろう。 第５図は、第３図に使用された量子化基準発生
回路５のブロツク図である。図において、量子化
基準発生回路５は、量子化符号入力端子２０、量
子化幅入力端子２１、逆量子化回路２２、乗算器
２３および２４、デイジタル低域フイルタ２５、
出力端子２６とから構成されている。第５図にお
いて、乗算器２３および２４は第４図の乗算器１
７および１８と同一のハードウエアが利用でき
る。またデイジタル低域フイルタ２５の構成の詳
細は、1975年Prentice―Hall、Inc、Englewood
Cliffs、New Jersey発行の“Theory and
Application of Digital Signal Processing”の
第306頁Fig.5.10を参照できる。逆量子化回路２
２は第３図の量子化回路３と同じROMが利用で
きるが、その内容は異なり、表２に対応する逆量
子化回路のROM内容を現す表を表３に示す。た
だし、ROMの内容はLSBから２ビツト目と３ビ
ツト目に小数点がある。この結果njの入力に対し
（nj＋１／２）が出力され、式(3)をΔjで除した値
を再現する。

【表】 いま、第５図において入力端子２０に量子化符
号njが入力された場合を考える。量子化符号njは
逆量子化回路２２により数値表現精度（ビツト
数）を高められ、この信号は乗算器２３により、
端子２１から加えられた量子化幅Δjが乗ぜられ
入力信号xjを再現する。この再現された信号xjは
乗算器２４により２乗され、低域通過フイルタ２
５により以前から入力されている｛x² _i｜ｉ＝０、
１、……Ｐ｝の直流分が抽出される。この様に入
力信号の２乗値を低域フイルタに通した出力は、
その信号の短時間的なエネルギーを表わしてい
る。このフイルタ２５の出力信号がΔSjである。 以上のように、本発明に従えば伝送路ビツト誤
りに強く、高精度に量子化符号が可能な適応量子
化器が実現できる。 本発明の説明に用いた第３図の固定量子化回路
３は表２に従つて、式(1)を満足する直線量子化回
路を実現するものであるが、入力信号の性質が予
め定まつている場合、非直線量子化回路の使用に
より量子化精度をさらに向上できる。この場合、
表２のROMの内容に於て、連続して同じ内容と
なるデータの個数を変えれば非直線量子化が可能
である。このような変更を行なつても、前述した
本発明の原理から明らかなように、本発明の利点
である伝送路ビツト誤りに強く、高精度に量子化
するという性質は失なわれない。このため、この
ような変更も本発明の一部である。 本発明に用いた第５図のレベル検出器は、量子
化符号njを逆量子化回路を用いて入力信号を再生
してエネルギー計算を行なつたが、信号レベルが
大きくなるにつれ量子化回路が過負荷になり易
く、また、信号レベルが小さくなるにつれ桁落ち
が起り易くなることは、適応量子化回路に於ても
短時間的には発生しているため、量子化符号njを
直ちに２乗し、低域フイルタに通す方法も可能で
ある。この場合、第５図の逆量子化回路２２、乗
算器２３および端子２１が省略される。また、信
号を２乗して低域フイルタに通すかわりに、信号
の絶対値を低域フイルタに通してエネルギー計算
をする方法も可能である。上記の種々の変更に関
しても、本発明の利点である伝送路ビツト誤りに
強く、高精度に量子化するという性質は変わらな
い。 次に本発明の適応逆量子化回路を第６図を参照
して説明する。第６図に示す適応逆量子化回路
は、標本化時刻毎に入力される量子化符号を逆量
子化する逆量子化回路３１と、逆量子化回路３１
の出力を被乗数とする乗算器３６と、入力された
量子化符号から量子化基準値を発生する量子化基
準発生回路３４と、入力量子化符号、後述する量
子化基準値および乗算器３６の乗数（量子化幅）
より、次の標本時刻における乗算器３６の乗数
（量子化幅）を決定する。量子化幅決定回路３５
と、量子化符号からシラブルに応じた速度で変化
する量子化基準発生回路３４とからなる。逆量子
化回路３１は第５図の逆量子化回路２２と同一で
あり、量子化幅決定回路３５は第４図の回路が利
用できる。また、量子化基準発生回路３４は第５
図に示す回路が利用できる。さらに、乗算器３６
は第５図の乗算器２３と同一のものである。 いま端子３０に量子化符号njが入力されると、
逆量子化回路３１により、表現精度（ビツト数）
を高められた数値に変換し、この時刻における量
子化幅Δjを乗じられる。第５図の説明より、量
子化回路３１の出力は（nj＋１／２）であつたか
ら、出力端子３２には（nj＋１／２）Δjが出力さ
れ、式(3)のｘ＾ｊが出力されることになる。 一方、量子化幅決定回路３５では、端子Ａより
入力されたΔj、端子Ｂより入力されたnj、端子Ｃ
に入力されたΔSjより、次の標本時刻で用いるべ
き量子化幅を （Δj／Δ_Sj）〓・Δ_Sj・Ｍ（nj） という演算により計算し、端子Ｄより出力する。 また、量子化基準発生回路３４では量子化符号
njと量子化幅Δjよりｘ＾ｊを再現して入力信号のエ
ネルギー値を更新し、量子化基準ΔSjとして出力
する。 この様な構成による適応逆量子化回路が伝送路
ビツト誤りの影響に強くかつ高精度に逆量子化で
きることは前記本発明の原理の説明の部分に詳述
している。なお、適応逆量子化回路においても、
適応量子化回路の構成において述べたように、量
子化回路３１の非線形逆量子化回路への変更、量
子化基準発生回路３４の演算の簡素化などの変更
が適用できる。 また、適応量子化および逆量子化は、他の種々
の帯域圧縮方式と組合せ利用できるが、このよう
な組合わせの利用においても本発明の原理を用い
るものは本発明の一部である。この様な組合せの
一例としては、予測器を用いて次標本の標本値を
予測し、入力信号と予測結果の差を量子化して伝
送する差分符号化があり、このような差分符号化
において本発明の原理を用いるものも本発明の一
部である。 さらに、本発明の適応量子化および適応逆量子
化回路を信号処理用マイクロプロセツサのソフト
ウエアとして実現する場合も同様の効果が得ら
れ、本発明の一部である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の適応量子化および逆量子化方法
の説明図、第２図は本発明の適応量子化および適
応逆量子化方法の説明図、第３図は本発明の適応
量子化器を示すブロツク図、第４図は第３図の量
子化幅決定回路６の詳細図、第５図は第３図の量
子化基準発生回路５の詳細図および第６図は本発
明の適応逆量子化器を示すブロツク図である。 第３図において、２…除算器、３…量子化回
路、５…量子化基準発生回路、６…量子化幅決定
回路である。第６図において、３１…逆量子化回
路、３４…量子化基準発生回路、３５…量子化幅
決定回路、３６…乗算器である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 量子化基準値ΔS_jと、現在の標本化時刻(j)に
   おける量子化幅Δ_jおよび量子化符号n_jにより定ま
   る乗数Ｍ（n_j）とから、次の標本化時刻（ｊ＋１）
   における量子化幅Δ_j+1を Δ_j+1＝（Δ_j／ΔS_j）〓・ΔS_j・Ｍ（n_j）（０＜β＜
   １） により定め、この量子化幅を用いて適応的に量子
   化逆量子化を行なう適応量子化及び逆量子化方法
   において、前記量子化符号n_jを逆量子化して得ら
   れた逆量子化信号のエネルギーを求め、このエネ
   ルギーが大なるときは前記ΔS_jを大に、小なると
   きはΔS_jを小とすることを特徴とする適応量子化
   及び逆量子化方法。 ２ 量子化基準値ΔS_jと、現在の標本化時刻(j)に
   おける量子化幅Δjおよび量子化符号n_jにより定ま
   る乗数Ｍ（n_j）とから、次の標本化時刻（ｊ＋１）
   における量子化幅Δ_j+1を Δ_j+1＝（Δ_j／ΔS_j）〓・ΔS_j・Ｍ（n_j）（０＜β＜
   １） により定め、この量子化幅を用いて適応的に量子
   化逆量子化を行なう適応量子化及び逆量子化装置
   であつて、入力信号を後述する量子化幅決定回路
   の現時刻での出力信号で除する除算器と前記除算
   器出力信号を量子化し出力する量子化回路と前記
   量子化回路の現在までの出力信号より入力信号の
   エネルギーを求め、このエネルギーが大なるとき
   は、前記ΔS_jを大とし小なるときは前記ΔS_jを小
   にして出力する量子化基準発生回路と上記量子化
   基準発生回路の出力及び現時刻での量子化幅と量
   子化符号より、次の標本時刻での量子化幅を決定
   する量子化幅決定回路とから少なくとも構成され
   た適応量子化回路と、入力量子化符号を逆量子化
   する逆量子化回路と同じく入力量子化符号より適
   応量子化回路の入力信号エネルギーを計算し、計
   算結果を量子化基準値として出力する量子化基準
   発生回路と上記量子化基準発生回路の出力及び現
   時刻での量子化幅及び入力量子化符号より、次の
   標本時刻での量子化幅を決定する量子化幅決定回
   路と上記量子化幅決定回路の現時刻での出力信号
   と前記逆量子化回路出力を乗じて出力信号を発生
   する乗算器とから少なくとも構成された適応逆量
   子化回路とを有することを特徴とする適応量子化
   及び逆量子化装置。