JPH0126274B2 - - Google Patents
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- JPH0126274B2 JPH0126274B2 JP57001606A JP160682A JPH0126274B2 JP H0126274 B2 JPH0126274 B2 JP H0126274B2 JP 57001606 A JP57001606 A JP 57001606A JP 160682 A JP160682 A JP 160682A JP H0126274 B2 JPH0126274 B2 JP H0126274B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は例えば直流電動機のような誘導性負
荷の負荷電流を制御する際に用いて好的な誘導性
負荷の負荷電流制御方法に関する。
荷の負荷電流を制御する際に用いて好的な誘導性
負荷の負荷電流制御方法に関する。
直流電動機等の誘導性負荷の負荷電流を順変換
ブリツジ回路の点孤角制御によりコントロールす
る場合、近年、マイクロプロセツサ等を用いる演
算制御方式が多く用いられる。
ブリツジ回路の点孤角制御によりコントロールす
る場合、近年、マイクロプロセツサ等を用いる演
算制御方式が多く用いられる。
ところで、従来行なわれていた点孤角の演算制
御方式には負荷電流をPI（比例、積分）補償器
を介してフイードバツクし、このフイードバツク
信号により点孤角を制御し負荷電流を目標値に整
定させる方法、順変換ブリツチ回路の出力電圧
および出力電流の平均値に基づいて負荷電流を目
標値に整定させる方法、順変換ブリツジ回路の
出力電圧および出力電流の波形を表わす関数を予
め求め、この関数に基づいて負荷電流を目標値に
整定させる方法がある。しかし、上述したの方
法においては、演算時間等による無駄時間および
負荷電流をサンプリングする間隔時間のために制
御の遅れがあり、負荷の時定数が小さい場合、制
御系全体が不安定になる欠点があつた。の方法
においては、順変換ブリツジ回路の脈動率が一般
に極めて大きいため、出力電圧の平均値に基づく
電流応答値と実際の負荷電流応答値とがくい違つ
てしまい、応答に誤差が生じる欠点があつた。ま
た、の方法においては、負荷電流のフイードバ
ツクをとらず予め負荷の抵抗およびインダクタン
スの値を求め、この値から関数を設定して、予測
制御をするため、実際の応答との間に誤差を生じ
る場合が多く、また、一度制御値がずれると回復
することができない欠点があり、さらに、負荷の
内部起電圧が考慮されていないので、これによる
誤差があつた。
御方式には負荷電流をPI（比例、積分）補償器
を介してフイードバツクし、このフイードバツク
信号により点孤角を制御し負荷電流を目標値に整
定させる方法、順変換ブリツチ回路の出力電圧
および出力電流の平均値に基づいて負荷電流を目
標値に整定させる方法、順変換ブリツジ回路の
出力電圧および出力電流の波形を表わす関数を予
め求め、この関数に基づいて負荷電流を目標値に
整定させる方法がある。しかし、上述したの方
法においては、演算時間等による無駄時間および
負荷電流をサンプリングする間隔時間のために制
御の遅れがあり、負荷の時定数が小さい場合、制
御系全体が不安定になる欠点があつた。の方法
においては、順変換ブリツジ回路の脈動率が一般
に極めて大きいため、出力電圧の平均値に基づく
電流応答値と実際の負荷電流応答値とがくい違つ
てしまい、応答に誤差が生じる欠点があつた。ま
た、の方法においては、負荷電流のフイードバ
ツクをとらず予め負荷の抵抗およびインダクタン
スの値を求め、この値から関数を設定して、予測
制御をするため、実際の応答との間に誤差を生じ
る場合が多く、また、一度制御値がずれると回復
することができない欠点があり、さらに、負荷の
内部起電圧が考慮されていないので、これによる
誤差があつた。
この発明は上述した事情に鑑み、負荷電流値を
目標値に対し極めて短い応答時間で整定させるこ
とができ、かつ、安定性および応答値の精度が優
れた誘導性負荷の負荷電流制御方法を提供するも
ので、順変換器を点孤した時点における負荷電流
初期値と、負荷の内部起電圧値と、負荷電流指令
値とに基づき、１点孤区間の負荷電流の平均値が
前記負荷電流指令値と等しくなるような定常負荷
電流波形の負荷電流初期値へ負荷電流を推移させ
るような点孤角を演算するようにした方法であ
る。
目標値に対し極めて短い応答時間で整定させるこ
とができ、かつ、安定性および応答値の精度が優
れた誘導性負荷の負荷電流制御方法を提供するも
ので、順変換器を点孤した時点における負荷電流
初期値と、負荷の内部起電圧値と、負荷電流指令
値とに基づき、１点孤区間の負荷電流の平均値が
前記負荷電流指令値と等しくなるような定常負荷
電流波形の負荷電流初期値へ負荷電流を推移させ
るような点孤角を演算するようにした方法であ
る。
以下図面を参照してこの発明の実施例について
説明する。
説明する。
第１図はこの発明の一実施例である負荷電流制
御装置の構成を示すブロツク図である。
御装置の構成を示すブロツク図である。
この図において１は例えば直流電動機の電機子
等の負荷であり、等価的には図に示すように抵抗
γa、インダクタンスla、および内部起電力（電圧
Ec；以下内部起電圧Ecと称す）が直列接続された
ものである。２は順変換器であり、サイリスタの
ブリツジ回路で構成され、三相電源ACを整流し、
負荷１に電流を供給するものである。３は負荷電
流を検出する電流検出器であり、検出結果は増幅
器４で増幅されて演算処理部５へ供給される。６
は検出増幅器であり、内部起電圧Ecを検出し、か
つ増幅して演算処理部５へ供給するものである。
ここで、検出増幅器６の検出原理について説明す
る。
等の負荷であり、等価的には図に示すように抵抗
γa、インダクタンスla、および内部起電力（電圧
Ec；以下内部起電圧Ecと称す）が直列接続された
ものである。２は順変換器であり、サイリスタの
ブリツジ回路で構成され、三相電源ACを整流し、
負荷１に電流を供給するものである。３は負荷電
流を検出する電流検出器であり、検出結果は増幅
器４で増幅されて演算処理部５へ供給される。６
は検出増幅器であり、内部起電圧Ecを検出し、か
つ増幅して演算処理部５へ供給するものである。
ここで、検出増幅器６の検出原理について説明す
る。
まず、負荷１を直流電動機とすれば、これを回
路から外した状態で別途に駆動モータを用意し、
この駆動モータと直流電動機の軸をカツプリング
により接続する。この状態において駆動モータを
回転させ、直流電動機の電機子電圧を測定する。
この場合、電機子電流は供給されていないから、
測定された電機子電圧は、内部起電圧に等しい。
そして、駆動モータの回転数をパラメータとして
内部起電圧を測定すると、一般に、比例特性が得
られる。この特性を予め測定しておき、実施例に
おける負荷１の回転数をタコジエネレータあるい
はパルスジエネレータで測定し、測定された回転
数に応じた内部起電圧値を上記特性に沿つて出力
するように構成すれば、回転中における直流電動
機の内部起電圧を測定することができる。すなわ
ち、検出増幅器６内には回転数と内部起電圧との
関係が予め設定されている。そして、検出増幅器
６は、タコジエネレータ等の回転検出器によつて
検出された回転数と、予め設定されている関係と
に基づいて内部起電圧Ecを求め、演算処理部５
へ供給する。
路から外した状態で別途に駆動モータを用意し、
この駆動モータと直流電動機の軸をカツプリング
により接続する。この状態において駆動モータを
回転させ、直流電動機の電機子電圧を測定する。
この場合、電機子電流は供給されていないから、
測定された電機子電圧は、内部起電圧に等しい。
そして、駆動モータの回転数をパラメータとして
内部起電圧を測定すると、一般に、比例特性が得
られる。この特性を予め測定しておき、実施例に
おける負荷１の回転数をタコジエネレータあるい
はパルスジエネレータで測定し、測定された回転
数に応じた内部起電圧値を上記特性に沿つて出力
するように構成すれば、回転中における直流電動
機の内部起電圧を測定することができる。すなわ
ち、検出増幅器６内には回転数と内部起電圧との
関係が予め設定されている。そして、検出増幅器
６は、タコジエネレータ等の回転検出器によつて
検出された回転数と、予め設定されている関係と
に基づいて内部起電圧Ecを求め、演算処理部５
へ供給する。
なお、上記検出方法は、例えば、「電気工学ハ
ンドブツク」（1978年、電気学会発行）の665〜
666ページの記載（特に誘導起電力Ｅ（内部起電圧
Ecと同義）を求める（17）式）、あるいはその他
の文献等により周知の事項である。また、この検
出方法は、負荷１が直流電動機以外の場合にも勿
論適用することができる。さらに、他の周知の検
出方法を用いてもよい。
ンドブツク」（1978年、電気学会発行）の665〜
666ページの記載（特に誘導起電力Ｅ（内部起電圧
Ecと同義）を求める（17）式）、あるいはその他
の文献等により周知の事項である。また、この検
出方法は、負荷１が直流電動機以外の場合にも勿
論適用することができる。さらに、他の周知の検
出方法を用いてもよい。
次に、演算処理部５は増幅器４から供給される
負荷電流Iaに対応する信号、検出増幅器６から供
給される内部起電圧Ecに対応する信号、および負
荷電流設定部（図示略）から供給される負荷電流
指令値Iarefとに基づいて演算を行い、次の点孤
角を計算するものであり、この演算結果に基づく
点孤角信号IGが点孤パルス発生回路７へ供給され
る。なお、演算処理部５の演算動作については後
に詳述する。点孤パルス発生回路７は、点孤角信
号IGに基づいて、サイリスタを点孤するための点
孤パルスIpを発生する回路である。
負荷電流Iaに対応する信号、検出増幅器６から供
給される内部起電圧Ecに対応する信号、および負
荷電流設定部（図示略）から供給される負荷電流
指令値Iarefとに基づいて演算を行い、次の点孤
角を計算するものであり、この演算結果に基づく
点孤角信号IGが点孤パルス発生回路７へ供給され
る。なお、演算処理部５の演算動作については後
に詳述する。点孤パルス発生回路７は、点孤角信
号IGに基づいて、サイリスタを点孤するための点
孤パルスIpを発生する回路である。
上述した構成から解るようにこの実施例では、
負荷電流Ia、内部起電圧Ecおよび電流指令値
Iarefとに基づいて次の点孤角を算出する。また、
この実施例では負荷電流指令値Iarefが変化した
場合、変化を検出した点孤区間の次の点孤区間の
過渡電流（定常でない）のみで変化後の電流指令
値Iarefに負荷電流Iaを整定させる制御を行う。
負荷電流Ia、内部起電圧Ecおよび電流指令値
Iarefとに基づいて次の点孤角を算出する。また、
この実施例では負荷電流指令値Iarefが変化した
場合、変化を検出した点孤区間の次の点孤区間の
過渡電流（定常でない）のみで変化後の電流指令
値Iarefに負荷電流Iaを整定させる制御を行う。
次に演算処理部５で行なわれる演算動作につい
て説明するが、始めに、制御アルゴリズムのため
の基本式を導く。
て説明するが、始めに、制御アルゴリズムのため
の基本式を導く。
第２図はこの実施例における点孤角と負荷電流
Ia、出力電圧ea、負荷電流指令値Iarefとの関係を
示す波形図である。この図において破線で区切ら
れた各区間は点孤パルスIpが発せられる間隔、す
なわち順変換器２におけるサイリスタの点孤間隔
を示している。
Ia、出力電圧ea、負荷電流指令値Iarefとの関係を
示す波形図である。この図において破線で区切ら
れた各区間は点孤パルスIpが発せられる間隔、す
なわち順変換器２におけるサイリスタの点孤間隔
を示している。
さて、負荷電流Iaの１区間内における波形をIa
（θ）、電源線間電圧ピーク値をEnとして Ia *（θ）＝γa・Ia（θ）／３／πEn ……(1) なる関数を設定し、また、 Ec *＝Ec／３／πEn ……(2) とすると、(1)、(2)式の和として設定される関数θ*
（θ）＝Ia *（θ）＋Ec *には以下に示す関係がある
ことが一般に知られている。なお、この式におい
ては、区間としてｎ−１番目の区間を例にとつて
おり、また、＊印は３／πEnで除した（無次元化し た）ことを意味している。
（θ）、電源線間電圧ピーク値をEnとして Ia *（θ）＝γa・Ia（θ）／３／πEn ……(1) なる関数を設定し、また、 Ec *＝Ec／３／πEn ……(2) とすると、(1)、(2)式の和として設定される関数θ*
（θ）＝Ia *（θ）＋Ec *には以下に示す関係がある
ことが一般に知られている。なお、この式におい
ては、区間としてｎ−１番目の区間を例にとつて
おり、また、＊印は３／πEnで除した（無次元化し た）ことを意味している。
θ*（θ）ｎ−１＝θ*（ｏ）ｎ−１・exp（−θ／λ）
＋β ｛sin（θ＋αo-1＋π／３−ψ）−sin（αo-1＋ π／３−ψ）・exp（−θ／λ）｝ ……(3) （Ｏθπ／３＋αo−αo-1） ただし、 この(3)式において、区間の長さ、すなわち、変
数である角θの範囲は（Ｏθπ／３＋αo−αo-1） となつているが、区間ｎ−１、ｎにおける点孤角
αo-1、αoが等しい場合、つまり負荷電流Iaが定常
である場合は角θの範囲区間の長さはＯθ
π／３となるが、このことは電源ACが三相であるこ とから容易に知れよう。例えば第２図におけるＡ
点以前、およびＣ点以後は負荷電流Iaが定常状態
にあるので、これらの部分の各区間幅はπ／３であ る。
＋β ｛sin（θ＋αo-1＋π／３−ψ）−sin（αo-1＋ π／３−ψ）・exp（−θ／λ）｝ ……(3) （Ｏθπ／３＋αo−αo-1） ただし、 この(3)式において、区間の長さ、すなわち、変
数である角θの範囲は（Ｏθπ／３＋αo−αo-1） となつているが、区間ｎ−１、ｎにおける点孤角
αo-1、αoが等しい場合、つまり負荷電流Iaが定常
である場合は角θの範囲区間の長さはＯθ
π／３となるが、このことは電源ACが三相であるこ とから容易に知れよう。例えば第２図におけるＡ
点以前、およびＣ点以後は負荷電流Iaが定常状態
にあるので、これらの部分の各区間幅はπ／３であ る。
ここで、次式に示す変数変換を示す。
θp＝θ＋αo-1＋π／３ ……(4)
この(4)式を(1)式に代入し、両辺にexp（θp／λ）
をかけると、次式が得られる。
をかけると、次式が得られる。
exp（θp／λ）・θ*（θp）ｎ−１＝exp〔（αo-1＋π
／３）／λ〕θ*（ｏ）o-1＋ β｛exp（θp／λ）sio（θp−ψ）−exp〔（αo-1＋
π／３）／λ〕sio（αo-1＋π／３−ψ）｝……(5) そして、 θ^*（θp）o-1＝exp（θp／λ）・θ*（θp）o-1……(
6) また、 ｇ（θp）o-1＝exp（θp／λ）・sin（θp−ψ）……(7
) また、 θ^*（ｏ）o-1＝exp〔（αo-1＋π／３）／
λ〕・θ*（αo-1＋π／３）o-1……(8) なる関数を設定し、(6)〜(8)式を(5)式に代入する
と、 θ^*（θp）o-1＝θ^* (p)o-1＋β｛ｇ（θp
）−ｇ（αo-1＋π／３）｝……(9) （αo-1＋π／３θpαo＋２／３π） となる。ここで、θ^*（θp）o-1の区間右端における
値を最終値θ^* o-1Tとすると、最終値θ^* o-1Tは次式
で示される。
／３）／λ〕θ*（ｏ）o-1＋ β｛exp（θp／λ）sio（θp−ψ）−exp〔（αo-1＋
π／３）／λ〕sio（αo-1＋π／３−ψ）｝……(5) そして、 θ^*（θp）o-1＝exp（θp／λ）・θ*（θp）o-1……(
6) また、 ｇ（θp）o-1＝exp（θp／λ）・sin（θp−ψ）……(7
) また、 θ^*（ｏ）o-1＝exp〔（αo-1＋π／３）／
λ〕・θ*（αo-1＋π／３）o-1……(8) なる関数を設定し、(6)〜(8)式を(5)式に代入する
と、 θ^*（θp）o-1＝θ^* (p)o-1＋β｛ｇ（θp
）−ｇ（αo-1＋π／３）｝……(9) （αo-1＋π／３θpαo＋２／３π） となる。ここで、θ^*（θp）o-1の区間右端における
値を最終値θ^* o-1Tとすると、最終値θ^* o-1Tは次式
で示される。
θ^* o-1T＝｜θ^*（θp）o-1｜θp→（αo＋２／３π）
＝θ^* (p)o-1＋β｛ｇ（αo＋２／３π）−ｇ（αo-1＋
π／３｝……(10) また、(6)式のθpにαo＋２／３πを代入して、 θ^* o-1T＝exp〔（αo＋２／３π）／λ〕・θ^*（αo
＋２／３π）o-1 ……(11) を得る。
＝θ^* (p)o-1＋β｛ｇ（αo＋２／３π）−ｇ（αo-1＋
π／３｝……(10) また、(6)式のθpにαo＋２／３πを代入して、 θ^* o-1T＝exp〔（αo＋２／３π）／λ〕・θ^*（αo
＋２／３π）o-1 ……(11) を得る。
一方、次の区間ｎにおけるθ*（θp）の初期値θ*
（αo＋π／３）oと区間ｎ−１におけるθ*（θp）の最
終 値θ*（αo＋２／３π）との間には関数θ*（θp）が連
続 であることから、次式が成り立ち、 θ*（αo＋２／３π）o-1＝θ*（αo＋π／３）o…
…(12) (12)式を(11)式に代入すると次式が得られる。
（αo＋π／３）oと区間ｎ−１におけるθ*（θp）の最
終 値θ*（αo＋２／３π）との間には関数θ*（θp）が連
続 であることから、次式が成り立ち、 θ*（αo＋２／３π）o-1＝θ*（αo＋π／３）o…
…(12) (12)式を(11)式に代入すると次式が得られる。
θ^* o-1T＝exp〔（αo＋２／３π）／λ〕・θ*（αo＋
π／３）o＝exp（π／３／λ）・exp〔（αo＋π／３）
／λ〕・θ*（αo＋π／３）o
……（13） ここで、 Zp＝exp（−π／３／λ） ……（14） とし、また θ^* (p)o＝exp〔（αo＋π／３）λ〕・θ*（αo＋π／
３）o ……（15） なる関数を設定し、（14）、（15）式を（13）式に
代入すると、 θ^* o-1T＝Zp -1・θ^*（ｏ）o ……（16） となり、（16）式を変形して次式を得る。
π／３）o＝exp（π／３／λ）・exp〔（αo＋π／３）
／λ〕・θ*（αo＋π／３）o
……（13） ここで、 Zp＝exp（−π／３／λ） ……（14） とし、また θ^* (p)o＝exp〔（αo＋π／３）λ〕・θ*（αo＋π／
３）o ……（15） なる関数を設定し、（14）、（15）式を（13）式に
代入すると、 θ^* o-1T＝Zp -1・θ^*（ｏ）o ……（16） となり、（16）式を変形して次式を得る。
θ^* (p)o＝Zp・θ^* o-1T ……（17）
前述した(10)式の両辺にZpをかけると、左辺は
（17）式右辺と等しくなるので、次式が得られる。
（17）式右辺と等しくなるので、次式が得られる。
θ^* (p)o＝Zp・θ^* (p)o-1＋Zpβ｛ｇ（αo＋２／３π
）−ｇ （αo-1＋π／３）｝ ……（18） この（18）式は式の形から明らかなように、区
間ｎと区間ｎ−１とにおける関数θ^*（θp）の初期
値θ^*（ｏ）の関数を示す方程式である。また、負
荷電流Iaが定常状態にある場合は関数θ^*（θp）は
各区間で同一の関数となるから、その初期値θ^*
（ｏ）は各区間で等しくなる。したがつて、区間
ｎ−１、ｎにおいて負荷電流Iaが定常状態であれ
ば次式が成り立つ。
）−ｇ （αo-1＋π／３）｝ ……（18） この（18）式は式の形から明らかなように、区
間ｎと区間ｎ−１とにおける関数θ^*（θp）の初期
値θ^*（ｏ）の関数を示す方程式である。また、負
荷電流Iaが定常状態にある場合は関数θ^*（θp）は
各区間で同一の関数となるから、その初期値θ^*
（ｏ）は各区間で等しくなる。したがつて、区間
ｎ−１、ｎにおいて負荷電流Iaが定常状態であれ
ば次式が成り立つ。
θ^* (p)o＝θ^*（ｏ）o-1 ……（19）
この（19）式を（18）式に代入して、θ^* (p)o-1
について解くと次式が得られる。
について解くと次式が得られる。
θ^* (p)o-1＝Zpβ／１−Zp｛ｇ（αo-1＋２／３π）
−ｇ（αo-1＋π／３）｝ ……（20）
この（20）式と前述した（18）式が制御アルゴ
リズムのための基本式となる。
リズムのための基本式となる。
次に、（18）、（20）式および第２図を参照して
この実施例の制御アルゴリズムを説明する。
この実施例の制御アルゴリズムを説明する。
まず、第２図において区間ABを区間ｎ−１、
区間BCを区間ｎ、区間CDを区間ｎ＋１とし、各
区間の点孤角を各々αo-1、αo、αioとする。また、
この図に示す状態は区間ｎ−１の手前の区間にお
けるポイントP1において、負荷電流指令値Iaref
がIaref1からIaref2へ切り換つた状態である。な
お、〇印はサンプリングポイントを示している。
区間BCを区間ｎ、区間CDを区間ｎ＋１とし、各
区間の点孤角を各々αo-1、αo、αioとする。また、
この図に示す状態は区間ｎ−１の手前の区間にお
けるポイントP1において、負荷電流指令値Iaref
がIaref1からIaref2へ切り換つた状態である。な
お、〇印はサンプリングポイントを示している。
以下の説明は、現在区間ｎ−１において点孤角
αo-1で点孤したとし、次の区間ｎにおける点孤角
αoを導出する場合を例にとつて行う。
αo-1で点孤したとし、次の区間ｎにおける点孤角
αoを導出する場合を例にとつて行う。
なお、現時点での点孤角αo-1はサンプリングル
ポイントS1における負荷電流指令値Iref1と負荷
電流Iaの平均値とを等しくする点孤角であるが、
この理由は後に明らかにされる。
ポイントS1における負荷電流指令値Iref1と負荷
電流Iaの平均値とを等しくする点孤角であるが、
この理由は後に明らかにされる。
さて、区間ｎ−１において点孤角αo-1で点孤し
た時の負荷電流Iaの初期値がIa(p)o-1であれば
（18）式はこの区間では θ^* (p)o＝Zp・θ^* (p)o-1＋βZp｛ｇ （αo＋２／３π）−ｇ（αo-1＋π／３）｝……（21
） となる。また、この区間の点孤時点において、す
なわちサンプリングポイントS2において、電流指
令値Iaref2が取り込まれる。また、区間ｎにおい
て点孤角αoで点孤したとすると、（18）式は θ^* (p)o+1＝Zp・θ^* (p)o＋β｛ｇ （αio＋２／３π）−ｇ（αo＋π／３）｝……（22
） となる。この実施例では電流指令値Iarefが変化
した場合、この変化を知つた次の次の区間（この
場合は区間ｎ＋１）において、負荷電流指令値
Iarefと負荷電流Iaの平均値とを一致させる目的
があるので、区間ｎ＋１においては負荷電流Iaが
定常状態の時に成り立つ（20）式が成立しなけれ
ばならない。すなわち、次式が成り立たねばなら
ない。
た時の負荷電流Iaの初期値がIa(p)o-1であれば
（18）式はこの区間では θ^* (p)o＝Zp・θ^* (p)o-1＋βZp｛ｇ （αo＋２／３π）−ｇ（αo-1＋π／３）｝……（21
） となる。また、この区間の点孤時点において、す
なわちサンプリングポイントS2において、電流指
令値Iaref2が取り込まれる。また、区間ｎにおい
て点孤角αoで点孤したとすると、（18）式は θ^* (p)o+1＝Zp・θ^* (p)o＋β｛ｇ （αio＋２／３π）−ｇ（αo＋π／３）｝……（22
） となる。この実施例では電流指令値Iarefが変化
した場合、この変化を知つた次の次の区間（この
場合は区間ｎ＋１）において、負荷電流指令値
Iarefと負荷電流Iaの平均値とを一致させる目的
があるので、区間ｎ＋１においては負荷電流Iaが
定常状態の時に成り立つ（20）式が成立しなけれ
ばならない。すなわち、次式が成り立たねばなら
ない。
θ^* (p)o+1＝Zpβ／１−Zp｛ｇ（αio＋２／３π）−
ｇ（αio＋π／３）｝ ……（23）
そして、この（23）式の点孤角αioはa＝
Iaref2を満たす点孤角であるから、 I*aref2＝ra・Iaref2／３／πEn ……（24） とすれば、次式が成り立つ。
Iaref2を満たす点孤角であるから、 I*aref2＝ra・Iaref2／３／πEn ……（24） とすれば、次式が成り立つ。
I*aref2＝cosαio−Ec * ……（25）
そして、
θ* io-1＝I*aref2＋Ec * ……（26）
とすれば、点孤角αioは次式で示される。
αio＝cos-1θ* io-1 ……（27）
（24）〜（27）式から、区間ｎ＋１における点
孤角αioは電流指令値Iaref2を知つた時点すなわ
ち、区間ｎ−１におけるサンプリングポイントS2
の時点で算出できることが解る。
孤角αioは電流指令値Iaref2を知つた時点すなわ
ち、区間ｎ−１におけるサンプリングポイントS2
の時点で算出できることが解る。
ところで、(7)式において定義した関数ｇ（θp）
には、次式が成り立つ。
には、次式が成り立つ。
Zp・ｇ（α＋２／３π）−ｇ（α＋π／３）＝−ｇ（α
）／ Zp ……（28） なお、この（28）式は後の式変形に有効な式で
あり、また、ｇ（θp）の定議式である(7)式によつ
て証明することができるが、ここで証明は省略す
る。
）／ Zp ……（28） なお、この（28）式は後の式変形に有効な式で
あり、また、ｇ（θp）の定議式である(7)式によつ
て証明することができるが、ここで証明は省略す
る。
さて、（23）式が成立すれば、区間ｎと区間ｎ
＋１を結ぶ（22）式と（23）式は等しく、両式か
ら、区間ｎ＋１で負荷電流Iaを定常状態にするた
めの区間ｎにおける点孤角αoが求められる。すな
わち、（22）式＝（23）式とおけば、 Zp・θ^* (p)o＋βZp｛ｇ（αio＋２／３π）−ｇ（α
o＋π／３）｝＝Zp・β／１−Zp−｛ｇ（αio＋２／３
π）−ｇ（αio＋π／３）｝
……（29） となり、（29）式を変形すると、 （１−Zp）・Zp・θ^* (p)−β・Zp・ｇ（αo＋π／３）
−β・Zp｛Zp・ｇ（αio＋２／３π） −ｇ（αio＋π／３）｝＋β・Zp 2・ｇ（αo＋π／３
）＝ｏ……（30） となる。この（30）式の｛ ｝内は（28）式から
−ｇ（αio／Zpとなるので、（30）式は次式に示すよう になる。
＋１を結ぶ（22）式と（23）式は等しく、両式か
ら、区間ｎ＋１で負荷電流Iaを定常状態にするた
めの区間ｎにおける点孤角αoが求められる。すな
わち、（22）式＝（23）式とおけば、 Zp・θ^* (p)o＋βZp｛ｇ（αio＋２／３π）−ｇ（α
o＋π／３）｝＝Zp・β／１−Zp−｛ｇ（αio＋２／３
π）−ｇ（αio＋π／３）｝
……（29） となり、（29）式を変形すると、 （１−Zp）・Zp・θ^* (p)−β・Zp・ｇ（αo＋π／３）
−β・Zp｛Zp・ｇ（αio＋２／３π） −ｇ（αio＋π／３）｝＋β・Zp 2・ｇ（αo＋π／３
）＝ｏ……（30） となる。この（30）式の｛ ｝内は（28）式から
−ｇ（αio／Zpとなるので、（30）式は次式に示すよう になる。
θ^* (p)o−β／１−Zp・ｇ（αo＋π／３）＋β／（
１−Zp）・Zp・ｇ（αio＋β・Zp／１−Zp・（αo＋π
／３）＝ｏ……（31） ここで、（31）式のθ^* (p)oを消去するために
（21）式を代入すると、 Zp・θ^* (p)o-1＋β・Zp｛ｇ（αo＋２／３π）−ｇ（
αo-1＋π／３）｝−β／１−Zp・ｇ（αo＋π／３） ＋β／（１−Zp）・Zpｇ（αio）＋βZp／１−Zpｇ（
αo＋π／３）＝ｏ……（32） となる。（32）式を変形すると、 Zp・θ^* (p)o-1＋β｛Zp・ｇ（αo＋２／３π）−ｇ（
αo＋π／３）｝−β・Zp・ｇ（αo-1＋π／３） ＋β／（１−Zp）・Zp・ｇ（αio）＝ｏ ……（33） となるが、（33）式の｛ ｝内は（28）式から−
ｇ（αo）／Zpとなるので（33）式は Zp・θ^* (p)o-1−β／Zp・ｇ（αo）−β・Zp・ｇ
（αo-1＋π／３）＋β・ｇ（αio）／（１−Zp）・Zp
＝ｏ……（34） となる。この式をｇ（αo）について解き次式を得
る。
１−Zp）・Zp・ｇ（αio＋β・Zp／１−Zp・（αo＋π
／３）＝ｏ……（31） ここで、（31）式のθ^* (p)oを消去するために
（21）式を代入すると、 Zp・θ^* (p)o-1＋β・Zp｛ｇ（αo＋２／３π）−ｇ（
αo-1＋π／３）｝−β／１−Zp・ｇ（αo＋π／３） ＋β／（１−Zp）・Zpｇ（αio）＋βZp／１−Zpｇ（
αo＋π／３）＝ｏ……（32） となる。（32）式を変形すると、 Zp・θ^* (p)o-1＋β｛Zp・ｇ（αo＋２／３π）−ｇ（
αo＋π／３）｝−β・Zp・ｇ（αo-1＋π／３） ＋β／（１−Zp）・Zp・ｇ（αio）＝ｏ ……（33） となるが、（33）式の｛ ｝内は（28）式から−
ｇ（αo）／Zpとなるので（33）式は Zp・θ^* (p)o-1−β／Zp・ｇ（αo）−β・Zp・ｇ
（αo-1＋π／３）＋β・ｇ（αio）／（１−Zp）・Zp
＝ｏ……（34） となる。この式をｇ（αo）について解き次式を得
る。
ｇ（αo）＝Zp 2／β・θ^* (p)o-1−Zp 2・ｇ
（αo-1＋π／３）＋１／１−Zp・ｇ（αio）……（35
） すなわち、区間ｎにおける点孤角αoは次式によ
り求まる。
（αo-1＋π／３）＋１／１−Zp・ｇ（αio）……（35
） すなわち、区間ｎにおける点孤角αoは次式によ
り求まる。
αo＝g-1〔１／１−Zp・ｇ（αio）＋Zp 2（
θ^* (p)o-1／β−ｇ（αo-1＋π／３）｝〕……（36） この（36）式におけるαio、θ^* (p)o-1、αo-1は第
２図におけるサンプリングポイントS2の時点で求
めめられることは前述したことから明らかであ
り、また、β、Zpは定数である。したがつて、点
孤角αoはサンプリングポイントS2の時点で求める
ことができる。
θ^* (p)o-1／β−ｇ（αo-1＋π／３）｝〕……（36） この（36）式におけるαio、θ^* (p)o-1、αo-1は第
２図におけるサンプリングポイントS2の時点で求
めめられることは前述したことから明らかであ
り、また、β、Zpは定数である。したがつて、点
孤角αoはサンプリングポイントS2の時点で求める
ことができる。
また、第２図に示すポイントP1で電流指令値
Iarefが変化せず、Iaref1のままであるならば、
αio＝αo-1となり前述した方法によつて求められ
るαoもαo-1となる。
Iarefが変化せず、Iaref1のままであるならば、
αio＝αo-1となり前述した方法によつて求められ
るαoもαo-1となる。
ここで参考のために第３図に上述した制御アル
ゴリズムに対応する制御ブロツク図を示す。この
図は（27）および（36）式の演算をブロツク図と
して表わしたものである。
ゴリズムに対応する制御ブロツク図を示す。この
図は（27）および（36）式の演算をブロツク図と
して表わしたものである。
なお、この実施例において負荷１が内部起電圧
Ecを含まないものであれば、Ec＝ｏとして演算す
ればよく、また、この場合は内部起電圧Ecのフイ
ードバツク信号は不要である。
Ecを含まないものであれば、Ec＝ｏとして演算す
ればよく、また、この場合は内部起電圧Ecのフイ
ードバツク信号は不要である。
また、内部起電圧Ecが直接検出できないものに
対しては、他の手段で検出してもよく順変換器２
の出力電圧および出力電流より推定してもよい。
例えば負荷１が直流電動機の場合は、界磁束およ
び回転速度より推定してもよい。
対しては、他の手段で検出してもよく順変換器２
の出力電圧および出力電流より推定してもよい。
例えば負荷１が直流電動機の場合は、界磁束およ
び回転速度より推定してもよい。
以上詳細に説明したように、この発明によれ
ば、点孤時点の電流値と、負荷の内部起電圧と、
負荷電流指令値とに基づき次の点孤角を演算し、
この点孤角で点孤することにより、負荷電流指令
値に対して、一点孤区間の過渡電流のみで負荷電
流を整定させるようにしたので、負荷電流を目標
値（負荷電流指令値）に対し、極めて短い応答時
間で整定させることができ、また、安定性および
応答値の精度を向上させることができる。
ば、点孤時点の電流値と、負荷の内部起電圧と、
負荷電流指令値とに基づき次の点孤角を演算し、
この点孤角で点孤することにより、負荷電流指令
値に対して、一点孤区間の過渡電流のみで負荷電
流を整定させるようにしたので、負荷電流を目標
値（負荷電流指令値）に対し、極めて短い応答時
間で整定させることができ、また、安定性および
応答値の精度を向上させることができる。
第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロ
ツク図、第２図は第１図に示すブロツク図におけ
る要部の波形を示す波形図、第３図はこの実施例
の制御アルゴリズムに対応する制御ブロツク図で
ある。 ２……順変換器、４……増幅器、５……演算処
理部、６……検出増幅器、７……点孤パルス発生
回路。
ツク図、第２図は第１図に示すブロツク図におけ
る要部の波形を示す波形図、第３図はこの実施例
の制御アルゴリズムに対応する制御ブロツク図で
ある。 ２……順変換器、４……増幅器、５……演算処
理部、６……検出増幅器、７……点孤パルス発生
回路。
Claims (1)
- １ 誘導性負荷へ順交換器により電流を供給する
回路において、前記順変換器を点孤した時点にお
ける負荷電流初期値と、負荷の内部起電圧値と、
負荷電流指令値とに基づき、１点孤区間の負荷電
流の平均値が前記負荷電流指令値と等しくなるよ
うな定常負荷電流波形の負荷電流初期値へ負荷電
流を推移させるような点孤角を演算することを特
徴とする誘導性負荷の負荷電流制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57001606A JPS58119772A (ja) | 1982-01-08 | 1982-01-08 | 誘導性負荷の負荷電流制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57001606A JPS58119772A (ja) | 1982-01-08 | 1982-01-08 | 誘導性負荷の負荷電流制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58119772A JPS58119772A (ja) | 1983-07-16 |
| JPH0126274B2 true JPH0126274B2 (ja) | 1989-05-23 |
Family
ID=11506153
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57001606A Granted JPS58119772A (ja) | 1982-01-08 | 1982-01-08 | 誘導性負荷の負荷電流制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58119772A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0670662B2 (ja) * | 1989-01-31 | 1994-09-07 | 中部電力株式会社 | 電力ケーブルの地絡予知方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6013390B2 (ja) * | 1978-09-04 | 1985-04-06 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置の制御装置 |
-
1982
- 1982-01-08 JP JP57001606A patent/JPS58119772A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58119772A (ja) | 1983-07-16 |
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