JPH01276805A - 周波数変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 例えば、送信周波数と受信周波数とが異なる送受信機を
折り返し試験する際に使用される周波数変換回路に関し
、 送信周波数と受信周波数との差周波数が低い場合でも、
狭帯域フィルタを用いずに送信周波数の漏洩成分や不要
側帯波を抑圧できる様にすることを目的とし、 周波数ｆ、の入力信号を同相で分岐する同相ハイブリッ
ドと２周波数ｆＬＯ局発信号を９０度の位相差で分岐す
る９０度ハイブリッドと、該同相ハイブリッドと該９０
度ハイブリッドの出力をそれぞれ混合するミキサと、該
ミキサの出力を合成する９０度　　。

ハイブリッドとを有し、各機能素子が電気的に対称装置
されている周波数変換回路において、該同相ハイブリッ
ドで分岐された一方、又は他方の入力信号を、ラットレ
ース型ハイブリッドの入力端子から第１の電極が接地さ
れたトランジスタの第３の電極に加え、該９０度ハイブ
リッドで分岐された一方、又は他方の局発信号を１８０
度ハイブリッドを介して第２の電極に加えると共に、該
第３の電極からの変換信号を該入力端子に対してアイソ
レーションされている出力端子から取り出す様に該ミキ
サを構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明は９例えば送信周波数と受信周波数とが異なる送
受信機を折り返し試験する際に使用される周波数変換回
路に関するものである。

例えば、マイクロ波を用いて通信を行う際、受信信号の
周波数を僅かにシフトして中継したり。

周波数チャネルの異なる送受信機を折り返し試験しなけ
ればならないことがある。

この様な場合、送信周波数、又は受信周波数に比べて非
常に低い周波数ｆＬＯ局発信号を用いる周波数変換回路
が必要となるが、この回路からは周波数ｆｉの入力信号
の漏洩成分１周波数（ｆ、＋ｆ、）、又は周波数（ｆｉ
　−ｆＬ）の不要側帯波が周波数（ｒｔ　−ｒｔ　）、
又は周波数（ｆｉ　＋　ｆＬ　）の希望側帯波に近接し
て現れるので、帯域内特性に与える影響をできるだけ少
なくして、上記の漏洩成分や不要側帯波を抑圧すること
が必要となる。

〔従来の技術〕

第４図は従来例のブロック図、第５図は第４図の動作説
明図を示す。

以下、変調波である入力信号の周波数ｆ　ｉ　＋局発信
号の周波数ｆＬ　＋希望側帯波である変換信号の周波数
（ｆｉ　＋ｆＬ）として第４図の動作を説明する。

先ず、周波数Ｆ、の入力信号は同相ハイブリッド１１で
同相で２分岐され、コンデンサＣ，，Ｃ，を介してダイ
オードＤ、、　Ｄ２に加えられる。一方、周波数ｆＬＯ
局発信号は９０度ハイブリッド１３で９０度の位相差で
２分岐され、同じくダイオードＤＩｒＤｚに加えられる
ので、これらの信号は混合されて。

第５図に示す様に周波数（ｒｔ　±ｆｔ）の側帯波と漏
洩した周波数Ｆ、の入力信号がコンデンサＣ３＋Ｃ４，
９０度ハイブリッド１２を介して出力される。

尚、周波数（ｒｔ　＋　ｆＬ）の成分が変換信号の時は
周波数（ｆｔ　　　ｆｔ）の成分が不要側帯波となるが
。

振幅は同じ値である。

〔発明が解決しようとする課題〕

ここで、周波数ｆ１の入力信号に比べて局発信号の周波
数ｆＬが非常に低い場合、上記の入力信号の漏洩成分２
周波数（ｒｔ　−ｆＬ）の不要側帯波が周波数（ｆｉ　
＋　ｆＬ）の変換信号に近接して現れる為、これらの不
要成分を抑圧しようとすると。

第５図の点線に示す様に非常に狭帯域の帯域通過形フィ
ルタが必要となる。

しかし、帯域通過形フィルタの狭帯域化は帯域内の振幅
特性及び遅延特性が劣化するので、システムが要求する
性能上から限度がある。また、無線チャネルごとに中心
周波数の異なる狭帯域の帯域通過形フィルタが必要とな
りコストアップにつながる。

そこで、この様な狭帯域の帯域通過形フィルタを用いず
に、上記の不要波を抑圧しなければならないと云う問題
がある。

本発明は送信周波数即ち１人力周波数と受信周波数即ち
、変換周波数との差周波数が低い場合でも、狭帯域フィ
ルタを用いずに人力周波数の漏洩成分や不要側帯波を抑
圧できる様にすることを口約とする。

〔課題を解決する為の手段〕

第１図は本発明の原理ブロック図を示す。

図中、２．３は同相ハイブリッドで分岐された一方、又
は他方の入力信号を１　ラットレース型ハイブリッド２
１の入力端子から第１の電極が接地されたトランジスタ
２２．２３の第３の電極に加え、該９０度ハイブリッド
１３で分岐された一方、又は他方の局発信号を１８０度
ハイブリッド２４を介して第２の電極に加えると共に、
該第３の電極からの変換信号を該入力端子に対してアイ
ソレーションされている出力端子から取り出す様に構成
したミキサである。

〔作用〕

本発明は同相ハイブリッド１１で分岐した一方の入力信
号をラットレース型ハイブリッド入力端子から第１の電
極が接地されたトランジスタ２２．２３の第３の電極に
加える。

又９局発信号を９０度ハイブリッド１３及び１８０度ハ
イブリッド２４を介してトランジスタの第２の電極に加
える。゛ そこで、トランジスタで増幅された局発信号と入力信号
とが第３の電極側の非線形、即ちトランジスタの出力コ
ンダクタンスの非線形により側帯波が生ずるが、この側
帯波を該入力端子に対してアイソレーション端子になっ
ている出力端子から取り出す様にしてダブルバランス型
ミキサの一方のミキサを構成する。

尚、他のミキサに対しては分岐した信号の他方を用いて
上記と同様な構成にする。

これにより、詳細に後述する様に狭帯域フィルタを用い
ずに入力信号の漏洩成分や不要側帯波を抑圧することが
できる。

〔実施例〕

第２図は本発明の実施例のブロック図、第３図は第２図
の回路構成説明図で、第３図（ａｌは電界効果トランジ
スタを用いた周波数変換動作説明図、第３図（ｂｌは電
界効果トランジスタを用いたここで、ラットレース型ハ
イブリッド２１．電界効果トランジスタ２２’、　２３
’、　１８０度ハイブリッド２４．　　コンデンサＣ３
〜Ｃ６＋　ヂシークｃｈ、　〜ｃｈ５はミキサ２の構成
部分、ラットレース型ハイブリッド３１．電界効果トラ
ンジスタ３２’、　３３’、　１８０度ハイブリッド３
４．コンデンサＣ１〜Ｃ３゜、チョークｃｈ６〜ｃｈ１
１はミキサ３の構成部分である。

又、電界効果トランジスタ２２’、　２３”、　３２’
。

３３°はトランジスタ２２．２３．３２．３３の構成部
分で。

第１の電極はソース、第２の電極はゲート、第３の電極
はドレインとする。尚、トランジスタ３２゜３３は第１
図中のミキサ３の中にあり２図示せず。

先ず、第３図により電界効果トランジスタ（以下、　Ｐ
ＵＴと省略する）を使用した周波数変換動作を説明する
。

第３図（ａ）に示す様にコンデンサＣ１１を介してソー
スＳが接地されたＦ［！Ｔ　４０のゲートＧに入力した
比較的低い周波数ｆＬの局発信号は、　ＰＥＴで増幅さ
れてドレインＤに現れる。

又、マイクロ波帯の周波数ｆ、の入力信号はサーキュレ
ータ３２を介してドレインに入力し、ドレインコンダク
タンスの非線形性により局発信号と混合され９周波数（
ｆｉ　±ｒｔ　）の信号がサーキュレータを介して取り
出されるが、周波数ｆｉの入力信号成分の一部もドレイ
ンで反射して出力される。

ここで、周波数（ｆｉ　＋　ｆＬ）の変換信号が所望成
分の場合１周波数（ｒｔ　−ｆＬ）の信号は抑圧すべき
不要側帯波となり、その逆の場合゛には周波数（ｆｔ　
＋　ｉｔ、　）の信号が不要側帯波となる。又、直流電
圧Ｖｃ　、ｖ、のバイアスは局発信号を効率よく増幅し
、変換効率が高くなる様な最適の値が選ばれる。

尚、ｃｈｅ、　ｃｈＢはチョークである。

次に、第３図（ａ）に示した回路を一対用いて第３図（
ｂｌに示す様なシングルバランス型ミキサを構成する。

図において、局発信号を１８０度ハイブリッド４４で１
８０度の位相差を持つ２つの局発信号に分岐し。

コンデンサＣ１４＋　Ｃ１０を介してＦＥＴ　４２．４
３のゲートに、入力信号をコンデンサＣ１３，ラットレ
ース型ハイブリッド４１を介して同相でドレインにそれ
ぞれ加える。

そこで、それぞれのドレインに於ける変換出力は１局発
信号が１８０度異なっているので１８０度の位相差を持
っているが、ドレインからラットレース型ハイブリッド
の出力端子に至る■→■及び■−■の経路で更に１８０
度の位相差がある為、結局。

周波数（ｆｉ　±ｒｔ　）側帯波はそれぞれ同相で合成
される。

尚、ラットレース型ハイブリッドの入力端子■と出力端
子■とは互いにアイソレーション端子になっているので
、入力信号がこのハイブリッドを通って漏洩する成分は
抑圧される（第３図（ｂ）の右図参照）。

さて、第２図は第３図に示す１対のＦＥＴで構成される
シングルバランス型ミ４−サを従来例のダイオードに置
換したものである。

ここで、ミキサ２，３に入力する入力信号は同相ハイブ
リッド１１で同相で２分岐したものであるからこれをＡ
、ｃｏｓω、Ｌとし、局発信号は９０度ハイブリッド１
３で９０度の位相差で２分岐されるので、ミキサ２の局
発１３号をＡＬ　ｃｏｓωＬ　Ｌ＋ミキサ３の局発信号
を八Ｌ　ｃｏｓｆωＬｔ　＋（π／２））とすることが
できる。

この時、ミキサ２の出力は ＫＸＡＨｃｏｓ　　ω　ｉ　　ｔｘＡＬ　ＣＯ３ωＬ　
ｔ　　＝（ｋ／２）ＡｔＸＡＬ（ｃｏｓ　（Ｃ１＋ωＬ
　）ｔ＋ｃｏｓ（ωえ　−ωＬ）ｔ３となり、 ミキサ３の出力は ＫＸＡＩ　ｃｏｓ　　ω　ｉ　　ｔｘ　ＡＬ　Ｃ０３ｆ
ωＬ　Ｌ　　＋　（π／２）Ｊ　　−となる。

ミキサ２，３の出力に生ずる（ω、＋ωＬ）成分と（ω
、−ωＬ）成分は９０度ハイブリッド１２により９０度
の位相差で合成される為、このハイブリッドの出力側の
接続が第２図に示す様な場合にはミキサ３の出力が９０
度遅れて合成されるとすると。

変換信号は （ｋ／２　）Ａ、ＸＡ　Ｌ　［ｃｏｓ（Ｃ１＋　（ＩＩ
ＪＬ　）を十ｃｏｓ（ωｔ　　（ｄＬ）ｔ＋ｃｏｓ（（
ωｉ　＋７ＪＪＬ）（＋ｙｒＪ＋　ｃｏｓｌ（ｔ）ａ　
　”’　）ｔ）　＝ｋＡＩ　ＸＡＬ　ｃｏｓ（ωｉ　　
　　”　Ｌ　　）　ｔとなり（ω五　十ωＬ）の成分は
打ち消され。

（Ｃ１−ωＬ）の成分のみとなる。

しかし、９０度ハイブリッド１２の出力側の接続を逆に
すると（ω、−ωＬ）の成分が打ち消され。

（ω、＋ω、）の成分のみを取り出すことができる。

又、入力信号の漏洩成分は前記の様に変換信号を取り出
す出力端子と入力信号が印加される入力端子とアイソレ
ーションの関係にあるので入力信号の漏洩は削減される
。

即ち、入力周波数と変換周波数との差周波数が低い場合
でも、狭帯域フィルタを用いずに入力周波数の漏洩成分
や不要側帯波を抑圧できる。

〔発明の効果〕

以上詳細に説明した様に本発明にれば入力周波数と変換
周波数との差周波数が低い場合でも、狭帯域フィルタを
用いずに入力周波数の漏洩成分や不要側帯波を抑圧でき
ると云う効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理ブロック図、 第２図は本発明の実施例のブロック図、第３図は第２図
の回路構成説明図、 第４図は従来例のブロック図、 第５図は第４図の動作説明図を示す。 図において、 ２．３はミキサ、 ＩＬは同相ハイブリッド、 １２、１３　は９０度ハイブリッド、 ２１はラットレース型ハイブリッド、 ２２、２３はトランジスタ、 ２４は１８０度ハイブリッドを示す。 木発胡の突がセ４列０７七・、７図 第２７ 察２図゛の回ｆ鉗侮戒お乙「可７ 察３凹

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　周波数ｆ＿ｉの入力信号を同相で分岐する同相ハイブ
   リッド（１１）と、周波数ｆ＿Ｌの局発信号を９０度の
   位相差で分岐する９０度ハイブリッド（１３）と、該同
   相ハイブリッドと該９０度ハイブリッドの出力をそれぞ
   れ混合するミキサ（２、３）と、該ミキサの出力を合成
   する９０度ハイブリッド（１２）とを有し、各機能素子
   が電気的に対称配置されている周波数変換回路において
   、 該同相ハイブリッド（１１）で分岐された一方、又は他
   方の入力信号を、ラットレース型ハイブリッド（２１）
   の入力端子から第１の電極が接地されたトランジスタ（
   ２２、２３）の第３の電極に加え、該９０度ハイブリッ
   ド（１３）で分岐された一方、又は他方の局発信号を１
   ８０度ハイブリッド（２４）を介して第２の電極に加え
   ると共に、該第３の電極からの変換信号を該入力端子に
   対してアイソレーションされている出力端子から取り出
   す様に該ミキサ（２、３）を構成することを特徴とする
   周波数変換回路。