JPH01241207A - 利得可変増幅器 - Google Patents
利得可変増幅器Info
- Publication number
- JPH01241207A JPH01241207A JP6738788A JP6738788A JPH01241207A JP H01241207 A JPH01241207 A JP H01241207A JP 6738788 A JP6738788 A JP 6738788A JP 6738788 A JP6738788 A JP 6738788A JP H01241207 A JPH01241207 A JP H01241207A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplifier
- gain
- variable gain
- differential
- gain amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、通信及び民生用に使用される利得可変増幅器
に係り、特に高利得、広帯域が同時に要求される高速光
通信用受信器や、画像信号再生器などに好適な利得可変
増幅器に関する。
に係り、特に高利得、広帯域が同時に要求される高速光
通信用受信器や、画像信号再生器などに好適な利得可変
増幅器に関する。
光通信や、高品位ディジタルＶ Ｔ Ｒ等では、その高
速化のため受信回路や再生回路の広帯域化が重要な技術
課題となる。特に高利得が要求される ゛利得可変増幅
器においては、その広帯域化が必須条件となる。オフセ
ット電圧が小さく多段直結により高利得化が実現しゃす
い差動増幅器を基本構成とした利得可変増幅器の代表的
な従来例として、昭５９年電子デバイス研究会溝演番号
Ｅ Ｄ ８４−６０号に示される回路を第２図に示す。
速化のため受信回路や再生回路の広帯域化が重要な技術
課題となる。特に高利得が要求される ゛利得可変増幅
器においては、その広帯域化が必須条件となる。オフセ
ット電圧が小さく多段直結により高利得化が実現しゃす
い差動増幅器を基本構成とした利得可変増幅器の代表的
な従来例として、昭５９年電子デバイス研究会溝演番号
Ｅ Ｄ ８４−６０号に示される回路を第２図に示す。
この回路は、トランジスタ７．８，９，１０、抵抗１，
２゜３．４，５．６及び定電流源１３より構成される差
動増幅器が基本となっている。利得制御は、端端子Ｖｒ
、 Ｉ）ｒ から入力される逆極性の信号電圧に応じ
てトランジスタ差動対７，８及び９，１０に流れる′Ｒ
Ｌ流Ｉｔ及び■２をトランジスタ１１及び１２で構成さ
れる差動対にて制御することにより行っている。この場
合、トランジスタ１１及び１２に流れる電流の分流比は
端子ＶＡＧＣ，Ｖｒ。１に印加される直流電圧によって
制御できる。またＶｏ 、Ｖｏは各々トランジスタ７．
９及び８゜１０のコレクタ部に共通に付加された負荷抵
抗１゜２（＝Ｔ＜Ｌ）により電圧に変換され出力されろ
。この場合の利得は次式で与えられる。
２゜３．４，５．６及び定電流源１３より構成される差
動増幅器が基本となっている。利得制御は、端端子Ｖｒ
、 Ｉ）ｒ から入力される逆極性の信号電圧に応じ
てトランジスタ差動対７，８及び９，１０に流れる′Ｒ
Ｌ流Ｉｔ及び■２をトランジスタ１１及び１２で構成さ
れる差動対にて制御することにより行っている。この場
合、トランジスタ１１及び１２に流れる電流の分流比は
端子ＶＡＧＣ，Ｖｒ。１に印加される直流電圧によって
制御できる。またＶｏ 、Ｖｏは各々トランジスタ７．
９及び８゜１０のコレクタ部に共通に付加された負荷抵
抗１゜２（＝Ｔ＜Ｌ）により電圧に変換され出力されろ
。この場合の利得は次式で与えられる。
ここで、抵抗３，４及び５，６を各４丁りＥｌ。
ＲＥ２ （ＲＥＩ＜ ＲＥり 、 Ｉ １＋ Ｉ ２
＝ Ｉ Ｅｌ とする。
＝ Ｉ Ｅｌ とする。
上記従来技術では、第２図において電流ＩＥＩがすべて
トランジスタ８に流れ、ＴＥ１＝１１となる増幅側にお
いては、高利得のために帯域が劣化してしまうという欠
点があった。通常、差動増幅器の帯域は、負荷抵抗ＲＬ
Ｉと、増幅トランジスタのベース・コレクタ間容量ＣＪ
Ｃとの積で決まる遮断周波数が大きな影響を与えてい
るが、第２図のような利得加算型の利得可変増幅器にお
いては、１−ランジスタフ、９或いは８．１０の約２倍
のベース・コレクタ間容量２・ＣＪ Ｃとなるため、固
定増幅器に比へ特に帯域劣化が著しくなるという欠点が
あった。
トランジスタ８に流れ、ＴＥ１＝１１となる増幅側にお
いては、高利得のために帯域が劣化してしまうという欠
点があった。通常、差動増幅器の帯域は、負荷抵抗ＲＬ
Ｉと、増幅トランジスタのベース・コレクタ間容量ＣＪ
Ｃとの積で決まる遮断周波数が大きな影響を与えてい
るが、第２図のような利得加算型の利得可変増幅器にお
いては、１−ランジスタフ、９或いは８．１０の約２倍
のベース・コレクタ間容量２・ＣＪ Ｃとなるため、固
定増幅器に比へ特に帯域劣化が著しくなるという欠点が
あった。
本発明の目的は、この帯域劣化をなくし、高利得でかつ
広帯域な利得可変増幅器を提供することにある。
広帯域な利得可変増幅器を提供することにある。
上記目的は、従来の２つの差動対を用いた利得加算型利
得可変増幅器の後段に負帰還型の差動増幅器を縦続接続
し、後段増幅器の相互出力から前段増幅器の負荷抵抗を
帰還路の一部として使用して負帰還させることにより達
成される。
得可変増幅器の後段に負帰還型の差動増幅器を縦続接続
し、後段増幅器の相互出力から前段増幅器の負荷抵抗を
帰還路の一部として使用して負帰還させることにより達
成される。
第１図に本発明による利得可変増幅器の基本概念図を示
す。第１図において、従来の負荷抵抗１゜２と定電流源
１３，２つの差動増幅器１００を有する利得可変増幅器
３ｏの後段に、前段の出力を人力とし、負荷抵抗１４．
１５と定電流源１８゜差動増幅器２００、さらに負帰還
抵抗２３．２４を有する固定負帰還増幅器４０を付加し
、増幅器４０の出力電圧を前段の負荷抵抗ＲＬＩ（１，
、２）及び帰還抵抗Ｒｚ（２３，２４）を帰還路として
負帰還゛する。
す。第１図において、従来の負荷抵抗１゜２と定電流源
１３，２つの差動増幅器１００を有する利得可変増幅器
３ｏの後段に、前段の出力を人力とし、負荷抵抗１４．
１５と定電流源１８゜差動増幅器２００、さらに負帰還
抵抗２３．２４を有する固定負帰還増幅器４０を付加し
、増幅器４０の出力電圧を前段の負荷抵抗ＲＬＩ（１，
、２）及び帰還抵抗Ｒｚ（２３，２４）を帰還路として
負帰還゛する。
利得に関しては、後段の利得はＲＬＩＩ ＲＬＩＲｌに
より決定されるが、後段の利得が１−であつ゛ ても縦
続接続により最低２倍以上の差動利得が得られる。また
、帯域に関しては、帰還抵抗Ｒ１を用いた負帰還効果の
ため位置回りによる高周波利得の補償効果（ピーキング
）が望める。
より決定されるが、後段の利得が１−であつ゛ ても縦
続接続により最低２倍以上の差動利得が得られる。また
、帯域に関しては、帰還抵抗Ｒ１を用いた負帰還効果の
ため位置回りによる高周波利得の補償効果（ピーキング
）が望める。
以下、本発明の一実施例を第３図により説明する。第３
図の回路構成においては、第２図に示した従来型利得可
変増幅器３０を前段増幅器として、その後段に負帰還型
差動増幅器４０を縦続接続した構成として、第１図に示
した概念図を実現している。
図の回路構成においては、第２図に示した従来型利得可
変増幅器３０を前段増幅器として、その後段に負帰還型
差動増幅器４０を縦続接続した構成として、第１図に示
した概念図を実現している。
この回路構成では、まず前段では（１）式で示したよう
に、Ｄｔ 、 Ｉ）Ｔから入力された信号は、７゜８の
差動増幅器及び９，１０の差動増幅器による利得加算に
よって負荷抵抗１，２から出力振幅が得られる。この信
号はさらに負帰還増幅器４０の差動増幅器トランジスタ
１６．１７のベースに差動信号として入力され１４．１
５の負荷抵抗（Ｒ＋、２）から出カニミッタホロワ１−
ランジスタ１．９．２０を介して出力される。この時、
エミッタホロワトランジスタ１９．２０のエミッタ部か
ら１６．１７の差動増幅器トランジスタのベースに帰還
される帰還抵抗２３．２４ （Ｒ１）によって高周波成
分が補償され、広帯域特性が得られる。
に、Ｄｔ 、 Ｉ）Ｔから入力された信号は、７゜８の
差動増幅器及び９，１０の差動増幅器による利得加算に
よって負荷抵抗１，２から出力振幅が得られる。この信
号はさらに負帰還増幅器４０の差動増幅器トランジスタ
１６．１７のベースに差動信号として入力され１４．１
５の負荷抵抗（Ｒ＋、２）から出カニミッタホロワ１−
ランジスタ１．９．２０を介して出力される。この時、
エミッタホロワトランジスタ１９．２０のエミッタ部か
ら１６．１７の差動増幅器トランジスタのベースに帰還
される帰還抵抗２３．２４ （Ｒ１）によって高周波成
分が補償され、広帯域特性が得られる。
また、後段負帰還型差動増幅器の利得Ｇｏは次式で与え
られる６ ・・・（２） ここで、ｒｂｂ’ はトランジスタ１６．１７のベース
抵抗、 ｈｚ。は電流増幅率とする。またＴＦ４は、差
動増幅器に流れる定電流源１８を示す。（２）式右辺先
頭の２は、後段増幅器４０に差動信号で人力されること
による差動利得を示す。従って、第３図に示した本発明
による一実施例回路の総合利得０丁は、 ＧＴ＝Ｇ＾ＸＧｎ ・・・に
Ｉ）で表わさ九る。つまり、後段負帰還型差Ｕ’ＪＪ増
幅器への付加により、 ６ ｄ Ｂ以りの利得改善効果
が得られることがわかる。
られる６ ・・・（２） ここで、ｒｂｂ’ はトランジスタ１６．１７のベース
抵抗、 ｈｚ。は電流増幅率とする。またＴＦ４は、差
動増幅器に流れる定電流源１８を示す。（２）式右辺先
頭の２は、後段増幅器４０に差動信号で人力されること
による差動利得を示す。従って、第３図に示した本発明
による一実施例回路の総合利得０丁は、 ＧＴ＝Ｇ＾ＸＧｎ ・・・に
Ｉ）で表わさ九る。つまり、後段負帰還型差Ｕ’ＪＪ増
幅器への付加により、 ６ ｄ Ｂ以りの利得改善効果
が得られることがわかる。
第４図は、本実施例による利得可変増幅器の高利得広帯
域特性の従来型に対する改善度を計算機シミュレーショ
ンで示したものである。回路定数としては、Ｒ１−＝
ＲＬ２＝ １． ＫΩｌ’ＲＥｌ ＝ １３０ ＫΩ。
域特性の従来型に対する改善度を計算機シミュレーショ
ンで示したものである。回路定数としては、Ｒ１−＝
ＲＬ２＝ １． ＫΩｌ’ＲＥｌ ＝ １３０ ＫΩ。
ＲＥ２＝ １ 、 ５ Ｋ Ω ＋ Ｉ
Ｅｚ＝Ｉｃ ２〜１ｍＡ、 Ｒｚ＝３にΩとした
。図中破線は、第１図に示す従来型利得可変増幅器の増
幅利得時の周波数特性、実線は、本実施例による利得可
変増幅器の同じく増幅時の周波数特性を示したものであ
る。図より、従来型は利得９ ｄ Ｂ、帯域１２０ Ｍ
＋（７，であり、本実施例では、利得１８ｄＢ、帯域
１２０ＭＨｚであることがわかる。
Ｅｚ＝Ｉｃ ２〜１ｍＡ、 Ｒｚ＝３にΩとした
。図中破線は、第１図に示す従来型利得可変増幅器の増
幅利得時の周波数特性、実線は、本実施例による利得可
変増幅器の同じく増幅時の周波数特性を示したものであ
る。図より、従来型は利得９ ｄ Ｂ、帯域１２０ Ｍ
＋（７，であり、本実施例では、利得１８ｄＢ、帯域
１２０ＭＨｚであることがわかる。
本発明によれば、差動型利得可変増幅器の高利得化と共
に負帰還による高周波利得の補償効果を利用した広帯域
化が同時に＝Ｊ能となり、例えば第４図に示した例では
約３倍の高利得化と、約２倍の広帯域化が実現できてお
り、これは、負荷抵抗Ｒ１，１，Ｒｂ２．帰還Ｄ（抗Ｒ
，を変化させることにより任意の利得、帯域膜、７１が
可能となる。従って本発明は、高利得と広帯牧特性が同
時に必要な光通信用受信器や、高品位ディジタルＶ Ｔ
Ｒ再生器。
に負帰還による高周波利得の補償効果を利用した広帯域
化が同時に＝Ｊ能となり、例えば第４図に示した例では
約３倍の高利得化と、約２倍の広帯域化が実現できてお
り、これは、負荷抵抗Ｒ１，１，Ｒｂ２．帰還Ｄ（抗Ｒ
，を変化させることにより任意の利得、帯域膜、７１が
可能となる。従って本発明は、高利得と広帯牧特性が同
時に必要な光通信用受信器や、高品位ディジタルＶ Ｔ
Ｒ再生器。
また民生用オペアンプなどの分野で非常に有効である。
第１図は本発明の基本概念図、第２図は従来の利得可変
増幅器構成例を示す回路図、第；３図は本発明の一実旅
の回路図、第４図は本発明の一実施例による利得、帯域
改善効果シミュレーションを示す特性図である。 １〜６，１４，１５，２３．２４・・抵抗、７〜１２．
１６．１７，１９．２０・・・１ヘランジスタ、１３．
１８，１１，２２．・・定着流源、３０ ・利得可変増
幅器、４０・・・負帰還増幅器、１．００ 、２００第
１ の 第２２ ＮＤ 局−よ−歌、（ｍｉＨｌ）
増幅器構成例を示す回路図、第；３図は本発明の一実旅
の回路図、第４図は本発明の一実施例による利得、帯域
改善効果シミュレーションを示す特性図である。 １〜６，１４，１５，２３．２４・・抵抗、７〜１２．
１６．１７，１９．２０・・・１ヘランジスタ、１３．
１８，１１，２２．・・定着流源、３０ ・利得可変増
幅器、４０・・・負帰還増幅器、１．００ 、２００第
１ の 第２２ ＮＤ 局−よ−歌、（ｍｉＨｌ）
Claims (1)
- １、負荷抵抗を共有し、利得の異なる２つの差動増幅器
と、該差動増幅器に流れる電流を制御する電流分配器を
有し、電流分配器の分流比を外部電圧によつて制御する
ことによつて利得を変化させる利得可変増幅器において
、該利得可変増幅器の後段に、上記負荷抵抗を帰還路の
一部として共用する負帰還差動増幅器を縦続接続して構
成することを特徴とする利得可変増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6738788A JPH01241207A (ja) | 1988-03-23 | 1988-03-23 | 利得可変増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6738788A JPH01241207A (ja) | 1988-03-23 | 1988-03-23 | 利得可変増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01241207A true JPH01241207A (ja) | 1989-09-26 |
Family
ID=13343532
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6738788A Pending JPH01241207A (ja) | 1988-03-23 | 1988-03-23 | 利得可変増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01241207A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6300832B1 (en) | 1999-02-09 | 2001-10-09 | Nec Corporation | Gain variable amplifier apparatus having improved gain control linearity characteristics |
| JP2008306613A (ja) * | 2007-06-11 | 2008-12-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 利得可変回路 |
| JP2010272919A (ja) * | 2009-05-19 | 2010-12-02 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | ドライバ回路 |
-
1988
- 1988-03-23 JP JP6738788A patent/JPH01241207A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6300832B1 (en) | 1999-02-09 | 2001-10-09 | Nec Corporation | Gain variable amplifier apparatus having improved gain control linearity characteristics |
| JP2008306613A (ja) * | 2007-06-11 | 2008-12-18 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 利得可変回路 |
| JP2010272919A (ja) * | 2009-05-19 | 2010-12-02 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | ドライバ回路 |
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