JPH01276827A - ランダムｆｍ雑音軽減回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、移動通信等に用いられるディジタル信号の受
信・検波法に関するものである。

〔従来の技術〕

無線基地局と移動局により構成される移動通信方式にお
いでは、電波の多重伝搬に起因する７エーノングによる
伝送品質の劣化が生ずる。

伝送品質劣化の原因としては、■受信レベルの落ち込み
によるもの、■受信レベルが十分高いにもかかわらず急
激な位相変化を生ずることによるもの、および、■伝搬
時間の異なる複数の信号が受信されることによるものの
３つに大別される。

これらの内、■の急激な位相変化に起因するものはラン
ダムＦＭ雑音といわれるものであり、■の伝搬時間の異
なる複数の信号が受信されることによるものとともに信
号の伝送上の誤りを生じる原因となっている。

このような７エーシングの軽減策の一つにダイパーシテ
ィ受信技術があり、前記■の受信レベルの低下によるも
のや■のランダムＦＭ雑音に対して効果があること力を
示されている。

しかしながら、上記ダイパーシティ受信によっても完全
にはその影響を取り除くことができない。

これに対し、従来、異なる周波数の搬送波を２つ用意し
、その第一の搬送波のみに変調を施し、第二の搬送波と
ともに同時送出し、受信側において第二の搬送波を用い
てランダムＦＭｉ音を軽減する方法がありＧ　ｒａｎｌ
ｕｎｃｌの方法として知られている（文献　「Ｊ、　Ｇ
ｒａｎｌｕｎｄ　。

’Ｔｏｐｉｃｓ　ｉｎ　ｔｈｅ　ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　
ａｎｔｅｎｎａ　ｆｏｒ　５ｃａｔ−ｔｅｒ　”　、　
　Ｔｅｃｈ、　Ｒｅｐ、　Ｌｉｎｃｏｌｎ　ｌａｂｏｒ
ａｔｏｒｙＭＩＴ、Ｎｏｖ、１９５６　Ｊ　　参照）。

しかし、第二の搬送波を用いないでフングムＦＭ雑音を
軽減する方法は開示されていなかった。

〔発明が解決しようとする課題〕

ディノタル位相変Ｉ＄１！信号では、同期検波および遅
延検波の位相検波法により復調を行なう。

この場合、復調法として特に同期検波を採用した場合に
は、再生搬送波の位相が７エージングによる高速な位相
の変化に追従できないことにより軽減困難な誤りが生じ
、高品質伝送実現の点で問題があった。

以下、ランダムＦＭ２！音の影響を同期検波を行なう場
合について説明する。

ｔＩＳ２図は同期検波回路の楕或の例を示すブロック図
であり、コスタスループを用いて搬送波再生を付なう場
合を示している。

同期検波回路１３の動作を以下に示す。

検波器入力端子２１に入力された受信信号はハイブリッ
ド２２に入力され、その出力の０成分は乗ｆ、器２３に
、ｘ　／　２成分は乗算器２５に導かれる。　ＶＣＯ（
Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｔ＋Ｌｒｏｌｌｅｄ　０ｓ−ｃｉ
ｌｌａｔｏｒ）　３０の出力は２分され、一方は乗算器
２３へ、他の一方は移相器２４を介して７１器２５に入
力され、それぞれハイブリッド出力信号との乗積がとら
れる。移相器２４の出力信号は入力信号との位相差がπ
／２の関係を有する。乗算器２３および乗算器２５の出
力はそれぞれローパスフィルタ２６および２７を通過し
、搬送波周波数の２倍の周波数成分が除去された後、そ
れぞれ同相成分出力端子３１および直交成分出力端子３
２に検波信号を出力する。

また、ローパスフィルタ２６および２７の出力は乗算器
２８において乗積がとられる。乗算器２８の出力はルー
プフィルタ２９を通過し、直流電圧としてＶＣＯ３０の
周波数制御端子に入力される。

次に、同期検波の原理を数式を用いて説明する。

検波器入力端子２１に加えられる受信信号「（ｔ）を ｒ（ｔ）”　Ｒ（ｔ）　ｃｏｓ　（ωを十φ、（ｔ）十
〇（ｔ）〕・・・・・・（１） とおく。

ここで、Ｒ（ｔ）は受信信号の振幅、ωは搬送波角周波
数、φ、（ｔ）は変調による位相成分である。また、θ
（１）は７エーソングによる位相であり、移動伝搬路を
経由した受信信号が受けるレイＩＪ−７エーノングでは
ランダムに変動する。　このとき、乗ｆＬ器２３およｃ
／２５の入力ｒ＋（ｔ）およびｒｉｂ）はそれぞれ ｒｌ（ｔ）＝　ｒ（ｔｌ ｒ２（ｔ）＝　Ｒ（ｔ）　　５ｉｎ（ｃｍ　Ｌ＋　φ、
（し）＋　θ　（Ｌ）〕・・・・・・（２） となる、また、ＶＣＯの出力は次式で与えられる。

ｕ（ｔ）＝Ｕ　（Ｌ）　　ｃｏｓｎ　（ωｔ＋ψ（ｔ）
）　　　−−−−−−（３）Ｕ（ｔ）お上りψ（１）は
、それぞれ振幅および位相である。このとさ、乗算器２
３および２５の入力ｕｌ（ｔ）および、２（１）はそれ
ぞれｕ＋（ｔ）＝　Ｕ　（ｔ） ｕ、（ｔ）＝Ｕ（ｔ）　　５ｉｎ（ω　し＋　ψ（ｔ）
）　　　　−・−・・−（４）で与えられる。

従って、同相成分出力端子３１および直交成分出力端子
３２の出力はそれぞれ ｄ＋（ｔ）＝　Ｄ　　＋（ｔ）　　ｃｏｓ　（φｍ（ｔ
）　十　〇　（ｔ：）−φ　（Ｌ））ｄｏ（ｔ）”　Ｄ
ｇ（ｔ）ｓｉｎ（φＭ（ｔ）＋θ（１）−ψ（ｔ）〕・
・・・・・　（５） となる。

また、Ｍｌ器２８の出力をループフィルタ２９を通過さ
せて得られた直流信号電圧により、ＶＣＯの発振周波数
を一定に保つように制御する１式（５）の検波出力を用
いることにより、クロック再生および符号識別を行ない
、復調信号を得ることができる。

ところで、式（５）において、θ（ｔ）＝ψ（Ｌ）でな
い限り復調特性の劣化が生じる。この方法では再生搬送
波の周波数は一定に保たれるが、ループフィルタを挿入
するため、再生搬送波の位相φ（１）は７エージングに
よる位相変動θ（１）に追従できない、このため、７エ
ージング存在下では受信入力電圧の大きな領域において
軽減困難な誤りが生じ、その大きさはループフィルタの
定数にもよるが周波数検波と比較して１桁以上大きい（
文献「Ｋ、　Ｄ＆１ｋｏｋｕ　ｅｔ　ａｌ、　ｗ”　　
Ｈｉｇｈ−ｓｐｅｅｄ　　ｄｉｇｉｔａｌ　　ｔｒａｎ
ｓｍｉｓｓｉｏｎ　　ｅｘｐｅｒｉ−ｍｅｎｔｓ　　ｉ
ｎ　　９　２　０　　Ｍ　Ｈｚ　　ｕｒｂａｎ　　ａｎ
ｄ　　ｓｕｂｕｒｂａｎｍｏｂｉｌｅ　　ｒａｄｉｏ　
　ｃｈａｎｎｅｌｓ　　、　　　ＩＥＥＥ　　　Ｔｒａ
ｎｓ。

Ｖｅｈｉｃ、　Ｔｅｃｈｎｏｌ、ｅ　　ＶＴ−３１ｗ　
　　ｐｐ、７０−７５、Ｍａｙ　１９８２　　Ｊ　　参
照）。

本発明は、このような従来の問題点に鑑み、受信側にお
いて、原理的に前記ランダムＦＭ雑音の影響を軽減し、
高品質信号伝送を行なう方法を提供することを目的とし
ている。

〔課題を解決するための手段〕

本発明によれば、上記目的は特許請求の範囲に記載の手
段により達成される。

すなわち、本発明は、ディノタル位相変調信号の受信部
において、受信信号の逓倍または該受信信号の乗積によ
り変調位相成分を除去した信号を得て、該信号からバン
ドパスフィルタにより抽出した信号を周波数検波して得
られたベースバンド信号を前記逓倍数の逆数倍の大きさ
の信号とし、該信号で前記ベースバンド信号に周波数変
調を施し周波数変調信号を得るとともに、受信信号を前
記バンドパスフィルタの遅延特性および周波数検波、周
波数変調により生じる遅延特性と等価な遅延特性を有す
る遅延補償回路を通して得られた信号と前記周波数変調
信号との乗積を行なうランダムＦＭ雑音軽減回路である
。

〔作　用〕

ディノ゛タル位相信号自身の有する特徴を利用して、７
エーソングを受けた変調信号から位相変動を含む搬送波
成分を抽出し、抽出された信号を周波数検波して得られ
た信号でさらに周波数変調を施し、該信号と受信信号と
の乗積により、受信された変調信号の位相項のうち７エ
ージングによる変動成分を除去した信号を得るものであ
る。

〔実施例〕

ＰＩＳ１図は、本発明の一実施例を示すブロック図であ
って、Ｂ　Ｐ　Ｓ　Ｋ　（Ｂ　１ｎａｒｙ　Ｐ　ｈｉｓ
ｓ　Ｓ　ｈｉｆｔＫ　ｅｙｉｎｇ）信号を復調する場合
について示している。

同図において、入力端子１０に入力された受信信号は２
分され、逓信器１１お上り遅延補償回路１６に入力され
る。逓倍器１１では受信信号の周波数を２逓倍すること
により搬送波成分を抽出する。逓倍器１１の出力を通過
帯域特性が狭帯域なバンドパスフィルタ１２に入力する
。

バンドパスフィルタ１２の出力は周波数検波器１３に入
力され検波される１周波数検波器１３の検波出力として
得られたベースバンド信号は係数器１４を経た後、周波
数変調器１５に入力され周波数変調される０周波数変調
器１５の出力および遅延補償器１６の出力はミキサ１７
においで乗積され、バンドパスフィルタ１８を経た後、
その出力端子１９に出力する。１６はバンドパスフィル
タ１２の遅延特性および周波数検波器１３、係数器１４
、周波数変調器１５における遅延を補償する回路である
。

なお、周波数２逓倍器に代えてミキサを使用し、受信信
号自身の乗積をとることも可能である。

次に、数式を用いて第１図の動作を説明する。

受信信号を式（１）で表わすとさ、逓倍器１１の出力を
バンドパスフィルタ１２を通すことにより ｗ＋（ｔ）＝　Ｒ”（ｔ）　ｃｏｓ（２ωｔ＋２φ５（
ｔ）＋２０（ｔ）〕 ・・・・・・（６） なる信号が得られる。ここで、ＢＰＳＫでは０　（マー
ク） φ　ｌＩ（し）＝　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　・・・・・・　（７）π　（スペース） であるから、式（６）は変調信号成分φ、（Ｌ）を含ま
ない形で 豐＋（ｔ）”　Ｒ”（Ｌ）　ｃｏｓ　（２ωｔ＋２θ（
０〕・・・・・・（８） と表わされる。１２の通過帯域幅は中心角周波数２ωと
して搬送波成分が通過できる程度に狭いものとする。

式（８）を中心周波数２ωの周波数検波器で検波すると
、 ｗ（Ｌ）＝　（１／２π）ｄ（２θ（ｔ）　）／ｄｔ・
・・・・・（９） なる検波信号が得られる。ここで、ｄｘ／ｃｌｔはＸの
時間微分を表わす１式（９）を係数器１４により　ｋ倍
した信号で周波数変調を施すと、ｕ（Ｌ）＝　Ｕ　（ｔ
）　ｃｏｓ　（ωＬｔ＋２　ｋｒ　ｆ　ｍ（Ｌ）ｄｔ十
ψＬ（ｔ）　）　　　　　　　・・・・・・　（１０）
なるｆＨ号が得られる。ここで、ω、は搬送波角周波数
、ψ１（ｔ）は搬送波発振器により与えられる位相であ
る。

式（１０）と式（１）で与えられる信号をミキサ１７に
よりＪＴｉ！積すると ｖ（Ｌ）＝　Ｖ　（ｔ）　ｃｏｓ　（（ω＋ωＬ＞　ｔ
＋φｍ（ｔ）十〇（ｔ）＋　２　ｋπｆ■（ｔ）ｄｔ＋
ψＬ（ｔ）　）＋ｃｏｓ（（ω−ωＬ）　ｔ＋φ―（１
）十〇（１）−２ｋｆｆ　ｆ　５ｉ（ｔ）ｄｔ−ψＬ（
ｔ）　）・・・・・・（１１） となる信号が得られる１式（１１）で与えられる信号を
中心角周波数ω−ω、のバンドパスフィルタを通すこと
により、 ｖ（ｔ）−Ｖ　（ｔ）　　ｃｏｓ　（（ω　−ωＬ）　
　ｔ＋−一（１）十　〇　（ｔ）−２ｋｒｆ曽（ｔ）ａ
ｔ　　−ψ＋−（１））・・・・・・（１２） なる信号をえる。ここで、係数器の係数をに＝１／２と
おき、θ　（ｔ）＝　２にｆ（噛（ｔ）／　２　）ｄｔ
の関係を用いると、式（１２）は ％式％（１） となる０式（１３）には、変調成分以外の位相項として
、時間的に緩やかに変動する発振器の位相項ψＬ（ｔ）
は含まれるが、７エージングによる急激に変動する位相
項θ（１）は含まれていない。

従って、１８の出力に対して検波を施すことにより良好
な検波特性を有する検波出力信号が得られる。

本発明は、ＱＰＳＫ等の多値ディノタル位相−変調信号
にも適用可能であることが容易に示される０例えば、Ｑ
ＰＳＫでは第１図の逓倍器で周波数を４逓倍し、搬送波
周波数成分を抽出すればよい。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば７エージングによ
る急激な位相変動が存在する場合にも良好な検波特性を
得ることができ、高品質無線信号伝送路を実現できる利
点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
同期検波回路の構成の例を示すブロック図である。 １０　・・・・・・入力端子、　　１１　・・・・・・
逓倍器、１２　　、　１８　　・・・・・・バンドパス
フィルタ、１３　・・・・・・周波数検波器、　　　１
４　・・・・・・係数器、　　　１５　・・・・・・周
波数変調器、　　　１６・・・・・・遅延補償器、　　
　　１７　・・・・・・　ミキサ、２１　・・・・・・
検波器入力端子、　　２２　・・・・・・ハイブリッド
、　　　２３　　、　２５　　、　２８　　・・・・・
・　乗算器、　　　２４　・・・・・・移相器、　　　
２６　。 ２７　・・・・・・　ローパスフィルタ、　　　　２９
　・・・・・・ループフィルタ、　　　３０　・・・・
・・ｖＣＯ１３１・・・・・・同相成分出力端子、　　
　　３２　・・・・・・　直交成分出力端子、　　　　
３３　・・・・・・同相検波回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ディジタル位相変調信号の受信部において、受信信号の
   逓倍または該受信信号の乗積により変調位相成分を除去
   した信号を得て、該信号からバンドパスフィルタにより
   抽出した信号を周波数検波して得られたベースバンド信
   号を前記逓倍数の逆数倍の大きさの信号とし、該信号で
   前記ベースバンド信号に周波数変調を施し周波数変調信
   号を得るとともに、受信信号を前記バンドパスフィルタ
   の遅延特性および周波数検波、周波数変調により生じる
   遅延特性と等価な遅延特性を有する遅延補償回路を通し
   て得られた信号と前記周波数変調信号との乗積を行なう
   ことを特徴とするランダムＦＭ雑音軽減回路。