JPH01276804A - ディジタル演算装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はディジタル演算装置に関し、特にＶＴＲのビデ
オ信号処理における輝度信号のＦＭ復調装置及び色信号
のクロマ復調装置等に適用されるディジタル演算装置に
関する。

〔従来の技術〕

従来のこの種のディジタル演算装置の一例を第７図に示
す。

低域フィルタ４は、Ａ−Ｄ変換器２においてアナ胃グ信
号の入力信号ＩＮｌをサンプリングするときに、折り返
し歪みが生じないように、あらかじめ、入力信号Ｉ　Ｎ
　ｓ　　中のナイキスト周波数以上の成分を除去するた
めのもので、一般にＡ−Ｄ変換を行なう場合には必要と
される。

Ａ−Ｄ変換器２は、低域フィルタ４を介して入力された
入力信号をＩＮｓを周波数１．、　／のサンプリング信
号■ｓ１′　でサンプリングした後ディジタル信号に変
換して出力する。

９０’位相シフト回路１ムは、Ａ−Ｄ変換器２の出力信
号の位相を９０’シフトし演算回路３へ伝達する。

演算回路３は、Ａ−Ｄ変換器２の出力信号及び９０’位
相シフト回路１人の出力信号を入力し、所定の演算処理
を行い出力する。

次に、このディジタル演算装置の具体的な適用例につい
て説明する。

第８図はこのディジタル演算装置を映像磁気記録再生装
置（ＶＴＲ）の再生ＦＭ信号のディジタル復調装置に適
用したときのブロック図である。

Ａ−Ｄ変換器２及び９０°位相シフト回路ＩＡの出力信
号を入力して所定の演算処理を行う演算回路３は、位相
検出器３１及び差分器３２冴を備えている。

位相検出器３１は、絶対値回路３１１ム、３１１Ｂと−
・除算器３１２と、ｔａｎ−”　発生回路３１３と、符
号検出回路３１４ム＠３１４．と、補数計算回路３１５
とにより構成され、Ａ−Ｄ変換器２の出力°　　信号は
絶対値回路３１１＾と符号検出回路３１４Ａとに入力さ
れ、９０°　位相シフト回路１人の出力信号は絶対値回
路３１１Ｂと符号検出回路３１４Ｂとに入力される。

絶対値回路３１１＾、３１１Ｂの出力信号は除算器３１
２に入力されて割算された後ｔａｎ−”発生回路３１３
に入力されて位相角の情報をもつ信号となり、補数計算
回ｗ５３１５で補数処理されて差分器３２へ入力される
。

差分器３２は、遅延回１１１２ｉ３２１及び減算器３２
２で構成され、位相検出回路３１の出力信号を入力しこ
の出力信号の位相角情報に対応したディジタルＦＭ復調
信号０ＵＴｌ　を出力する。

ここで、Ａ−Ｄ変換器２のサンプリング周波数ｆｓ、　
　は、サンプリングによる折り返し歪みを防ぐために、
このＡ−Ｄ変換器２０入力信号の帯域の上限周波数ｆ！
′の２倍、２・ｆ１′より高く選ぶ必要がある。

また、第９図はＶＴＲのディジタルマクロ復調装置に適
用したときのブロック図である。

入力クロマ信号ＩＮ２は、低域フィルタ４人を経由した
後、Ａ−Ｄ変換器２でサンプリング周波数ｆ、２′のサ
ンプリング信号ｖｓ２′によりサンプリングされディジ
タル信号に変換される。このＡ　−り変換器２の出力信
号は、１つは＠接演算回路３人に入力され、もう１つは
９０°位相シフト回路１゜を介して演算回路３ＡＩこ入
力される。

演算回路３Ａは、カラーサブキャリア信号と対応するＳ
ＩＮ信号及びＣＯ８信号を発生するＳＩＮ／ＣＯ８発生
回路３３と、乗算′ａ３４１ｘ、３４２＊及び加算器３
４３で構成され土用１の周波数変換器３４Ａと、乗算器
３４１Ｂ、３４２ｎ及び減′Ｗ、器３４４で構成された
＠２０周波数変換器３４ｒ３　とを備え、Ａ−Ｄ変換器
２乃び９０°位相シフト回路ＩＢの出力信号を入力し、
所定の演算処理を行いクロマベースバンドのｖＪｌ及び
第２のディジタルクロマ＠！調信号ＯＵＴム、０ＵＴｅ
’を出力する。

ここで、Ａ−Ｄ変換器２のサンプリング周波数ｒ　ｓ、
／は、サンプリングによる折り返し歪みを防ぐために、
このＡ−Ｄ変換器２０入力信号の帯域の上限周波数ｆ１
２’の２倍、２・ｆｆ２　　より高く選んである。

〔発明が解決しようとする課題〕

上述した従来のディジタル演算装置は、折り返し煩みを
防ぐためにＡ−Ｄ変換器２の前に低域フィルタ４．４人
が必要であり、また、Ａ　　ＤＲ俣器２の畿に９０’位
相シフト回路ＩＡ、ＩＢを設は之桶成となっているので
、低域フィルタ４．４人１こより入力信号の高域成分が
減衰するという欠点があり、この減衰を低減しようとす
ると急峻な高次のフィルタが心安となりコスト高になる
さいう欠点がある。

また、Ａ−Ｄ変換ゼ滲２のサンプリング周波数を入力信
号の帯域の上限周波数の２倍より筒くする必要があり、
特に映像信号においては信号の帯域が高域に及ぶためサ
ンプリング信号等）こ対する要求が厳しくなると共に消
費電力が増大する石いう欠点がある。

本発明の目的は、高域成分の減衰の原因となりコスト高
の低域フィルタを除去することができ、かつサンプリン
グ信号発生部を含むノ１−ドウエアに対する聾求を軽減
すると共に消費電力を低減することかできるディジタル
演算装置を提供することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のディジタル演算装置は、アナログ信号の入力信
号を９０°位相シフトする７　９０°位相シフト回路と
、この９０’位相シフト回路の出力信号及び前記入力信
号を所定の周波数でそれぞれサンプリングしてディジタ
ル信号に変換する第１及び第２のＡ−Ｄ変換器と、これ
ら第１及び第２のＡ　−Ｄ変換器の出力信号を入力し所
定の演算処理をする演算回路とを有し、前記第１及び第
２のＡ−Ｄ変換器のサンプリング周波数を、前記演算回
路の出力信号の帯域の上限周波数の２倍より高くかつ前
記演算回路が所定の演算処理を達成することができる周
波数として構成される。

〔実施例〕

次ｔこ、本発明の実施例について図面を参照して説明す
る。

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。

この実施例は、アナログ信号の入力信号ＩＮｓを９０°
位相シフトする９０°位相シフト回路１と、この９０°
位相シフト回路１の出力信号及び入力信号工Ｎｌ　をサ
ンプリング周波数ｆ、１のサンプリング信号ｖｓ１でそ
れぞれサンプリングしてディジタル信号に変換する第１
及び第２のＡ−Ｄ変換器２ムｅ　２　Ｂと、これらＡ−
Ｄ変換器２ム、２ｉの出力信号を入力して所定の演算処
理をする演算回路３とを備え、サンプリング周波数ｆＳ
１を、演算回路３め出力信号ＯＵＴ　１の帯域の上限周
波数の２倍より高く、かつこの演算回路３が所定の演算
処理を達成することができる周波数とした構成となって
いる。

次に、この実施例の具体的な適用例について説明する。

第２図はこの実施例をＶＴＲの再生ＦＭ信号のディジタ
ル復調装置に適用したときのブロック図である。

この適用例の演算回路３は従来と同等であり、この演算
回路３に入力される２つの信号は、１つはアナログＦＭ
信号の入力信号工Ｎ１　をサンプリング周波数ｆｓ、の
サンプリング信号Ｖｓ１でサンプリングしてディジタル
信号に変換したものであり、もう１つは入力信号ＩＮｌ
　を９０°位相シフト回路１ζこより９０°位相シフト
した後に、同様にサンプリング周波数ｆｓ、のサンプリ
ング信号Ｖ、１でサンプリングしてディジタル信号に変
換したものである。

次に、トの適用例の動作について説明する。

第３図及び第４図はこの適用例の動作を説明するための
各部信号の周波数帯域特性図及び波形図である。

従来のように、サンプリングにより折り返し歪みを生じ
ないためには、第３図（ａ）に示すように、入力信号Ｉ
ＮＩ　　（アナログＦＭ信号）の帯域の上限周波数の２
倍より高いサンプリング周波数ｆ５１′を必要とする。

即ち、 ｆｓｉ’＞（入力信号の帯域の上限周波数）×２　・・
・　（１１これに対しこの適用例においては、サンプリ
ング周波数ｆ、１を、演算回路３の出力信号ＯＵ　Ｔ　
１の帯域の上限周波数の２倍より高く、かつこの演算回
Ｎ３が所定の演算処理を達成することができる周波数と
なっており、当然ｆ３１′　　より低く、従って第３図
（四に示すように、サンプリングによる折り返し歪み（
第３図（瞳の斜線の部分）を生じる。

しかし、演算回路３０位相検出器３１は、入力される１
つのサンプリングデータに対応して１つの信号を出力し
、異なるタイミングでサンプリングされたデータ間の演
算処理は行なわないため、折り返し歪みの影響を受けな
い。

ま念、第４図（ａ）　、　（ｂ）に示すように、°入力
信号ＩＮｓ　　に対するサンプリングポイン）Ｐｓを、
隣りあったサンプリングポイントＰ、に対応する位相差
が２πを越えないように設定すれば、差分器３２は正常
に動作し、との演算回路３はＦＭ復調のための所定の演
算処理を達成することができる。

即ち、サンプリング周波数ｆｓ、は、入力信号ＩＮＩ（
アナログＦＭ信号）の１サイクルの期間の逆数の最大（
ｆｌ）より高いことが必要であり、このとき演算回路３
は正常に動作し、かつＡ−Ｄ変換器２人、２Ｂにおける
サンプリングによる折り返し歪みの影響はなくなるので
、Ａ−Ｄ変換器２Ａ、２Ｈの前に低域フィルタを挿入す
る必要がない。

また、演算回路３の出力信号ＯＵＴ！で折り返し歪みを
生じないためζこは、サンプリング周波数ｆｓ、は演算
回路３の出力信号０ＵＴＩの帯域の上限周波数１１０２
倍より高い必要がある。即ち、サンプリング周波数ｆ、
１は次のとおりとなる。

ｆｓｌ　＞　ＭＡＸ　（ｆ　１　、２　ｆ　２　）　　
　・・・（２）このとき、演算回路３の出力信号０ＵＴ
Ｉの周波数帯域特性は第３図（Ｃ）のようになる。

これをＶ　ＨＳ　’７オーマツ）ＶＴＲの実際の数値例
で説明する。

従来のサンプリング周波数ｆＳｌ′　は、入力信号ＩＮ
ｌ　の帯域の上限周波数、即ち、ＦＭセンタキャリア周
波数３．９ＭＨ２に輝度信号周波数の最大３　ＭＨ２を
加算した６、９ＭＨ２の２倍の１３．８ＭＨ，より高い
周波数となる（但し、ＦＭ信号の帯域は第１５ｉｌｌ波
帯筐で考慮する。）これに対して本発明のこの適用例の
サンプリング周波数ｆ、１は、入力信号ＩＮ１　の１サ
イクルの期間の逆数の最大（ｆｔ）が（シンクチップレ
ベルＦＭ周波数３．４　ＭＨｚ　）　十（陣度信号服大
レベル（２００２Ｖ３）ＩＸ（ディビエーシｌンＩＭＨ
２）／１００＝５．４ＭＨｚであり、一方、演算回路３
の出力信号０ＵＴＩ　　の帯域の上限量仮数ｆ２０２倍
が（輝度信号周波数の最大３ＭＨ２）ｘｚ−６ＭＨ２で
あるので、６ＭＩＩｚより憂い周波数であｊＬはよい。

ＰＩＪち、従来のサンプリング周波数ｆ、１′のＶ２よ
り低い周波数でサンプリングすることができる。

第５図は、第１図に示きｎｆｃ笑施ヅタをＶ　Ｔ　Ｒの
ディジタルクロマ復調装置に過剛したときのブロック図
である。

との通用例の演算回路３人は従来のディジタルクロマ復
調装置ａの演算回路と同等であり、この演算回路３人に
入力される２つの信号は、ｌりは入力クロマ信号Ｉ　Ｎ
　２　　をサンプリング鵬波数ｆｓ２のサンプリングに
号Ｖ５２でサンプリングしてディジタル信号にｆ換した
ものであり、もう１つは入力りμマ信号Ｉ　Ｎ　２を９
０’位相シフト回路１（・こより９０°位相シフトした
後、同様にサンプリング信号ｖｓ２　でサンプリングし
てディジタル信号に変換したものである。

次Ｉこ、この通用例の動作ｌこついて説明する。

第６図はこの適用例の動作を説明するための各部信号の
周波数帯域特性図である。

従来のように、サンプリングＩこより折り返し歪みを生
じないためには、第６図（ａ）ｌこ示すように、入力ク
ロマ信号ＩＮ＝　の帯域の上限周波数の２倍より高いサ
ンプリング周波数ｆｓ２′を必要とする。

即ち、 ｆｓ２’＞　（入力クロマ信号の帯域の上限周波数）ｘ
ｚ・　・・（３） これに対しこの適用例においては、サンプリング周波数
ｆｓ２を、演算回路３人の出カイぎ号ＯＵＴ人。

０ＵＴＢ　（ディジタルクロマ復調信号）の帯域の上限
周波数の２倍より高く、かつこの演算回路３人が所定の
演算処理機能を達成することができる周波数となってお
り、轟然ｆＳ２′　　より低く、従って第６図（ｂ）に
示すように、サンプリングによる折り返し煩みを生じる
。

ここで、入力クロマ信号Ｉ　Ｎ　ｔ　　の繍ｊ波数をｆ
ｉｎ”　ｆｓｃ　＋ｆｓｉｇ　＊　ｆｓｃ　：　　カラ
ーサブキャリア尚波数、ｆｓｉｇ　：　　クロマベース
バンド信号周波数とする。

折り返し歪みがない場合、演算回路３人の２つの入力を
それぞれｃｏｓ（２πｆ３，１ｎＴ）　、　ｓｉｎ〔２
πｆｉｎ　ｎＴ）　　とすれば、演算回路３＾の出力色
１１ｎ（２πｆｓｃｎＴ） ＝ｃｏｓ（２π（ｆｊｎ−ｆｓｃ）ｎＴＪ＝ｃｏｓ（２
πｆｓＨｇｎＴ）　　　＋＊＋　ｆ４）ＯＵＴＢ＝＝ｓ
ｉｎ〔２ＭｆｎｎＴ）・ｃｏｓ（２πｆ５（ｎＴ、）−
ｃｏｓ（２πｆ４ｎｎＴＪ・５ｉｎ（２πｆ５（ｎＴ）
＝ｓｉｎ（２π（ｆｉｎ　　ｆｓｃ）　ｎＴ）＝ｓｉｎ
（２ｆｆ　ｆｓｉｇ　ｎＴＪ　　　＝　ｆ５）また、折
り返し歪みがある場合（ｆ　ｉｎ　＞　ｆｓｚ　／２　
。

ｆ５（＞　ｆ５２　／２　）　　もｒＷＪ様に次のよう
ｌこ１孫できる。

ＯＵＴＡ＝ｃｏｓ（２ｒ（ｆｔ−ｆｉｎ）ｏｒ）ａｃｏ
ｓ　（２ｆ（ｆ５ｚ−ｆＢに）ｎＴ）＋（−ｓｉｎ（２
π（ｆｓｚ　−ｆ　ｉｎ）　ｎＴ）　）＠（−８ｉｎ（
２π（ｆｓ２ｆｓｃ）　ｎＴ）　）＝ｃｏｓ（−２π（
ｆｉｎ　−ｆｓｃ）　ｎＴ）＝ｃｏｓ（２πｆ５１ｇｎ
Ｔ）　　　・・・　＋６１０ＵＴｕ＝（−ｓｉｎ（２π
（ｒｓ２−　ｆｉｎ）　ｎＴ）　）・ｃｏｓ（２π（ｆ
ｓｚ　−ｆｓｃ）　ｎＴ］−ｃ　ｏ　ｓ　（２π（Ｃ５
２−ｆｉｎ）　ｎＴ］−（−ｓ　ｉｎ（２π（ｆｓｚ−
ｆｓｃ　）ｎＴ］　）＝３ｉｎ（２π（ｆｉｎ−ｆｓｃ
）　ｎＴ）＝ｓｉｎ（２πｆ４．Ｉｇ　ｎＴ）　　　　
−−・　（力よって（４）式と（６）式、Ｃ５）式と（
方式のｆｉｎ果は一致し、折り返し歪みのＭ熱にかかわ
らず演算回１３Ａの出力信号ＯＵＴム、０ＵＴＢはそれ
ぞれｃｏｓ（２ｆｆｆ３ｉｇｎＴ）、５ｉｎ（２πｆ３
１ｇｎＴ）で示される第６図（Ｃ）　、　（ｄ）に示す
ような２つのクロマベースバンド信号となる。

このように、サンプリング周波数ｆ、２は、入力クロマ
信号Ｉ　Ｎ　２　　の帯域の上限周波数の２倍以上にす
る必要はない。

しかし、演算回路３Ａにおいて上記演算処理が達成でき
ることが必要であり、また、演算回路３ムの出力信号Ｏ
ＵＴ＾、０ＵＴａに折り返し歪みが生じないように、こ
れら出力信号ＯＵ　Ｔ　Ａ　、　ＯＵＴ　ａの帯域の上
限周波数の２倍以上とする必要がある。。

このとき、Ａ−Ｄ変換器２ム＋２Ｂにおけるサンプリン
グによる折り返し歪もなくなるので、Ａ−Ｄ変換器の前
に低域フィルタを挿入する必要がない。

このサンプリング周波数ｌこついて、ＮＴＳＣ信号のク
ロマ復調処理の場合の数値例で説明する。

従来の場合のサンプリング周波数ｆ、２は、ＮＴＳＣカ
ラーサブキャリア間波数３．５８ＭＨ。

これに対し本発明のこの適用例のサンプリング周波数は
、ＮＴＳＣカラーベースバンド帯域１．５ＭＨｚの２倍
のａ、ｏＭＨｚ　より高い周波数でよく、この周波数で
演算回路３人の演算処理も達成できる。即ち、従来のサ
ンプリング周波数ｆＢｚ’の１７２より低い周波数でサ
ンプリングすることができる。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明は、９０°位相シフト回路を
Ａ−Ｄ変換器の前に設け、このＡ−Ｄ変換器及び位相シ
フトしない信号のＡ−Ｄ変換器のサンプリング周波数を
演算回路の出力信号の周波数の２倍より高く、かつこの
演算回路が所定の演算処理を達成できる周波数とするこ
とにより、Ａ−Ｄ変換器の前に低域フィルタを挿入する
必要がないので高域成分での減衰がなくなりかつコスト
を低減することができ、また、サンプリング周波数を従
来の１／２より低い周波数にすることができるのでサン
プリング信号発生部を含むノ１−ドウエアに対する要求
を軽減すると共ｌこ消費電力を低減することができる効
果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
第１図に示された実施例をＶＴＲの再生ＦＭ信号のディ
ジタル復調装置に適用したさきのブロック図、第３図及
び第４図はそれぞれ第２図に示された適用例の動作を説
明するための各部信号の周波数帯域特性図及び波形図、
第５図はｍ１図に示された実施例をＶＴＲのディジタル
クロマ復調装置に適用したときのプｉツク図、第６図は
第５図に示された適用例の動作を説明するための各部信
号の周波数帯域特性図、第７図は従来のディジタル演算
装置の一例を示すブロック図、第８図及び第９図はそれ
ぞれ第７図に示されたディジタル演算装置をＶＴＲの再
生ＦＭ信号のディジタル復調装置及びディジタルクロマ
彼調装置に適用したときのブロック図である。 １−１４＋ＩＢ・・・・・・９０°位相シフト回路、２
ｅ２Ａ＊２Ｂ・・・・・・入−Ｄ変換器、３．３Ａ・・
・・・・演算回路、４．４Ａ・・・・・・低域フィルタ
、３１・・・・・・位相検出器、３２・・・・・・差分
器、３３・・・・・・ＳＩＮ／ＣＯ８発生回路、３４Ａ
、３４Ｂ・・・・・・周波数変換器、３１１ム。 ３１１Ｂ・・・・・・絶対値回路、３］２・・・・・・
除Ｗ器、３１３・・・・・・ｔａｎ　　発生回路、３１
４人、３１４ｅ・・・・・・符号検出回路、３１５・・
・・・・補数計算回路、３２１・・・・・・遅延回路、
３２２・・・・・・減算器、３４１人、　３４１　ｎ　
＊３４２Ａ、３４２Ｂ・・・・・・乗算器、３４３・・
・・・・加算器、３４４・・・・・・減算器。 代理人　弁理士　　　内　原　　　音 ■ｊ 月　１　図 憂　７　図 月　３２ 万　４　図 亙　　　　　　凋叉数〕 第　６　図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）アナログ信号の入力信号を９０°位相シフトする
   ９０°位相シフト回路と、この９０°位相シフト回路の
   出力信号及び前記入力信号を所定の周波数でそれぞれサ
   ンプリングしてディジタル信号に変換する第１及び第２
   のＡ−Ｄ変換器と、これら第１及び第２のＡ−Ｄ変換器
   の出力信号を入力し所定の演算処理をする演算回路とを
   有することを特徴とするディジタル演算装置。
2. （２）第１及び第２のＡ−Ｄ変換器のサンプリング周波
   数を、演算回路の出力信号の帯域の上限周波数の２倍よ
   り高くかつ前記演算回路が所定の演算処理を達成するこ
   とができる周波数とした請求項（１）記載のディジタル
   演算装置。