JPH04345328A - 回線切替え制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は回線切替え制御回路に係
り、特にディジタル無線システムにおけるフェージング
低減のために、無線回線を切替える回線切替え制御回路
に関する。

【０００２】近年、マイクロ波帯を用いたディジタル無
線システムの開発が盛んに進められているが、マイクロ
回線で発生するフェージングが波形歪をもたらし、回線
品質を劣化させるため、システムの高度化の要求に従い
、様々なフェージング補償技術が開発されている。かか
るフェージング補償技術としては、■　　受信波と干渉
波を受信電力が最大となるように、又は干渉波を消去す
るように合成するスペースダイバーシチ（ＳＤ），■　
　フェージングにより生じた周波数特性における歪と全
く逆特性の周波数特性を得ることができる可変共振器を
有し、その可変共振器の共振周波数と選択度を可変して
フェージングにより生じた周波数特性の歪を等化する可
変共振型自動等化器（Ｒ　　ＥＱＬ），■　　時間領域
で等化を行なうトランスバーサル自動等化器（Ｔ　　Ｅ
ＱＬ）などがある。

【０００３】しかし、これらのフェージング補償技術は
、いずれもフェージングにより生じた周波数特性の歪を
十分に補償できるとはいえなかったので、近年、より一
層フェージング補償を高精度に行なえる技術として周波
数ダイバーシチ方式が開発されるに到った。この周波数
ダイバーシチ方式は同じ情報信号を異なるキャリア周波
数で同時に並列送信し、これを受信側で誤り率の小さな
方の回線に切替えて受信する方式である。

【０００４】従って、この周波数ダイバーシチ方式では
受信側の多重無線装置でのフェージングによる誤り率の
劣化速度と、回線の切替え速度との関係が重要となる。

【０００５】

【従来の技術】図５は従来の回線切替えシーケンスの一
例を示す。同図において、マイクロ波帯を用いたディジ
タル無線システムの受信系でフェージングによる回線評
価基準であるビット誤り率（ＢＥＲ）が所定値以下とな
ったこと及び障害判断が、時間ｔ１　かけて検出される
。

【０００６】ここで、上記のディジタル無線システムで
送受信される情報信号のフォーマットを図６（Ａ）に示
す。同図（Ａ）において、Ｂは切替え制御ビット、Ｆは
フレーム同期ビット、Ｃはダミービット判定用ビット、
ＰＨは無線ホップパリティビット、ＰＲは無線ルートパ
リティビットであり、それ以外の部分は情報ビットであ
る。

【０００７】また、切替え制御ビットＢ又はダミービッ
ト判定用ビットＣから始まる８８ビットは１サブフレー
ムを構成しており、１２サブフレームにより１マルチフ
レームが構成されている。また、無線ホップパリティビ
ットＰＨは４サブフレームに１つ有る。

【０００８】上記のフォーマットの情報信号は３４．３
６８ＭＢ／ｓで伝送され、かつ、ディジタル情報データ
は４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）されているものとし、
また回線切替え閾値を誤り率で１×１０−４とすると、
１／（３４．３６８　×１０６）＝２．９０９７×１０
−８（ｓ）２．９０９７×１０−８×１×１０４　＝０
．２９１　（ｍｓ）０．２９１　×２＝０．５８１９（
ｍｓ）であるから、図６（Ｂ）に示す１マルチフレーム
の最初の時点から０．５８１９ｍｓ内で無線ホップパリ
ティビットＰＨが１個誤ると誤り率１×１０−４となる
。なお、上式中、０．２９１　に乗じられる“２”はＩ
信号とＱ信号の２信号を意味する。

【０００９】しかし、無線装置の信頼性を保つため、従
来は無線ホップパリティビットが１０個誤ると回線の切
替えを行なう。従って、図５に示した時間ｔ１　は５．
８１９　ｍｓ（＝０．５８１９ｍｓ×１０）である。

【００１０】受信系は上記のＢＥＲが所定値以下となっ
たと判断すると、予備チャネルの正常運用を確認後に受
信スイッチの駆動命令を送出する（これに要する時間を
ｔ２　とする）。これにより、受信系内の受信スイッチ
が駆動されて予備チャネルへの回線切替えが完了する（
これに要する時間をｔ３　とする）。従って、従来は受
信系はビット誤り率が所定値以下に低下したことを検出
してから実際に予備チャネルへの回線切替えを完了する
までに時間Ｔ（＝ｔ１　＋ｔ２　＋ｔ３　）かかってい
る。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、従来の回線
切替えは上記の如く切替えシーケンスが複雑なため、回
線切替完了までの時間Ｔが数十ミリ秒もかかる。この時
間Ｔは無線伝搬路が比較的安定な場合には切替えに際し
問題はないが、フェージング周波数（速度）によっては
回線切替え時に回線規格以上のエラーを発生させてしま
う。

【００１２】すなわち、フェージングは異なった伝搬路
を通って同じアンテナで受信された複数の電波（直接波
と干渉波）が互いに干渉し合って生ずる現象であるから
、受信電力はある周波数では加算され、他の周波数では
減算されるため図７に示す如き周波数特性となる。この
場合、周波数ｆ１　ではＩで示す回線規格のビット誤り
率１０−４よりも大なるＩＩで示すビット誤り率１０−
３を生じる。このため、周波数ｆ１　を含む帯域の信号
受信時には、ビット誤り率１０−４で回線切替え情報を
検出し始め、検出後に回線切替え制御が完了するまでの
時間内に、ビット誤り率１０−３を越えてしまい、回線
切替え時に回線規格以上のエラーを多く発生してしまう
。

【００１３】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
フェージングによる信号品質劣化の検出を従来より短時
間で行なうことにより、上記の課題を解決した回線切替
え制御回路を提供することを目的とする。

【００１４】

【課題を解決するための手段】図１（Ａ）は請求項１記
載の発明の原理構成図を示す。同図中、複数の復調回路
１１ａ，１１ｂは、複数のチャネルで同じ情報データを
夫々互いに異なるキャリア周波数で変調した信号を送信
する周波数ダイバーシチ方式の受信信号が入力され、チ
ャネル別に復調する。

【００１５】ノイズレベル検出回路１２ａ，１２ｂは復
調回路１１ａ，１１ｂを通して取り出された再生キャリ
アを入力信号として受け、再生キャリア付近のノイズレ
ベルを夫々検出する。比較回路１３はノイズレベル検出
回路１２ａ，１２ｂの各出力検出信号を比較し、ノイズ
レベルが最小のチャネルを示す信号を出力する。

【００１６】選択手段１４は比較回路１３の出力信号に
より、復調回路１１ａ，１１ｂの各出力復調信号の中か
らノイズレベルが最小のチャネルの復調信号を選択して
回線の切替えを行なう。

【００１７】

【作用】復調回路１１ａ，１１ｂより取り出される再生
キャリアは、フェージングの影響のない受信信号のキャ
リアから復調した場合（ノーマル信号時）は図１（Ｂ）
に実線で示す如く、再生キャリア周波数ｆＣ　で大レベ
ルで、かつ、ｆＣ　付近の周波数のノイズは極めて小で
ある。これに対し、フェージングの影響を受けた受信信
号から復調された再生キャリアの場合は、図１（Ｂ）に
破線で示す如く再生キャリア周波数ｆＣ　付近のノイズ
レベルがかなり大となる。すなわち、再生キャリア周波
数付近のノイズレベルはフェージングの大きさと比例関
係にある。

【００１８】そこで、本発明は上記の点に着目し、比較
回路１３により常時、各チャネルの再生キャリア付近の
ノイズレベルを比較し、ノイズレベルの最も小さいチャ
ネルの復調信号を選択手段１４により選択させる。これ
により、常に最もフェージングの影響の少ないチャネル
の回線に従来より短時間で切替えることができる。

【００１９】

【実施例】図２は本発明の一実施例のブロック図を示す
。本実施例はマイクロ波帯（例えば６ＧＨｚ帯）のディ
ジタル無線システムにおいて、前記図５（Ａ）に示した
フォーマットで、かつ、ＱＰＳＫ変調されたデータから
なる送信信号を受信する受信装置に適用した例である。

【００２０】上記の６ＧＨｚ帯の第１のキャリア周波数
の第１チャネル（プロットチャネル）の送信信号と、６
ＧＨｚ帯の第２のキャリア周波数の第２チャネル（メイ
ンチャネル）の送信信号とは、夫々同じ情報内容のデー
タが並列に送信されて、本実施例受信装置の単一アンテ
ナで受信された後、周波数選択されて第１チャネルの高
周波受信信号は端子２１ａを介してＲＲＦ部２２ａに入
力され、第２チャネルの高周波受信信号は端子２１ｂを
介してＲＲＦ部２２ｂに入力される。

【００２１】ＲＲＦ部２２ａ，２２ｂは夫々入力高周波
受信信号を例えば７０ＭＨｚの周波数の中間周波信号（
ＩＦ信号）に変換し、ＩＦ増幅器２３ａ，２３ｂを通し
て復調回路（ＤＥＭ）２４ａ，２４ｂに入力する。この
復調回路（ＤＥＭ）２４ａ，２４ｂは夫々前記した復調
回路１１ａ，１１ｂに相当し、７０ＭＨｚの中間周波数
のＩＦ信号を復調してもとのデータを得る一方、再生キ
ャリアを生成する。

【００２２】図３は復調回路２４ａ（２４ｂ）の一実施
例のブロック図を示す。同図において、入力端子３１に
入力された中間周波信号はハイブリッド回路３２により
２分岐され、ミキサ３３，３４に夫々入力される。一方
、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３５より取り出された７０
ＭＨｚ付近の再生キャリアは、ハイブリッド回路３６に
より２分岐され、かつ、互いに９０°の位相差を有する
よう位相シフトされ、一方はミキサ３３に入力され、他
方はミキサ３４に入力される。

【００２３】これにより、ミキサ３３から同相信号Ｉの
復調信号が取り出され、ミキサ３４から直交信号Ｑの復
調信号が取り出される。これら同相信号Ｉ，直交信号Ｑ
の各復調信号は増幅器３７，３８を通してベースバンド
マルチプライヤ３９に夫々入力されて乗算された後、同
期時ハイレベルとなる同期信号と非同期時ハイレベルと
なる非同期信号に変換されてミキサ４２で夫々周波数変
換される。

【００２４】同期信号はまた増幅器４０及び低域フィル
タ４１を夫々通してＶＣＯ３５に制御電圧として印加さ
れ、その出力発振信号の位相を入力中間周波信号のキャ
リア周波数に位相同期させる。すなわち、上記各回路３
３〜４１はフェーズ・ロックト・ループ回路（ＰＬＬ回
路）を構成している。

【００２５】一方、ミキサ４２の出力信号は増幅器４３
を通して低域フィルタ４４及びスイッチ回路４５に夫々
入力される。スイッチ回路４５は前記ベースバンドマル
チプライヤ３９から取り出され、増幅器４６で増幅され
た非同期信号がスイッチング信号として印加され、回路
の非同期時オン、同期時オフとされる。これにより、ス
イッチ回路４５は非同期時は低域フィルタ４４を短絡し
て増幅器４３からの信号をＡＦＣ（オートマチック・フ
リケンシイ・コントロール）用制御電圧としてＶＣＯ３
５に印加し、ＶＣＯ３５の出力発振周波数をいち早く所
定周波数（７０ＭＨｚ）付近に粗調整させる。なお、Ｖ
ＣＯ３５はＰＬＬ回路の同期時には低域フィルタ４４か
らＡＦＣ制御電圧が印加され、その出力発振周波数が制
御されている。これにより、ＶＣＯ３５からは入力中間
周波信号のキャリア周波数に位相同期した再生キャリア
信号が取り出される。

【００２６】また、ベースバンドマルチプライヤ３９か
らは直交信号Ｑと同相信号Ｉの各伝送速度に関連した周
波数（約１７ＭＨｚ）の信号が取り出され、帯域フィル
タ４７で不要周波数成分が除去され、更にコンパレータ
４８で波形整形されて矩形波とされた後コンパレータ４
９のクロック端子及びディジタル処理部５０に入力され
る。

【００２７】コンパレータ４９には前記した直交信号Ｑ
と同相信号Ｉの復調信号も入力されており、入力クロッ
クに応じて波形整形した復調信号をディジタル処理部５
０に入力する。ディジタル処理部５０は増幅器４６から
の信号を復調回路アラーム信号としてそのまま出力する
一方、復調データを出力する。

【００２８】上記の構成及び動作の復調回路２４ａ，２
４ｂから取り出された復調データ及び再生キャリアのう
ち、図２に示す如く再生キャリアはノイズレベル検出回
路（ＤＥＴ）２５ａ，２５ｂに供給され、復調データは
受信スイッチ回路２７に入力される。

【００２９】ノイズレベル検出回路（ＤＥＴ）２５ａ及
び２５ｂは夫々前記したノイズレベル検出回路１２ａ及
び１２ｂに相当し、夫々同一構成で例えば図４のブロッ
ク図に示すような回路構成とされている。図４において
、入力端子６１には前記７０ＭＨｚの再生キャリアが入
力される。この再生キャリアは増幅器６２で増幅された
後ミキサ６３に入力され、ここで７０ＭＨｚ発振器６４
からの７０ＭＨｚと周波数変換される。

【００３０】ミキサ６３の出力信号は低域フィルタ６５
により低周波数のみ取り出される。ここで、再生キャリ
アはノイズレベルに応じた量、周波数変動しているのに
対し、７０ＭＨｚ発振器６４からの７０ＭＨｚはノイズ
のない極めて周波数安定度の高い周波数であるから、そ
れら両信号をミキサ６３で周波数変換した信号を低域フ
ィルタ６５を通すことにより、低域フィルタ６５から再
生キャリアに重畳しているノイズがベースバンド帯域で
取り出される。

【００３１】このノイズは増幅器６６を通してダイオー
ド検波器６７に入力され、ここでレベル検波された後、
ＤＣアンプ６８を通して出力端子６９からノイズレベル
検出信号として取り出される。

【００３２】このような構成及び動作のノイズレベル検
出回路２５ａ，２５ｂからのノイズレベル検出信号は、
図２に示す如く比較回路２６に入力され、ここでレベル
比較される。比較回路２６は前記比較回路１３に相当し
、演算増幅器を用いたコンパレータの構成であり、ノイ
ズレベル検出回路２５ａからの第１のノイズレベル検出
信号の方がノイズレベル検出回路２５ｂからの第２のノ
イズレベル検出信号よりも大レベルのときは、例えばロ
ーレベルの比較信号を出力し、上記と逆のレベル関係の
ときはハイレベルの比較信号を出力する。

【００３３】上記の比較信号は受信スイッチ回路２７に
スイッチング信号として印加され、比較信号がローレベ
ルのときは受信スイッチ回路２７より復調回路２４ｂの
方の復調データを選択出力させ、比較信号がハイレベル
のときは受信スイッチ回路２７より復調回路２４ａの方
の復調データを選択出力させる。従って、受信スイッチ
回路２７からは第１及び第２チャネルの受信信号の復調
データのうち、常にノイズレベルが小さい方のチャネル
、すなわち最もフェージングの影響の少ないチャネルの
受信信号の復調データが選択出力されることとなる（換
言するとマイクロ回線を切替えることとなる）。

【００３４】従って、本実施例によれば、ビット誤り率
の計算及び判定を行なうことなく図７に示したフェージ
ング特性のＩＩＩ　で示したレベルで回線切替えを行な
っていることとなり、従来に比し前記時間ｔ１　分回線
切替えを早くできるから、従来よりも高速度のフェージ
ングに対してもその影響なく高品質の受信ができる。

【００３５】なお、本発明は上記の実施例に限定される
ものではなく、データの変調方式、伝送速度、信号フォ
ーマットその他種々の変形例が考えられることは勿論で
ある。

【００３６】

【発明の効果】上述の如く、本発明によれば、最もフェ
ージングの影響の少ないチャネルの回線に、従来よりも
短時間で切替えることができるため、従来では回線切替
時に回線規格以上のエラーを多く発生することがあった
高速のフェージングに対しても、その影響を受けること
なく別の回線へ切替えることができ、よって従来よりも
高品質の受信ができる等の特長を有するものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理説明図である。

【図２】本発明の一実施例のブロック図である。

【図３】復調回路の一実施例のブロック図である。

【図４】ノイズレベル検出回路の一実施例のブロック図
である。

【図５】従来の回線切替えシーケンスの一例を示す図で
ある。

【図６】従来の伝送信号フォーマット等の説明図である
。

【図７】回線切替えとフェージングとの関係を示す図で
ある。

【符号の説明】

１１ａ，１１ｂ　　復調回路 １２ａ，１２ｂ　　ノイズレベル検出回路１３　　比較
回路 １４　　選択手段

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　複数のチャネルで同じ情報データを、
   夫々互いに異なるキャリア周波数で変調して送信する周
   波数ダイバーシチ方式のディジタル無線システムにおい
   て、前記複数のチャネルの夫々について受信した信号を
   別々に復調する複数の復調回路（１１ａ，１１ｂ）と、
   該復調回路（１１ａ，１１ｂ）を通して取り出された前
   記複数のチャネルの受信信号の再生キャリアを夫々入力
   信号として受け、該再生キャリア付近のノイズレベルを
   夫々検出する複数のノイズレベル検出回路（１２ａ，１
   ２ｂ）と、該ノイズレベル検出回路（１２ａ，１２ｂ）
   の各出力検出信号を比較し、ノイズレベルが最小のチャ
   ネルを示す信号を出力する比較回路（１３）と、該比較
   回路（１３）の出力信号により、前記複数の復調回路（
   １１ａ，１１ｂ）の各出力復調信号の中からノイズレベ
   ルが最小のチャネルの復調信号を選択して回線の切替え
   を行なう選択手段（１４）とを有することを特徴とする
   回線切替え制御回路。
2. 【請求項２】　　前記ノイズレベル検出回路（１２ａ，
   １２ｂ）は、中間周波数と同一周波数を発振出力する発
   振器（６４）と、前記復調回路（１１ａ，１１ｂ）から
   の前記複数のチャネルの受信信号の中間周波数の再生キ
   ャリアと該発振器（６４）の出力発振周波数とを周波数
   変換してベースバンド帯域のノイズを取り出す周波数変
   換回路（６３，６５）と、該周波数変換回路（６３，６
   ５）の出力ノイズをレベル検波する検波回路（６７）と
   を有することを特徴とする請求項１記載の回線切替え制
   御回路。
3. 【請求項３】　　前記複数のチャネルの受信信号は、マ
   イクロ波帯のキャリア周波数で情報データを４相位相変
   調した信号であることを特徴とする請求項１記載の回線
   切替え制御回路。