JPH01274682A - 電圧形インバータの制御方法 - Google Patents
電圧形インバータの制御方法Info
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- JPH01274682A JPH01274682A JP63102565A JP10256588A JPH01274682A JP H01274682 A JPH01274682 A JP H01274682A JP 63102565 A JP63102565 A JP 63102565A JP 10256588 A JP10256588 A JP 10256588A JP H01274682 A JPH01274682 A JP H01274682A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はパルス幅変調インバータ（以下ＰＷＭインバー
タと称する）の出力電圧を制御する方法に関する。
タと称する）の出力電圧を制御する方法に関する。
ＰＷＭインバータにおいてはインバータを構成する正側
及び負側スイッチング素子を交互に導通制御して出力電
圧をＰＷＭ制御する。しかし、スイッチング素子にはタ
ーンオフ時間によるスイッチングの遅れがあるため、正
側及び負側か同時に導通しないように短絡防止期間（以
下、オンデレイと称する）を設けている。このため、オ
ンデレイの影響によりインバータの出力電圧に波形歪み
が生じるという問題がある。
及び負側スイッチング素子を交互に導通制御して出力電
圧をＰＷＭ制御する。しかし、スイッチング素子にはタ
ーンオフ時間によるスイッチングの遅れがあるため、正
側及び負側か同時に導通しないように短絡防止期間（以
下、オンデレイと称する）を設けている。このため、オ
ンデレイの影響によりインバータの出力電圧に波形歪み
が生じるという問題がある。
そこで、従来では、オンデレイによる出力電圧の低下を
補償する方法として特開昭６２−１３５２８９号公報に
記載のように出力電流指令信号に基づいてインバータの
オンデレイによる出力電圧降下を演算し、それをインバ
ータの出力電圧指令に加算して補償する方法が提案され
ている。
補償する方法として特開昭６２−１３５２８９号公報に
記載のように出力電流指令信号に基づいてインバータの
オンデレイによる出力電圧降下を演算し、それをインバ
ータの出力電圧指令に加算して補償する方法が提案され
ている。
しかしながら、上記従来技術はディジタル制御に伴う演
算処理時間による補償の位相遅れの点について配慮がさ
れておらず、インバータの出力周波数の増加に伴い負荷
である交流電動機にトルクリプルが発生する問題があっ
た。
算処理時間による補償の位相遅れの点について配慮がさ
れておらず、インバータの出力周波数の増加に伴い負荷
である交流電動機にトルクリプルが発生する問題があっ
た。
本発明の目的は、オンデレイによる出力電圧歪の補償電
圧の位相遅れによるトルクリプルの発生を防止すること
にある。
圧の位相遅れによるトルクリプルの発生を防止すること
にある。
上記目的は、オンデレイによるインバータの出力電圧歪
成分をインバータの出力周波数に一致する基本波成分と
その他の高調波成分に分離し、出力周波数が高い場合に
は、高調波成分の補償を減らすことにより、達成される
。
成分をインバータの出力周波数に一致する基本波成分と
その他の高調波成分に分離し、出力周波数が高い場合に
は、高調波成分の補償を減らすことにより、達成される
。
ＰＷＭインバータの出力電流の大きさに対するオンデレ
イによる出力電圧降下は第７図に示すように大さきがほ
ぼ一定で、その極性は出力電流の極性に応じて変化する
。従って、交流の出力電流に対するオンデレイによる出
力電圧降下は出力電流の極性に関係した矩形波状の電圧
である。この矩形波をフーリエ級数に展開すると、基本
波成分の他に第３．第５．第７・・・の奇数次調波成分
が存在し、線間電圧でみると第５．第７次調波が主要な
高調波成分であることがわかる。ところが、ディジタル
演算処理に伴う時間遅れＴ−は、各調波の角周波数に比
例した位相遅れとなるため、インバータの出力周波数が
高い領域では、この演算時間遅れＴ−による位相遅れが
大きくなり、出力電圧歪の補償が十分に行なえないばか
りか、トルクリプルが増大する。そこで、本発明では、
インバータの出力周波数の高い領域では、出力電圧歪の
補償電圧の高調波成分の補償を止め、出力周波数の低い
領域では基本波成分と残りの高調波成分とを補償するよ
うにしているので、全運転範囲にわたってトルクリプル
の発生を防止することができる。
イによる出力電圧降下は第７図に示すように大さきがほ
ぼ一定で、その極性は出力電流の極性に応じて変化する
。従って、交流の出力電流に対するオンデレイによる出
力電圧降下は出力電流の極性に関係した矩形波状の電圧
である。この矩形波をフーリエ級数に展開すると、基本
波成分の他に第３．第５．第７・・・の奇数次調波成分
が存在し、線間電圧でみると第５．第７次調波が主要な
高調波成分であることがわかる。ところが、ディジタル
演算処理に伴う時間遅れＴ−は、各調波の角周波数に比
例した位相遅れとなるため、インバータの出力周波数が
高い領域では、この演算時間遅れＴ−による位相遅れが
大きくなり、出力電圧歪の補償が十分に行なえないばか
りか、トルクリプルが増大する。そこで、本発明では、
インバータの出力周波数の高い領域では、出力電圧歪の
補償電圧の高調波成分の補償を止め、出力周波数の低い
領域では基本波成分と残りの高調波成分とを補償するよ
うにしているので、全運転範囲にわたってトルクリプル
の発生を防止することができる。
（実施例〕
本発明の一実施例を第１図に示す。
第１図において、ＰＷＭインバータ２は直流電圧を交流
電圧に変換し、交流電動機１に３相の交流電圧を供給す
る。ＰＷＭインバータ２を構成するスイッチング素子は
ＰＷＭパルス発生回路１５より、加算器１３からの出力
電圧指令信号と発振器１４からの搬送波信号とを比較し
て作られるオン、オフパルスに短絡防止期間（オンデレ
イと略称する）を付加したパルスが与えられる。速度検
出器３からの回転周波数信号ω、は加算器４，７に入力
され、加算器４にて回転周波数指令信号ω、＊ との偏
差が演算されて速度調節器５に出力する。速度調節器５
からのトルク電流指令信号Ｉｑ＊ はすベリ周波数演算
回路６と電圧指令演算回路９に入力される。すべり周波
数演算回路６は励磁電流指令信号り一とトルク電圧指令
信号工ｑ傘に基づいてすべり周波数指令信号ωＢｍを演
算し。
電圧に変換し、交流電動機１に３相の交流電圧を供給す
る。ＰＷＭインバータ２を構成するスイッチング素子は
ＰＷＭパルス発生回路１５より、加算器１３からの出力
電圧指令信号と発振器１４からの搬送波信号とを比較し
て作られるオン、オフパルスに短絡防止期間（オンデレ
イと略称する）を付加したパルスが与えられる。速度検
出器３からの回転周波数信号ω、は加算器４，７に入力
され、加算器４にて回転周波数指令信号ω、＊ との偏
差が演算されて速度調節器５に出力する。速度調節器５
からのトルク電流指令信号Ｉｑ＊ はすベリ周波数演算
回路６と電圧指令演算回路９に入力される。すべり周波
数演算回路６は励磁電流指令信号り一とトルク電圧指令
信号工ｑ傘に基づいてすべり周波数指令信号ωＢｍを演
算し。
加算器７に出力する。加算器７は回転周波数信号ω、と
すベリ周波数指令信号ω８＊ の加算により得た一次角
周波数指令信号ω−を座標基準信号発生器８と電圧指令
演算回路９と補償電圧演算回路１２に出力する。座標基
準信号発生器８は一次角周波数指令信号ω１串 に基づ
いて座標基準信号（ｃｏｓω１１１ ｔ 、 ｓｉｎω
Ｌ・ｔ）を座標変換器１０に出力する。電圧指令演算回
路９は励磁電流指令信号工ｄ傘、トルク電流指令信号ニ
ー自と一次角周波数指令信号ω−に基づいて回転磁界座
標系の電圧指令信号Ｖａ串、Ｖｑ串を演算し、座標変換
器１゜に出力する。座標変換器１０は座標基準信号に基
づいて電圧指令信号Ｖｍ＊、Ｖｑｌを固定子座標系の３
相交流電圧指令信号Ｖ−、Ｖｖ串ｐＶｗ”に変換し、加
算器１３に出力する。補償電圧演算回路１２は励磁電流
指令信号Ｉａ傘、トルク電流指令信号Ｉｑ−と−次角周
波数指令信号ω工６ に基づいて、インバータ２のオ
ンデレイによる出力電圧降下を補償する電圧指令信号Δ
Ｖｕ串、ΔＶｖ”＠Δｖｗ串 を演算し、加算器１３に
出力する６加算器１３は固定子座標系の３相交流電圧指
令信号ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ−とオンデレイによる出力
電圧降下の補償電圧ΔＶｕ＊＠ΔＶ ｖ 傘＠ΔＶ ｗ
’ｌを各々加算し、ＰＷＭパルス発生回路１５に出力
する。
すベリ周波数指令信号ω８＊ の加算により得た一次角
周波数指令信号ω−を座標基準信号発生器８と電圧指令
演算回路９と補償電圧演算回路１２に出力する。座標基
準信号発生器８は一次角周波数指令信号ω１串 に基づ
いて座標基準信号（ｃｏｓω１１１ ｔ 、 ｓｉｎω
Ｌ・ｔ）を座標変換器１０に出力する。電圧指令演算回
路９は励磁電流指令信号工ｄ傘、トルク電流指令信号ニ
ー自と一次角周波数指令信号ω−に基づいて回転磁界座
標系の電圧指令信号Ｖａ串、Ｖｑ串を演算し、座標変換
器１゜に出力する。座標変換器１０は座標基準信号に基
づいて電圧指令信号Ｖｍ＊、Ｖｑｌを固定子座標系の３
相交流電圧指令信号Ｖ−、Ｖｖ串ｐＶｗ”に変換し、加
算器１３に出力する。補償電圧演算回路１２は励磁電流
指令信号Ｉａ傘、トルク電流指令信号Ｉｑ−と−次角周
波数指令信号ω工６ に基づいて、インバータ２のオ
ンデレイによる出力電圧降下を補償する電圧指令信号Δ
Ｖｕ串、ΔＶｖ”＠Δｖｗ串 を演算し、加算器１３に
出力する６加算器１３は固定子座標系の３相交流電圧指
令信号ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ−とオンデレイによる出力
電圧降下の補償電圧ΔＶｕ＊＠ΔＶ ｖ 傘＠ΔＶ ｗ
’ｌを各々加算し、ＰＷＭパルス発生回路１５に出力
する。
次に、動作を説明する。第１図の電圧制御形ベクトル制
御は速度検出器３からの回転周波数信号ω、とすべり周
波数演算回路６からのすベリ周波数指令信号ωｓ傘 の
加算により得た一次周波数指令信号ω１− に比例して
インバータ２の出力周波数を制御し、また励磁電流指令
信号１ｍ傘 、トルク電流指令信号Ｉｑ傘 と−次角周
波数指令信号ωｌ・ に基づいて出力電圧指令Ｖｍ”、
Ｖｑ”及びＶｕ傘ｇＶｗ”ｇＶｗ−を演算し、インバー
タ出力電圧を制御する。速度調節器５において回転周波
数指令信号ωｒ申 と回転周波数信号ω、の偏差が増巾
され、トルク電流指令信号Ｉ電拳 が出力される。
御は速度検出器３からの回転周波数信号ω、とすべり周
波数演算回路６からのすベリ周波数指令信号ωｓ傘 の
加算により得た一次周波数指令信号ω１− に比例して
インバータ２の出力周波数を制御し、また励磁電流指令
信号１ｍ傘 、トルク電流指令信号Ｉｑ傘 と−次角周
波数指令信号ωｌ・ に基づいて出力電圧指令Ｖｍ”、
Ｖｑ”及びＶｕ傘ｇＶｗ”ｇＶｗ−を演算し、インバー
タ出力電圧を制御する。速度調節器５において回転周波
数指令信号ωｒ申 と回転周波数信号ω、の偏差が増巾
され、トルク電流指令信号Ｉ電拳 が出力される。
すベリ周波数演算回路６において励磁電流指令信号Ｉａ
傘 （本実施例においては一定を仮定）と、トルク電流
指令信号工１傘 に基づきすベリ周波数指令信号ωｓ傘
を次式に従い演算するｓＴｚは交流電動機の２次時定
数である。
傘 （本実施例においては一定を仮定）と、トルク電流
指令信号工１傘 に基づきすベリ周波数指令信号ωｓ傘
を次式に従い演算するｓＴｚは交流電動機の２次時定
数である。
次に座標基準信号発生器８において、−次角周波数指令
信号ωｌ傘 を積分し、電動機磁束の基準位相ωｌｌｊ
を演算する。さらにこれに基づいてインバータ出力
電圧の座標基準信号（ｃｏｓωｔｌｔ。
信号ωｌ傘 を積分し、電動機磁束の基準位相ωｌｌｊ
を演算する。さらにこれに基づいてインバータ出力
電圧の座標基準信号（ｃｏｓωｔｌｔ。
ｓｉｎω１＊ｔ）を出力する。
一方、電圧指令演算回路９において電流指令信号Ｉｎｋ
Ｂ Ｉｑ申と一次角周波数指令信号ω１６ に基づき
回転磁界座標系の電圧指令信号ｙ ４ 傘、 ｙ ｑ
串が演算され、さらに座標変換器１０において次式に従
い固定子座標系の３相交流電圧指令信号Ｖｕ＊。
Ｂ Ｉｑ申と一次角周波数指令信号ω１６ に基づき
回転磁界座標系の電圧指令信号ｙ ４ 傘、 ｙ ｑ
串が演算され、さらに座標変換器１０において次式に従
い固定子座標系の３相交流電圧指令信号Ｖｕ＊。
Ｖｖ＊＠Ｖｗ＊を演算する（第１図には１相分のみ記載
）。
）。
・・・（２）
次に本発明に係るオンデレイによる出力電圧降下を補償
する補償演算回路１２の詳細と動作を第２図〜第７図を
参照して説明する。
する補償演算回路１２の詳細と動作を第２図〜第７図を
参照して説明する。
第２図において、補償電圧演算回路１２は３相分の補償
電圧Δｖｕ串、ΔＶｖＪΔｖ、傘 を演算するが、各相
の演算は位相が各々２π／３１４なるのみで、その演算
内容は同じである。ここでは、１相分について説明する
。トルク電流指令信号工１傘 と励磁電流指令信号工、
串 が逆正接演算器１６に入力されて回転磁界座標系の
電流位相角θｍ（＝ｔａｎ″″’（Ｉａ”／Ｉｑ”））
が演算され、θ串が加算器１８に出力される。−次角周
波数指令信号ω１ｍ は積分器１７と係数演算器１９
に入力され、積分器１７の出力信号ω１嘲ｔ が加算器
１Ｂに出力される。加算器１８は電流位相角θ串とωｌ
＊ｔ を加算して得られる固定子座標系における電流位
相θ、串 を、関数発生器２６．２７及び加算器２３に
出力する。係数演算器１９の出力には乗算器２８と加算
器２０に出力され、加算器２０は定数器２１の出力と−
ｋを加算し、（１−ｋ）の大きさを乗算器２９に出力す
る０乗算器２８は関数発生器２６の出力信号ｖａｔと係
数ｋを乗算し、乗算器２９は関数発生器２７の出力信号
Ｖｔｏと係数（１−ｋ）を乗算し、各々の出力が加算器
３０に出力される。加算器３０は乗算器２８゜２９の出
力を加算して得られる補償電圧Δｖｕ串を出力する。補
償電圧出力部２５は、各相に対して同一である。■相、
Ｗ相に対しては、加算器２３．２４にておいて、定数器
２２の出力信号とθ、串 が加算され、各々２π／３位
相の遅れた角度が、補償電圧出力部２５に入力され、各
々ΔＶｖ傘ｇΔＶｗ申 を出力する。
電圧Δｖｕ串、ΔＶｖＪΔｖ、傘 を演算するが、各相
の演算は位相が各々２π／３１４なるのみで、その演算
内容は同じである。ここでは、１相分について説明する
。トルク電流指令信号工１傘 と励磁電流指令信号工、
串 が逆正接演算器１６に入力されて回転磁界座標系の
電流位相角θｍ（＝ｔａｎ″″’（Ｉａ”／Ｉｑ”））
が演算され、θ串が加算器１８に出力される。−次角周
波数指令信号ω１ｍ は積分器１７と係数演算器１９
に入力され、積分器１７の出力信号ω１嘲ｔ が加算器
１Ｂに出力される。加算器１８は電流位相角θ串とωｌ
＊ｔ を加算して得られる固定子座標系における電流位
相θ、串 を、関数発生器２６．２７及び加算器２３に
出力する。係数演算器１９の出力には乗算器２８と加算
器２０に出力され、加算器２０は定数器２１の出力と−
ｋを加算し、（１−ｋ）の大きさを乗算器２９に出力す
る０乗算器２８は関数発生器２６の出力信号ｖａｔと係
数ｋを乗算し、乗算器２９は関数発生器２７の出力信号
Ｖｔｏと係数（１−ｋ）を乗算し、各々の出力が加算器
３０に出力される。加算器３０は乗算器２８゜２９の出
力を加算して得られる補償電圧Δｖｕ串を出力する。補
償電圧出力部２５は、各相に対して同一である。■相、
Ｗ相に対しては、加算器２３．２４にておいて、定数器
２２の出力信号とθ、串 が加算され、各々２π／３位
相の遅れた角度が、補償電圧出力部２５に入力され、各
々ΔＶｖ傘ｇΔＶｗ申 を出力する。
次に動作を説明する。ＰＷＭインバータ２の直流出力電
流の大きさに対するオンデレイによる出力電圧降下の大
きさは第７図に示すように、はぼ一定で出力電流の極性
に応じて変化す、る、従って、交流の出力電流に対する
オンデレイによる出力電圧降下は出力電流の極性に応じ
た矩形波状の電圧Ｘとなる。この矩形波状の電圧降下を
補償する電圧ｖｔ をインバータの出力周波数を基本波
成分とするフーリエ級数に展開すると次式のように表わ
せる。
流の大きさに対するオンデレイによる出力電圧降下の大
きさは第７図に示すように、はぼ一定で出力電流の極性
に応じて変化す、る、従って、交流の出力電流に対する
オンデレイによる出力電圧降下は出力電流の極性に応じ
た矩形波状の電圧Ｘとなる。この矩形波状の電圧降下を
補償する電圧ｖｔ をインバータの出力周波数を基本波
成分とするフーリエ級数に展開すると次式のように表わ
せる。
ここに、θ−はディジタル演算処理に伴う位相遅れ角で
ある。すなわち、θ、による影響は高調波成分の次式に
比例して大きく現われる。そこで、本発明では第３図に
示す矩形波状の補償電圧ｖｘｈと、第４図に示す正弦波
状の補償電圧ＶｚＯの２種をインバータの出力周波数ω
１串 に基づいて使いわけ、低い出力周波数の領域では
第３図に示すような基本波成分と高調波成分を含む補償
電圧を用い、θ−の影響が大きくなる高い出力周波数の
領域では第４図に示すような基本波枝分のみを補償する
ようにしている。第２図の実施例では、上述の補償電圧
ΔＶ ｕ ” を次式に従い演算する。
ある。すなわち、θ、による影響は高調波成分の次式に
比例して大きく現われる。そこで、本発明では第３図に
示す矩形波状の補償電圧ｖｘｈと、第４図に示す正弦波
状の補償電圧ＶｚＯの２種をインバータの出力周波数ω
１串 に基づいて使いわけ、低い出力周波数の領域では
第３図に示すような基本波成分と高調波成分を含む補償
電圧を用い、θ−の影響が大きくなる高い出力周波数の
領域では第４図に示すような基本波枝分のみを補償する
ようにしている。第２図の実施例では、上述の補償電圧
ΔＶ ｕ ” を次式に従い演算する。
ΔＭｕ” ”＝ ｋ−ｖｚｚ＋（１−ｋ）・ＶｆＯ・・
−（４）ここに、係数には関数発生器１９より出力され
一次角周波数ω１− に対して、第５図あるいは第６図
に示すような関数関係で設定することができる。すなわ
ち、第５図のように設定すれば、ω１傘がωＣを境とし
てｖｔｔとｖｘｏを切換えることができる。また、第６
図のように両者を重ね合わせるようにして切換えること
もでき、この場合には補償電圧の切換えによる出力電流
波形の歪が防止できる。また境界となる周波数ωＣは、
インバータのオンデレイによる出力電圧降下がインバー
タの８力電圧に占める割合から決定できる。
−（４）ここに、係数には関数発生器１９より出力され
一次角周波数ω１− に対して、第５図あるいは第６図
に示すような関数関係で設定することができる。すなわ
ち、第５図のように設定すれば、ω１傘がωＣを境とし
てｖｔｔとｖｘｏを切換えることができる。また、第６
図のように両者を重ね合わせるようにして切換えること
もでき、この場合には補償電圧の切換えによる出力電流
波形の歪が防止できる。また境界となる周波数ωＣは、
インバータのオンデレイによる出力電圧降下がインバー
タの８力電圧に占める割合から決定できる。
以上のように、本実施例ではディジタル演算処理に伴う
補償電圧の位相遅れθ−により、補償電圧の高調波成分
により逆に出力電圧歪が増加することが防止できるので
、トルクリプルの発生が防止できる。
補償電圧の位相遅れθ−により、補償電圧の高調波成分
により逆に出力電圧歪が増加することが防止できるので
、トルクリプルの発生が防止できる。
第８図は本発明の他の実施例である。第１図と同一要素
には同じ符号を付しているので説明を省略する。第１＠
と異なる所は回転磁界座標系の電流指令信号の代りに、
検出信号を用いるようにした点である。
には同じ符号を付しているので説明を省略する。第１＠
と異なる所は回転磁界座標系の電流指令信号の代りに、
検出信号を用いるようにした点である。
電流検出器３２は交流電動機２の電流を検出し。
その検出信号を座標変換器３１へ出力する。座標変換器
３１は、座標基準信号発生器８の出力信号に基づいて回
転磁界座標系の励磁電流Ｉａとトルク電流Ｉｑを検出し
、補償電圧演算回路１２へ出力する。
３１は、座標基準信号発生器８の出力信号に基づいて回
転磁界座標系の励磁電流Ｉａとトルク電流Ｉｑを検出し
、補償電圧演算回路１２へ出力する。
本実施例によっても、第１図の実施例と同様の効果が得
られる。
られる。
なお、上述の各実施例においては動作説明を解り易くす
るためアナログ回路で説明したが、マイクロプロセッサ
を用いたディジタル制御ユニットに対しても本発明が適
用できることは明らかである。また、インバータの出力
周波数の代りに速度検出器の信号を用いること及び、イ
ンバータ出力電圧歪の補償をＰＷＭパルス幅の修正で行
うものにも適用できることはもちろんである。
るためアナログ回路で説明したが、マイクロプロセッサ
を用いたディジタル制御ユニットに対しても本発明が適
用できることは明らかである。また、インバータの出力
周波数の代りに速度検出器の信号を用いること及び、イ
ンバータ出力電圧歪の補償をＰＷＭパルス幅の修正で行
うものにも適用できることはもちろんである。
本発明によれば、インバータのオンデレイによる出力電
圧降下を補償する電圧によって、負荷である交流電動機
からのトルクリプルの発生を防止でき、ディジタル演算
処理に適した補償方式を提供することができる。
圧降下を補償する電圧によって、負荷である交流電動機
からのトルクリプルの発生を防止でき、ディジタル演算
処理に適した補償方式を提供することができる。
第１図は本発明の第一実施例を示す構成図、第２図は本
発明の補償電圧演算回路を示す構成図。 第３図はオンデレイによる出力電圧降下の基本波成分と
高調波成分を補償する波形図、第４図はオンデレイによ
る出力電圧降下の基本波成分を補償する波形図、第５図
及び第６図はインバータ出力周波数に対する係数の設定
方法の説明図、第７図はオンデレイによる出力電圧降下
を説明するための特性図、第８図は本発明の他の実施例
を示す構成図である。 １・・・交流電動機、２・・・ＰＷＭインバータ、３・
・・速度検出器、９・・・電圧指令演算回路、１０・・
・座標変換器、１２・・・補償電圧演算回路、１５・・
・ＰＷＭパルス発生器。 手続補正書（自発） 昭Ａ３ 年６ 月 １■ 補正をする者 ・１′−件との関係 特許出願人 名 相！５１０１味式会社 日 立’ＪＪ 作所代
理 人 補正により増加する膀求項の数 １ ＰＩｌ＋正のす・ｆ象 明細書の特許請求の範囲の欄 補正の内容 １、本願明細書の特許請求の範囲の欄を次の様に訂正す
る。 ［１，交流電動機の３相交流電圧指令信号に基づいてパ
ルス幅変調制御して電圧形インバータの出力電圧を制御
し、その際、前記電圧形インバータの正側と負側スイッ
チング素子の短絡を防止する期間を設けた電圧形インバ
ータの制御方法において、前記インバータの出力周波数
に応じて前記短絡防止期間による出力電圧降下の高調波
成分の補償の大きさを調整するようにしたことを特徴と
する電圧形インバータの制御方法。 ２、交流電動機の３相交流電圧指令信号に基づいてパル
ス幅変調制御して電圧形インバータの出力電圧を制御し
、その際、前記電圧形インバータの正側と負側スイッチ
ング素子の短絡を防止する期間を設は光電正形インバー
タの制御方法において、前記インバータの出力周波数が
所定の大きさ以上の場合には前記短絡防止期間による出
力電圧降下の前記インバータの出力周波数に一致する基
本波成分を主に補償し、前記インバータの出力周波数が
所定の大きさ以下の場合には前記短絡防止期間による出
力電圧降下の前記インバータの出力周波数に一致する基
本波成分と高調波成分とに基づいて前記３相交流電圧指
令を修正するようにしたことを特徴とする電圧形インバ
ータの制御方法。 ｌユ交流電動機の３相交流電圧指令信号に基づいてパル
ス幅変調制御して電圧形インバータの出力電圧を制御し
、その際、前記電圧形インバータの正側と負側スイッチ
ング素子の短絡を防止する期間を設けた電圧形インバー
タの制御方法において、前記３相交流電圧指令信号を前
記インバータの出力周波数が所定の大きさ以上の場合に
は該出力周波数に一致する基本波成分の正弦波状の波形
とし、前記インバータの出力周波数が所定の大きさ以下
の場合には前記３相交流電圧指令信号を前記インバータ
の出力周波数に一致する基本波成分と少なくとも第５及
び第７調波成分とを含む波形にするようにしたことを特
徴とする電圧形インバータの制御方法、」 以上
発明の補償電圧演算回路を示す構成図。 第３図はオンデレイによる出力電圧降下の基本波成分と
高調波成分を補償する波形図、第４図はオンデレイによ
る出力電圧降下の基本波成分を補償する波形図、第５図
及び第６図はインバータ出力周波数に対する係数の設定
方法の説明図、第７図はオンデレイによる出力電圧降下
を説明するための特性図、第８図は本発明の他の実施例
を示す構成図である。 １・・・交流電動機、２・・・ＰＷＭインバータ、３・
・・速度検出器、９・・・電圧指令演算回路、１０・・
・座標変換器、１２・・・補償電圧演算回路、１５・・
・ＰＷＭパルス発生器。 手続補正書（自発） 昭Ａ３ 年６ 月 １■ 補正をする者 ・１′−件との関係 特許出願人 名 相！５１０１味式会社 日 立’ＪＪ 作所代
理 人 補正により増加する膀求項の数 １ ＰＩｌ＋正のす・ｆ象 明細書の特許請求の範囲の欄 補正の内容 １、本願明細書の特許請求の範囲の欄を次の様に訂正す
る。 ［１，交流電動機の３相交流電圧指令信号に基づいてパ
ルス幅変調制御して電圧形インバータの出力電圧を制御
し、その際、前記電圧形インバータの正側と負側スイッ
チング素子の短絡を防止する期間を設けた電圧形インバ
ータの制御方法において、前記インバータの出力周波数
に応じて前記短絡防止期間による出力電圧降下の高調波
成分の補償の大きさを調整するようにしたことを特徴と
する電圧形インバータの制御方法。 ２、交流電動機の３相交流電圧指令信号に基づいてパル
ス幅変調制御して電圧形インバータの出力電圧を制御し
、その際、前記電圧形インバータの正側と負側スイッチ
ング素子の短絡を防止する期間を設は光電正形インバー
タの制御方法において、前記インバータの出力周波数が
所定の大きさ以上の場合には前記短絡防止期間による出
力電圧降下の前記インバータの出力周波数に一致する基
本波成分を主に補償し、前記インバータの出力周波数が
所定の大きさ以下の場合には前記短絡防止期間による出
力電圧降下の前記インバータの出力周波数に一致する基
本波成分と高調波成分とに基づいて前記３相交流電圧指
令を修正するようにしたことを特徴とする電圧形インバ
ータの制御方法。 ｌユ交流電動機の３相交流電圧指令信号に基づいてパル
ス幅変調制御して電圧形インバータの出力電圧を制御し
、その際、前記電圧形インバータの正側と負側スイッチ
ング素子の短絡を防止する期間を設けた電圧形インバー
タの制御方法において、前記３相交流電圧指令信号を前
記インバータの出力周波数が所定の大きさ以上の場合に
は該出力周波数に一致する基本波成分の正弦波状の波形
とし、前記インバータの出力周波数が所定の大きさ以下
の場合には前記３相交流電圧指令信号を前記インバータ
の出力周波数に一致する基本波成分と少なくとも第５及
び第７調波成分とを含む波形にするようにしたことを特
徴とする電圧形インバータの制御方法、」 以上
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、交流電動機の３相交流電圧指令信号に基づいてパル
ス幅変調制御して電圧形インバータの出力電圧を制御し
、その際、前記電圧形インバータの正側と負側スイッチ
ング素子の短絡を防止する期間を設けた電圧形インバー
タの制御方法において、前記インバータの出力周波数に
応じて前記短絡防止期間による出力電圧降下の高調波成
分の補償の大きさを調整するようにしたことを特徴とす
る電圧形インバータの制御方法。 ２、交流電動機の３相交流電圧指令信号に基づいてパル
ス幅変調制御して電圧形インバータの出力電圧を制御し
、その際、前記電圧形インバータの正側と負側スイッチ
ング素子の短絡を防止する期間を設けた電圧形インバー
タの制御方法において、前記インバータの出力周波数が
所定の大きさ以上の場合には前記短絡防止期間による出
力電圧降下の前記インバータの出力周波数に一致する基
本波成分を主に補償し、前記インバータの出力周波数が
所定の大きさ以下の場合には前記短絡防止期間による出
力電圧降下の前記インバータの出力周波数に一致する基
本波成分と高調波成分とに基づいて前記３相交流電圧指
令を修正するようにしたことを特徴とする電圧形インバ
ータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63102565A JPH01274682A (ja) | 1988-04-27 | 1988-04-27 | 電圧形インバータの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63102565A JPH01274682A (ja) | 1988-04-27 | 1988-04-27 | 電圧形インバータの制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01274682A true JPH01274682A (ja) | 1989-11-02 |
Family
ID=14330744
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63102565A Pending JPH01274682A (ja) | 1988-04-27 | 1988-04-27 | 電圧形インバータの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01274682A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007318820A (ja) * | 2006-05-23 | 2007-12-06 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
| JP2008086083A (ja) * | 2006-09-26 | 2008-04-10 | Mitsubishi Electric Corp | Ｐｗｍインバータ制御装置及びｐｗｍインバータ制御方法並びに冷凍空調装置 |
-
1988
- 1988-04-27 JP JP63102565A patent/JPH01274682A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007318820A (ja) * | 2006-05-23 | 2007-12-06 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
| JP2008086083A (ja) * | 2006-09-26 | 2008-04-10 | Mitsubishi Electric Corp | Ｐｗｍインバータ制御装置及びｐｗｍインバータ制御方法並びに冷凍空調装置 |
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