JPH01273414A - Ｆｉｒフィルタ - Google Patents
ＦｉｒフィルタInfo
- Publication number
- JPH01273414A JPH01273414A JP10348388A JP10348388A JPH01273414A JP H01273414 A JPH01273414 A JP H01273414A JP 10348388 A JP10348388 A JP 10348388A JP 10348388 A JP10348388 A JP 10348388A JP H01273414 A JPH01273414 A JP H01273414A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- coefficient
- alpha
- characteristic
- fir filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 5
- 238000012937 correction Methods 0.000 abstract description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000010606 normalization Methods 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、デジタルフィルタに関し、特に、デジタルフ
ィルタの伝達関数が有限なインパルス応答の数列として
表わされるＦ Ｉ Ｒ（Ｆｌｎｌｔｅ ｌ５ｐｕｌｓｃ
Ｒｅ５ｐｏｎｓｅ ）フィルタに関する。
ィルタの伝達関数が有限なインパルス応答の数列として
表わされるＦ Ｉ Ｒ（Ｆｌｎｌｔｅ ｌ５ｐｕｌｓｃ
Ｒｅ５ｐｏｎｓｅ ）フィルタに関する。
背景技術
ディジタルオーディオ等に用いられるフィルタには一般
に直線位相特性が要求される。出のため、線形位相特性
に秀れたＦＩＲフィルタが用いられる。
に直線位相特性が要求される。出のため、線形位相特性
に秀れたＦＩＲフィルタが用いられる。
かかるＦＩＲフィルタによってローパスフィルタを得ん
とする場合について説明する。
とする場合について説明する。
要求されるＦＩＲフィルタの周波数応答Ｈ（ｅ） （１
７Ｔ ＞が周期ωＳで繰返すものとすると、該周波数応
答は次のようにフーリエ級数で表現される。
７Ｔ ＞が周期ωＳで繰返すものとすると、該周波数応
答は次のようにフーリエ級数で表現される。
・・・（１）
ただし、ｈ （ｎ’Ｔ）はインパルス応答であり、ここ
で、ｅｊｃｙＴ、ｚとすれば、（１）式は、Ｈ（ｚ）
−Σｈ （ｎＴ） ｚしたがって、設計仕様とし
て既述ＦＩＲフィルタの周波数応答ａ ＜ ｅＪ （Ｊ
Ｔ ＞が与えられると、そのインパルス応答ｈ （ｎ
Ｔ）を求めることが出来る。そこで、後に示されるＦＩ
Ｒフィルタの係数乗算器の係数ａＱを、ａＱ −ｈ （
ｎＴ）と定めることにより必要とするデジタルフィルタ
を構成することが出来る。
で、ｅｊｃｙＴ、ｚとすれば、（１）式は、Ｈ（ｚ）
−Σｈ （ｎＴ） ｚしたがって、設計仕様とし
て既述ＦＩＲフィルタの周波数応答ａ ＜ ｅＪ （Ｊ
Ｔ ＞が与えられると、そのインパルス応答ｈ （ｎ
Ｔ）を求めることが出来る。そこで、後に示されるＦＩ
Ｒフィルタの係数乗算器の係数ａＱを、ａＱ −ｈ （
ｎＴ）と定めることにより必要とするデジタルフィルタ
を構成することが出来る。
ところで、一般に非再帰型により構成されるＦＩＲフィ
ルタの回路構成上インパルス応答を有限の項数で打ち切
る必要がある。ＦＩＲフィルタの次数Ｎを多（とればと
るほど、理想低域フィルタ特性に近づくが、Ｎ個でフー
リエ級数を打ち切ることになり、周波数特性上不連続点
の付近では振幅特性に突起や振れすぎが生じるいわゆる
ギブス現象が発生する。この現象はフーリエ展開により
必然的に生ずることが知られている。
ルタの回路構成上インパルス応答を有限の項数で打ち切
る必要がある。ＦＩＲフィルタの次数Ｎを多（とればと
るほど、理想低域フィルタ特性に近づくが、Ｎ個でフー
リエ級数を打ち切ることになり、周波数特性上不連続点
の付近では振幅特性に突起や振れすぎが生じるいわゆる
ギブス現象が発生する。この現象はフーリエ展開により
必然的に生ずることが知られている。
そこで、ある種の時間領域関数を用いて有限インパルス
応答に変換するいわゆる窓関数やチェビショフ近似を用
いてギブス現象の発生を抑制せんとする。
応答に変換するいわゆる窓関数やチェビショフ近似を用
いてギブス現象の発生を抑制せんとする。
第２図は目標とするローパスフィルタの理想的な周波数
応答（振幅特性）を示す。第２図において、縦軸は所定
減衰量が信号通過域の減衰量によって正規化された正規
化減衰量により表わされ、横軸は所定角周波数ωがサン
プリング周波数ω５（−２π／Ｔ）で正規化された正規
化周波数で表わされている。このフィルタ特性は通過帯
域では減衰量１となり、阻止帯域では減衰量０となる。
応答（振幅特性）を示す。第２図において、縦軸は所定
減衰量が信号通過域の減衰量によって正規化された正規
化減衰量により表わされ、横軸は所定角周波数ωがサン
プリング周波数ω５（−２π／Ｔ）で正規化された正規
化周波数で表わされている。このフィルタ特性は通過帯
域では減衰量１となり、阻止帯域では減衰量０となる。
第３図は第２図に示される周波数応答に基づき、チェビ
ショフ近似を用いてインパルス応答の値を定めて得られ
たＦＩＲフィルタの実際の周波数対減衰量特性例を示す
。
ショフ近似を用いてインパルス応答の値を定めて得られ
たＦＩＲフィルタの実際の周波数対減衰量特性例を示す
。
この特性例に示されるように、実際に設計された実フィ
ルタ特性にはフーリエ展開やデジタル演算の有限語長に
起因するリップルが発生する。該リップルにより既述正
規化減衰量が１を越える部分が生じる。
ルタ特性にはフーリエ展開やデジタル演算の有限語長に
起因するリップルが発生する。該リップルにより既述正
規化減衰量が１を越える部分が生じる。
該部分に対応する周波数帯の最大入力レベルがフィルタ
に供給された場合にはこのフィルタの演算出力はオーバ
ーフローとなり、大きな歪が生ずる。
に供給された場合にはこのフィルタの演算出力はオーバ
ーフローとなり、大きな歪が生ずる。
そこで、リップルの振幅２δにより減衰量が１を越えな
いようにδを減じて第３図に示される周波数対減衰量特
性を修正して第８図のような特性図とし、該修正特性を
フーリエ逆変換して第４図の如き時間軸応答（パルス応
答）特性を得る。この特性に示される係数値α（＋δ）
〜α（−６）はＦＩＲフィルタの係数乗算器の係数とな
る。
いようにδを減じて第３図に示される周波数対減衰量特
性を修正して第８図のような特性図とし、該修正特性を
フーリエ逆変換して第４図の如き時間軸応答（パルス応
答）特性を得る。この特性に示される係数値α（＋δ）
〜α（−６）はＦＩＲフィルタの係数乗算器の係数とな
る。
かかるＦＩＲフィルタの構成例を第５図に示す。
第５図はＦＩＲフィルタを１３次の非再帰型で構成例し
ており、トランスバーサルフィルタとして知られる。
ており、トランスバーサルフィルタとして知られる。
周波数ωＳでサンプリングされた入力データは互いに直
列に接続されかつ周波数ωＳのクロックに同期して動作
する遅延素子１〜１２によって順次遅延せしめられる。
列に接続されかつ周波数ωＳのクロックに同期して動作
する遅延素子１〜１２によって順次遅延せしめられる。
入力データ及び各遅延素子の出力データは夫々係数乗算
器２１〜３３に供給され、係数値α（＋δ）〜α（−６
）が乗ぜられる。係数乗算器２１〜３３の各乗算出力は
加算器４０により加算されて出力データとなる。
器２１〜３３に供給され、係数値α（＋δ）〜α（−６
）が乗ぜられる。係数乗算器２１〜３３の各乗算出力は
加算器４０により加算されて出力データとなる。
ところで、装置に小型化、低価格等が要求されることか
ら、デジタルＩＣによってＦＩＲフィルタを構成する。
ら、デジタルＩＣによってＦＩＲフィルタを構成する。
この場合、既述の如く１３個の係数乗算器を備えるので
はなく、演算回路の時分割処理によ；て１サンプル時間
に１３回の乗算をなす構成とする。
はなく、演算回路の時分割処理によ；て１サンプル時間
に１３回の乗算をなす構成とする。
しかしながら、乗算には比較的に時間を要し、１サンプ
ル時間内になし得る乗算回数には限界がある。
ル時間内になし得る乗算回数には限界がある。
そこで、第６図及び’ｍ７図の如き回路構成上の工夫に
より乗算回数を減らしている。
より乗算回数を減らしている。
第６図に示されたＦＩＲフィルタは、いわゆる直線位相
特性を利用したものであり、第４図に示される係数値が
α（−６）−α（＋δ） 、α（−５）−α（＋５）、
α（−４）−α（＋４） 、・・・・・・、α（−１）
−α（＋１）なる関係があることを活用して、係数乗算
器２１〜２６を削除し、代りに加算器４１〜４６を用い
て乗算回数を７回に減らし、同じ演算結果を得ている。
特性を利用したものであり、第４図に示される係数値が
α（−６）−α（＋δ） 、α（−５）−α（＋５）、
α（−４）−α（＋４） 、・・・・・・、α（−１）
−α（＋１）なる関係があることを活用して、係数乗算
器２１〜２６を削除し、代りに加算器４１〜４６を用い
て乗算回数を７回に減らし、同じ演算結果を得ている。
この場合、乗算回路よりも加算回路の方が回路構成が簡
単であること、また、乗算よりも加算の方が演算時間が
短いことにより、ＦＩＲフィルタにおけるデータ処理時
間が短縮される。
単であること、また、乗算よりも加算の方が演算時間が
短いことにより、ＦＩＲフィルタにおけるデータ処理時
間が短縮される。
第７図に示されたＦＩＲフィルタは、更に、第４図にお
いて係数値α（±６）、α（±４）、α（±２）がいず
れも０となることに着目して、第６図の回路構成から加
算器４２．４４及び４６、乗算器２９．３１及び３３を
省略している。その結果、乗算回数は４回に減少する。
いて係数値α（±６）、α（±４）、α（±２）がいず
れも０となることに着目して、第６図の回路構成から加
算器４２．４４及び４６、乗算器２９．３１及び３３を
省略している。その結果、乗算回数は４回に減少する。
このような回路の省略が可能となるのは第３図の如き正
規化周波数特性が正規化周波数０．２５と減衰量０．
５を中心とする対称特性になることに起因する。なお、
第５図乃至第７図において対応する部分には同一符号が
付されている。
規化周波数特性が正規化周波数０．２５と減衰量０．
５を中心とする対称特性になることに起因する。なお、
第５図乃至第７図において対応する部分には同一符号が
付されている。
かかるＦＩＲフィルタにより得られる補正フィルタ特性
は第８図に示されように減衰量が１を越えないので、既
述オーバーフローの問題は生じない。
は第８図に示されように減衰量が１を越えないので、既
述オーバーフローの問題は生じない。
ところが、減衰領域におけるリップルの最大値は２σと
なって第３図に示される特性に比して減衰特性が約６
［ｄ３］悪化する。
なって第３図に示される特性に比して減衰特性が約６
［ｄ３］悪化する。
他のオーバーフロー防止策として、入力データに１以下
の係数を乗、じて予め入力データの値を小とし、後段の
出力データ処理で該係数の逆数を乗する等して利得を調
整し、既述オーバーフローを防止するいわゆるスケーリ
ング手法がある。しかし、この場合には乗算器の数が増
える不具合があり、高次のＦＩＲフィルタに適用するこ
とは困難である。
の係数を乗、じて予め入力データの値を小とし、後段の
出力データ処理で該係数の逆数を乗する等して利得を調
整し、既述オーバーフローを防止するいわゆるスケーリ
ング手法がある。しかし、この場合には乗算器の数が増
える不具合があり、高次のＦＩＲフィルタに適用するこ
とは困難である。
発明の概要
よって、本発明の目的とするところは信号通過域におい
て第一バーフローの生じることがなくかつ信号通過阻止
域において減衰特性が劣化しないＦＩＲフィルタを提供
することである。
て第一バーフローの生じることがなくかつ信号通過阻止
域において減衰特性が劣化しないＦＩＲフィルタを提供
することである。
上記目的を達成するため本発明のＦＩＲフィルタは、サ
ンプル値を順次遅延せしめて一連の遅延サンプル値を得
る遅延手段と、上記遅延サンプル値からｎ個ずつ選択し
、選択されたｎ個の遅延サンプル値に各遅延サンプル値
毎の所定係数を乗じて得られた乗算値各々を加算して一
連の出力データを得る演算手段とを含み、上記所定係数
の各々を所望フィルタ特性に基づいて定めたＦＩＲフィ
ルタにおいて、得られた実正規化フィルタ特性のリップ
ルの振幅値を２δとしたとき、上記所定係数の各々に１
７（１＋δ）を乗じたことを特徴とする。
ンプル値を順次遅延せしめて一連の遅延サンプル値を得
る遅延手段と、上記遅延サンプル値からｎ個ずつ選択し
、選択されたｎ個の遅延サンプル値に各遅延サンプル値
毎の所定係数を乗じて得られた乗算値各々を加算して一
連の出力データを得る演算手段とを含み、上記所定係数
の各々を所望フィルタ特性に基づいて定めたＦＩＲフィ
ルタにおいて、得られた実正規化フィルタ特性のリップ
ルの振幅値を２δとしたとき、上記所定係数の各々に１
７（１＋δ）を乗じたことを特徴とする。
実施例
以下、本発明の実施例について説明する。まず、従来と
同様の手順により第２図の如き所望フィルタ特性から第
３図の如き設計されたＦＩＲフィルタの実際のフィルタ
特性を得る。
同様の手順により第２図の如き所望フィルタ特性から第
３図の如き設計されたＦＩＲフィルタの実際のフィルタ
特性を得る。
更に、第３図に示される減衰量特性をその通過域の最大
値（１＋δ）によって正規化する。δは既述リップルの
振幅値の半値を表わす。正規化した後の補正フィルタ特
性を第１図に示す。第１図においてδ′はδ／（１＋δ
）を表わしている。
値（１＋δ）によって正規化する。δは既述リップルの
振幅値の半値を表わす。正規化した後の補正フィルタ特
性を第１図に示す。第１図においてδ′はδ／（１＋δ
）を表わしている。
この補正フィルタ特性により明らかであるように、通過
域において減衰量が１を越えることがなく、また、通過
阻止域において減衰量が第８図の如き２δからδ／（１
＋δ）に減少しており、フィルタ特性が改善されている
。
域において減衰量が１を越えることがなく、また、通過
阻止域において減衰量が第８図の如き２δからδ／（１
＋δ）に減少しており、フィルタ特性が改善されている
。
かかる補正フィルタ特性をフーリエ逆変換して得られる
時間軸領域特性は第４図の如き時間軸領域特性となる。
時間軸領域特性は第４図の如き時間軸領域特性となる。
この場合、該フーリエ逆変換により得られた新たな時間
軸係数α’ （＋δ）〜α′（−６）は、既述時間軸
係数α（＋δ）〜α（−６）の各々に１７（１＋δ）を
乗じたものとなる。
軸係数α’ （＋δ）〜α′（−６）は、既述時間軸
係数α（＋δ）〜α（−６）の各々に１７（１＋δ）を
乗じたものとなる。
上記時間軸係数α’ （＋δ）〜α’ （−６）を
第５図乃至第７図に示されるＦＩＲフィルタの対応する
係数乗算器に設定することにより、１１１図の如きより
好ましい補正フィルタ特性が得られる。
第５図乃至第７図に示されるＦＩＲフィルタの対応する
係数乗算器に設定することにより、１１１図の如きより
好ましい補正フィルタ特性が得られる。
このように、第３図の如きリップル分に対する補正を実
フィルタ特性からリップル分を減するという従来方法か
ら本発明のように変更するだけで、オーバーフローがな
くかつ信号阻止領域における減衰量も大であるフィルタ
特性が得られる。
フィルタ特性からリップル分を減するという従来方法か
ら本発明のように変更するだけで、オーバーフローがな
くかつ信号阻止領域における減衰量も大であるフィルタ
特性が得られる。
また、ライルタ特性の改善のために乗算器等の付加回路
を必要としないので演算速度を相対的に低下させること
がなく、通常高次数となるＦＩＲフィルタに好ましい。
を必要としないので演算速度を相対的に低下させること
がなく、通常高次数となるＦＩＲフィルタに好ましい。
なお、再度のフーリエ逆変換を行なうことなく、既に第
４図の如く得られた時間軸係数α（＋δ）〜α（−６）
の各々に１／（１＋δ）を乗じて、α’ （＋δ）〜
α’ （−６）を算出し、該算出値により係数乗算器
の係数を補正して、第１図と同様の補正フィルタ特性を
得ることが出来る。また、１よりも小さい値である１／
（１＋δ）の近傍値番乗じても類似の効果がある。
４図の如く得られた時間軸係数α（＋δ）〜α（−６）
の各々に１／（１＋δ）を乗じて、α’ （＋δ）〜
α’ （−６）を算出し、該算出値により係数乗算器
の係数を補正して、第１図と同様の補正フィルタ特性を
得ることが出来る。また、１よりも小さい値である１／
（１＋δ）の近傍値番乗じても類似の効果がある。
発明の詳細
な説明したように本発明のＦＩＲフィルタは、まず、所
望正規化フィルタ特性に基づいて係数乗算器各々の時間
軸係数を定めて実正規化フィルタ特性を得、該実正規化
フィルタ特性のリップルの振幅値を２δとしたとき、上
記時間軸係数の各々に１／（１＋δ）を乗じた新たな係
数を係数乗算器各々に再設定する構成としているのでオ
ーバーフローによる歪がなく、また、減衰特性を劣化さ
せることもないので好ましい。
望正規化フィルタ特性に基づいて係数乗算器各々の時間
軸係数を定めて実正規化フィルタ特性を得、該実正規化
フィルタ特性のリップルの振幅値を２δとしたとき、上
記時間軸係数の各々に１／（１＋δ）を乗じた新たな係
数を係数乗算器各々に再設定する構成としているのでオ
ーバーフローによる歪がなく、また、減衰特性を劣化さ
せることもないので好ましい。
第１図は、本発明のＦＩＲフィルタのフィルタ特性を説
明するための説明図、第２図は、所望フィルタ特性を説
明するための説明図、第３図は、所望フィルタ特性に基
づいて設計されたＦＩＲフィルタの特性例を説明するた
めの説明図、第４図は第３図に示されたフィルタ特性の
時間軸領域特性を説明するための説明図、第５図乃至第
７図は、ＦＩＲフィルタの回路構成例を示すブロック図
、第８図は、従来のＦＩＲフィルタのフィルタ特性例を
説明するための説明図である。 主要部分の符号の説明 １〜１２・・・・・・遅延素子 ２１〜３３・・・・・・係数乗算器
明するための説明図、第２図は、所望フィルタ特性を説
明するための説明図、第３図は、所望フィルタ特性に基
づいて設計されたＦＩＲフィルタの特性例を説明するた
めの説明図、第４図は第３図に示されたフィルタ特性の
時間軸領域特性を説明するための説明図、第５図乃至第
７図は、ＦＩＲフィルタの回路構成例を示すブロック図
、第８図は、従来のＦＩＲフィルタのフィルタ特性例を
説明するための説明図である。 主要部分の符号の説明 １〜１２・・・・・・遅延素子 ２１〜３３・・・・・・係数乗算器
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 サンプル値を順次遅延せしめて一連の遅延サンプル値を
得る遅延手段と、前記遅延サンプル値からｎ個ずつ選択
し、選択されたｎ個の遅延サンプル値に各遅延サンプル
値毎の所定係数を乗じて得られた乗算値各々を加算して
一連の出力データを得る演算手段とを含み、前記所定係
数の各々を所望正規化フィルタ特性に基づいて定めたＦ
ＩＲフィルタであって、 得られた実正規化フィルタ特性のリップルの振幅値を２
δとしたとき、前記所定係数の各々に１／（１＋δ）を
乗じたことを特徴とするＦＩＲフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63103483A JPH0770957B2 (ja) | 1988-04-26 | 1988-04-26 | Ｆｉｒフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63103483A JPH0770957B2 (ja) | 1988-04-26 | 1988-04-26 | Ｆｉｒフィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01273414A true JPH01273414A (ja) | 1989-11-01 |
| JPH0770957B2 JPH0770957B2 (ja) | 1995-07-31 |
Family
ID=14355255
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63103483A Expired - Lifetime JPH0770957B2 (ja) | 1988-04-26 | 1988-04-26 | Ｆｉｒフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0770957B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2014500670A (ja) * | 2010-11-30 | 2014-01-09 | エム．エス．ラマイア スクール オブ アドバンスド スタディーズ | マルチコアプロセッサを用いたウェーブレット変換 |
| US8949303B2 (en) | 2008-06-10 | 2015-02-03 | Japanese Science And Technology Agency | Filter |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52144945A (en) * | 1976-05-28 | 1977-12-02 | Fujitsu Ltd | Digital filter |
| JPS6269713A (ja) * | 1985-09-21 | 1987-03-31 | Victor Co Of Japan Ltd | デジタル・フイルタ |
| JPS62172809A (ja) * | 1986-01-27 | 1987-07-29 | Toshiba Corp | デジタルフイルタ |
-
1988
- 1988-04-26 JP JP63103483A patent/JPH0770957B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52144945A (en) * | 1976-05-28 | 1977-12-02 | Fujitsu Ltd | Digital filter |
| JPS6269713A (ja) * | 1985-09-21 | 1987-03-31 | Victor Co Of Japan Ltd | デジタル・フイルタ |
| JPS62172809A (ja) * | 1986-01-27 | 1987-07-29 | Toshiba Corp | デジタルフイルタ |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8949303B2 (en) | 2008-06-10 | 2015-02-03 | Japanese Science And Technology Agency | Filter |
| JP2014500670A (ja) * | 2010-11-30 | 2014-01-09 | エム．エス．ラマイア スクール オブ アドバンスド スタディーズ | マルチコアプロセッサを用いたウェーブレット変換 |
| US9197902B2 (en) | 2010-11-30 | 2015-11-24 | M.S. Ramaiah School Of Advanced Studies | Wavelet transformation using multicore processors |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0770957B2 (ja) | 1995-07-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3484375B2 (ja) | 信号のピークを制限する装置および方法 | |
| EP0450720A1 (en) | Ghost cancellation circuit | |
| JPH01273414A (ja) | Ｆｉｒフィルタ | |
| JP3464246B2 (ja) | 安定化システム | |
| JPH01162409A (ja) | フィルタ係数演算装置 | |
| JP3578793B2 (ja) | Ｉｉｒゴースト打消しシステム | |
| JP2807628B2 (ja) | ビデオ受信器、通信システムおよびゴースト消去方法 | |
| US6987542B2 (en) | Detection and correction of asymmetric transient signals | |
| JP2979712B2 (ja) | フィルタ装置 | |
| JPH08102644A (ja) | 適応フィルタシステム | |
| JP2961194B2 (ja) | ゴースト除去回路 | |
| JP2625015B2 (ja) | ゴースト除去装置 | |
| JPH06181424A (ja) | ディジタルフィルタシステム | |
| JPH0346813A (ja) | デジタル・フィルタ回路 | |
| JP3146609B2 (ja) | 自動等化回路 | |
| JPH1051269A (ja) | ローパスフィルタ | |
| JP3082089B2 (ja) | ゴースト除去回路 | |
| JP3297326B2 (ja) | ディジタルフイルター装置 | |
| Nagel | Homomorphic design of non-causal filters | |
| JP3244522B2 (ja) | 適応型フィルタリング方法及び適応型フィルタ | |
| US20120020494A1 (en) | Signal-component extraction apparatus and signal-component extraction method | |
| JPH0770955B2 (ja) | フイルタ係数の演算設定方法 | |
| KR100667301B1 (ko) | 생성된 필터링계수를 조정한 후 필터링에 이용하는 적응형필터 및 적응형 필터링방법 | |
| JPH0584708B2 (ja) | ||
| JPH0770956B2 (ja) | 周波数特性設定装置 |